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CN117394694A - Llc变换器、电源模块和逆变器 - Google Patents

Llc变换器、电源模块和逆变器 Download PDF

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CN117394694A CN202311222690.0A CN202311222690A CN117394694A CN 117394694 A CN117394694 A CN 117394694A CN 202311222690 A CN202311222690 A CN 202311222690A CN 117394694 A CN117394694 A CN 117394694A
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曹文远
甘家虎
胡笑鲁
杨泽洲
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Huawei Digital Power Technologies Co Ltd
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Abstract

本申请提供一种LLC变换器、电源模块和逆变器。LLC变换器包括N相逆变电路、N相谐振电路、N相整流电路和M个储能元件，N相逆变电路通过N相谐振电路连接N相整流电路；N相逆变电路的输入端连接直流母线，N相谐振电路的每一相均包括谐振电感、谐振电容和变压器，谐振电感、谐振电容和变压器的原边绕组串联；N为大于或等于2的整数，M为小于或等于N的正整数；谐振电感的第一端和第二端分别用于接收电流和输出电流；M个储能元件的第一端分别连接N相谐振电路中的M相谐振电路中的谐振电感的第二端，M个储能元件的第二端连接直流母线。本申请可抑制LLC变换器中的高频谐波电流，改善EMC问题。

Description

LLC变换器、电源模块和逆变器
技术领域
本申请涉及电力电子技术领域，尤其涉及一种LLC变换器、电源模块和逆变器。
背景技术
电感电感电容(inductance inductance capacitance,LLC)变换器是一种通过控制开关频率来实现输出电压恒定的谐振电路，可广泛应用于各种电源中。LLC变换器的拓扑结构中一般包括L(电感)、L(电感)和C(电容)，以及开关元件，这些器件可组成以下模块：逆变电路、谐振电路和整流电路。通过这些模块中元件的协同作用，LLC变换器可实现直流DC/DC变换，实现高效能的电能转换。LLC变换器的优点在于它可以实现软开关、提供高效率、低功率损耗和低电磁干扰，有利于满足电源行业对产品的高频化、小型化要求。
目前，三相LLC变换器中的寄生电容容易导致LLC变换器中产生高频谐波电流，会增加LLC变换器的损耗，加剧电磁兼容性(Electro Magnetic Compatibility,EMC)问题。
发明内容
本申请提供了一种LLC变换器、电源模块和逆变器，可抑制LLC变换器中的高频谐波电流，改善EMC问题。
第一方面，本申请提供了一种LLC变换器，该LLC变换器包括N相逆变电路、N相谐振电路、N相整流电路和M个储能元件，其中，N为大于或等于2的整数，M为小于或等于N的正整数。N相逆变电路通过N相谐振电路连接N相整流电路；该N相逆变电路的输入端用于连接直流母线，该N相谐振电路的每一相谐振电路均包括谐振电感、谐振电容和变压器，该谐振电感、该谐振电容和该变压器的原边绕组串联。这里，谐振电感的第一端用于接收电流，谐振电感的第二端用于输出电流。该M个储能元件的第一端分别连接该N相谐振电路中的M相谐振电路中的谐振电感的第二端，该M个储能元件的第二端连接该直流母线。本申请中，通过在LLC变换器中增加M个储能元件，该M个储能元件分别连接在对应的M相谐振电路中的谐振电感的第二端与直流母线之间，可利用M个储能元件中每个储能元件与对应谐振电路中的谐振电感发生谐振，选择参数合适的储能元件可调整该谐振的谐振频率，尽量使得高频谐波电流不因该谐振而产生，从而能抑制高频谐波电流，降低LLC变换器的损耗，改善EMC问题。
在一种可行的实现方式中，上述M个储能元件的第一端分别直接连接上述M相谐振电路中的谐振电感的第二端；或者，上述M个储能元件的第一端分别通过上述M相谐振电路中的谐振电容连接谐振电感的第二端；或者，上述M个储能元件的第一端分别通过上述M相谐振电路中的变压器的原边绕组连接谐振电感的第二端；或者，上述M个储能元件的第一端分别通过上述M相谐振电路中的谐振电容和变压器的原边绕组连接谐振电感的第二端。也就是说，储能元件的第一端可直接连接对应的谐振电感的第二端，也可间接连接对应的谐振电感的第二端，这样，可使得储能元件能够与对应谐振电路中的谐振电感发生谐振，并对该谐振的谐振频率产生影响，进而能通过设置合适的储能元件，尽量使得高频谐波电流不因该谐振而产生，从而实现抑制高频谐波电流，降低LLC变换器的损耗，改善EMC问题。
在一种可行的实现方式中，在上述M相谐振电路与上述直流母线之间存在寄生电容的情况下，上述M个储能元件中每个储能元件分别与对应的谐振电路中的谐振电感以及对应的谐振电路与上述直流母线之间的寄生电容形成第一谐振支路，M个第一谐振支路的谐振频率均与振荡频率不同，该振荡频率为上述N相逆变电路的开关频率的k倍，k为大于或等于2的整数。这里，在未增加储能元件之前，M相谐振电路中各相谐振电路中的谐振电感与对应的谐振电路与直流母线之间的寄生电容发生谐振，当该谐振频率等于上述振荡频率时，会导致LLC变换器中产生高频谐波电流。本申请中通过增加储能元件使得第一谐振支路的谐振频率与振荡频率不同，可破坏高频谐波电流的产生条件，从而能实现对该LLC变换器中的高频谐波电流的抑制，降低LLC变换器的损耗，改善EMC问题。
在一种可行的实现方式中，上述储能元件包括第一电容或第一电感。通过选择容值合适的第一电容或第一电感，将第一电容或第一电感设置在LLC变换器中，使得第一谐振支路的谐振频率与上述振荡频率不同，可抑制LLC变换器中的高频谐波电流，降低LLC变换器的损耗，改善EMC问题。通过在LLC变换器中增加数个第一电容或第一电感即可实现改善EMC问题，操作简单，对电路结构的改变小，适应范围广，成本低。
在一种可行的实现方式中，上述储能元件包括：串联的第一开关和第二电容，或者，串联的第一开关和第二电感；上述储能元件对应的谐振电路中的谐振电感可以和该储能元件对应的谐振电路与直流母线之间的寄生电容形成第二谐振支路；在第二谐振支路的谐振频率与上述振荡频率相同的情况下，上述储能元件中的第一开关处于导通状态，上述储能元件所在的第一谐振支路的谐振频率与上述振荡频率不同；在上述第二谐振支路的谐振频率与上述振荡频率不同的情况下，上述储能元件中的第一开关处于关断状态。这样，可在LLC变换器中高频谐波电流较大时控制第一开关导通，使得第二电感或第二电容与谐振电感以及寄生电容发生谐振，且三者构成的第一谐振支路的谐振频率与振荡频率不同，从而抑制LLC变换器中的高频谐波电流；在LLC变换器中高频谐波电流较小时控制第一开关关断，使得第二电感或第二电容不参与谐振电感与寄生电容的谐振。通过对第一开关的控制，可使得不同场景下的LLC变换器中的高频谐波电流均满足需求，改善EMC问题，操作简便，适应性高，方便灵活。
在一种可行的实现方式中，上述直流母线包括正直流母线和负直流母线；在上述M相谐振电路与上述负直流母线之间存在寄生电容的情况下，上述M个储能元件的第二端连接上述负直流母线；或者，在上述M相谐振电路与上述正直流母线之间存在寄生电容的情况下，上述M个储能元件的第二端连接上述正直流母线。这样，基于寄生电容的存在位置来确定储能元件与谐振电路的连接位置，使得储能元件与寄生电容并联，两者能与对应的谐振电感一起构成第一谐振支路，可进一步使得第一谐振支路的谐振频率与振荡频率不同，实现对LLC变换器中的高频谐波电流的抑制，改善EMC问题。
在一种可行的实现方式中，在上述N为3的情况下，上述三相谐振电路中包括的三个变压器的原边绕组呈星型连接或三角形连接。这里，三角形连接是指将三相中的每一相中A元件的末端与下一相中A元件的首端相连，再从三个连接点引出端线与其他元件连接。星型连接也称Y型连接，是指将三相中的每一相中A元件的末端连接于同一点，再从三个A元件的首端引出端线与其他元件连接。本申请中，在三相LLC变换器中的三个变压器的原边绕组呈星型连接或三角形连接时，均可在该变换器中增加储能元件，利用该储能元件可抑制LLC变换器的中的高频谐波电流，降低LLC变换器的损耗，改善EMC问题，该方式操作简单，适用范围广。
在一种可行的实现方式中，在上述N为3的情况下，三相谐振电路的每一相谐振电路中均包括串联支路子单元，上述串联子单元支路包括以下任一项：串联的谐振电容和变压器的原边绕组；串联的谐振电感和变压器的原边绕组；串联的谐振电容、谐振电感和变压器的原边绕组；上述三相谐振电路中的三个串联子单元呈三角形连接或星型连接。本申请中，在三相LLC变换器中每相谐振电路均包括串联子单元且三个串联子单元呈三角形连接或星型连接时，均可在这些LLC变换器中增加储能元件，利用储能元件可抑制LLC变换器的中的高频谐波电流，降低LLC变换器的损耗，改善EMC问题，该方式操作简单，适用范围广。
在一种可行的实现方式中，上述N相逆变电路包括母线电容，上述N相逆变电路的每一相逆变电路中均包括串联的第二开关和第三开关，上述第二开关的第一端连接上述直流母线中的正直流母线，上述第三开关的第二端连接上述直流母线中的负直流母线，上述母线电容连接在上述正直流母线和上述负直流母线之间，上述第二开关与上述第三开关的串联连接点连接对应的逆变电路输出端。第二开关和第三开关可以为MOSFET或IGBT等，本申请对此不作限制。这样，N相逆变电路中的N个第一开关和N个第二开关基于控制信号导通或关断，可实现将输入该逆变电路的直流电转换为交流电，并输出至N相谐振电路中。
第二方面，本申请提供了一种电源模块，该电源模块包括功率因数校正PFC电路和如第一方面及第一方面任一种实现方式中的LLC变换器，PFC电路的输出端连接LLC变换器的输入端，LLC变换器的输出端用于连接直流负载；PFC电路用于为LLC变换器提供直流输入。
第三方面，本申请提供了一种逆变器，该逆变器包括逆变电路和如第一方面及第一方面任一种实现方式中的LLC变换器，LLC变换器的输出端连接逆变电路的输入端，LLC变换器的输入端用于连接直流电源；逆变电路用于基于LLC变换器输出的直流电压进行直流/交流变换。
第四方面，本申请提供了一种充电装置，该充电装置包括功率因数校正PFC电路、直流母线和如第一方面及第一方面任一种实现方式中的LLC变换器，PFC电路的输出端通过该直流母线连接LLC变换器的输入端，PFC电路的输入端用于连接交流电源，LLC变换器的输出端用于连接用电设备；PFC电路用于对交流电源输出的交流电进行功率因数校正，并输出直流电至直流母线，该直流母线用于为LLC变换器提供直流电压输入。
本申请中，LLC变换器中增加了M个储能元件，M个储能元件连接在M相谐振电路中的谐振电感的第二端与直流母线之间，M个储能元件分别与M相谐振电路中每个谐振电路与直流母线之间的寄生电容一起，与对应谐振电路中的谐振电感发生谐振，三者形成的第一谐振支路与LLC变换器的振荡频率不同，可抑制LLC变换器中的高频谐波电流，从而降低LLC变换器的损耗，改善EMC问题。在电源模块、逆变器和充电装置等电子设备中使用该LLC变换器，可优化该电子设备的EMC问题，提高该电子设备的工作效率。
附图说明
图1为本申请提供LLC变换器的一应用场景图；
图2为本申请提供LLC变换器的另一应用场景图；
图3为本申请提供LLC变换器的一结构示意图；
图4为本申请提供LLC变换器的另一结构示意图；
图5为本申请提供LLC变换器的又一结构示意图；
图6为本申请提供LLC变换器的又一结构示意图；
图7为本申请提供LLC变换器的又一结构示意图；
图8为本申请提供LLC变换器中的储能元件的结构示意图；
图9为本申请提供LLC变换器的又一结构示意图；
图10为本申请提供LLC变换器的又一结构示意图；
图11为本申请提供LLC变换器的又一结构示意图；
图12a为本申请提供LLC变换器的又一结构示意图；
图12b为本申请提供LLC变换器的又一结构示意图；
图12c为本申请提供LLC变换器的又一结构示意图；
图13a为本申请提供LLC变换器的又一结构示意图；
图13b为本申请提供LLC变换器的又一结构示意图；
图13c为本申请提供LLC变换器的又一结构示意图；
图13d为本申请提供LLC变换器的又一结构示意图；
图14为本申请提供的电源模块的一结构示意图；
图15为本申请提供的逆变器的一结构示意图；
图16为本申请提供的充电装置的一结构示意图。
具体实施方式
本申请提供的LLC变换器可广泛应用于各种直流DC/DC变换场景，例如，该LLC变换器可应用于光伏场景的DC/DC变换电源、通信基站使用的供电电源、数据中心供电电源、大功率工业电源等产品中。
参见图1，图1是本申请提供的LLC变换器的一应用场景图。如图1所示，LLC变换器可以与储能电池一起构成储能系统。LLC变换器的输入端可以连接储能电池，在储能电池放电时，该储能电池可以为LLC变换器提供直流电压输入，LLC变换器可对该直流电压进行DC/DC变换，并输出符合用电设备需求的直流电，为用电设备供电。这里，该用电设备可以是储能电池、其他DC/DC变换器和/或DC/AC变换器等，本申请不作限制。可理解的，本申请提供的LLC变换器不仅可以应用于储能系统，还可以应用于光伏系统，还可以应用于光储系统，还可以应用于其他DC/DC变换的场合，本申请不作限制。
参见图2，图2是本申请提供的LLC变换器的另一应用场景图。如图2所示，LLC变换器可以与功率因数校正(Power Factor Correction,PFC)电路一起构成电源模块。PFC电路的输出端连接LLC变换器的输入端，LLC变换器的输出端可连接用电设备，PFC电路的输入端可连接交流电网。在该应用场景中，交流电网提供的交流电输入至PFC电路，PFC电路可对交流电进行功率因数校正，并输出直流电压至LLC变换器；LLC变换器可对该直流电压进行DC/DC变换，输出直流电压为用电设备供电。该电源模块可以为基站电源、充电器等，本申请不作限制。在图2中以该电源模块为基站电源，该用电设备为通信基站进行示例。
上述LLC变换器可以为N相LLC变换器，N可以为大于或等于2的整数。当N为3时，该LLC变换器可以为三相交错并联LLC变换器。该N相LLC变换器可以包括N相逆变电路、N相谐振电路和N相整流电路。该LLC变换器中可能存在高频谐波电流，该高频谐波电流会增加LLC变换器的损耗，影响LLC变换器的转换效率，带来电磁兼容(Electro MagneticCompatibility,EMC)问题。
在本申请提供的LLC变换器中，由于其中的谐振电路包括的谐振电感与该谐振电路和直流母线之间的寄生电容发生谐振，且谐振频率等于振荡频率导致变换器中产生高频谐波电流，因此可在LLC变换器中增加一个或多个储能元件，储能元件一端连接谐振电路中的谐振电感的第二端(该第二端比谐振电感的第一端距离谐振电路输入端更远)，另一端连接直流母线，可使得储能元件能够与对应谐振电路与直流母线之间的寄生电容以及对应谐振电路中的谐振电感一起发生谐振，且谐振频率与该LLC变换器的振荡频率不同，从而能破坏高频谐波电流的产生条件，实现对LLC变换器中的高频谐波电流的抑制，提高LLC变换器的效率，改善EMC问题。
下面结合图3至图13d对本申请提供的LLC变换器的工作原理进行示例说明。
参见图3，图3是本申请提供的LLC变换器的一结构示意图。如图3所示，该LLC变换器包括N相逆变电路11、N相谐振电路12、N相整流电路13和M个储能元件(如图3中的101～10m)。这里，N为大于或等于2的整数，M为小于或等于N的正整数。该N相逆变电路11通过N相谐振电路12连接N相整流电路13。其中，该N相逆变电路11的输入端可用于连接直流母线，该N相谐振电路12的每一相谐振电路均包括谐振电感、谐振电容和变压器。其中，谐振电感的第一端用于接收电流，谐振电感的第二端用于输出电流。那么谐振电感的第二端相比其第一端距离谐振电路的输入端更远，LLC变换器正常工作时，通过谐振电感的电流从谐振电感的第一端流至谐振电感的第二端。如图3所示，该N相逆变电路11中，第一相谐振电路包括谐振电感Lr1、谐振电容Cr1和变压器T1，第二相谐振电路包括谐振电感Lr2、谐振电容Cr2和变压器T2，……，第N相谐振电路包括谐振电感Lrn、谐振电容Crn和变压器Tn。每一相谐振电路中，谐振电感、谐振电容和变压器的原边绕组串联(简称为谐振电感、谐振电容与变压器串联)，该谐振电感、谐振电容和变压器的励磁电感可构成LLC谐振模块。这里，每一相谐振电路中的谐振电感、谐振电容和变压器的连接顺序可以包括多种情况，将每一相谐振电路的输入端到谐振电路的输出端的顺序作为从前到后的顺序，图3中以谐振电感、谐振电容和变压器依次串联作为示例，实际此三者还可以按其他顺序连接，如谐振电容、谐振电感和变压器依次串联，或者，谐振电感、变压器和谐振电容依次串联等，本申请不作限制。
在本申请提供的LLC变换器中，M个储能元件的第一端可分别连接N相谐振电路中的M相谐振电路中的谐振电感的第二端，M个储能元件的第二端可用于连接直流母线。其中，M相谐振电路中每一相谐振电路中，谐振电感的第二端相比谐振电感第一端距离该相谐振电路的输入端更远。这里，储能元件的第一端连接谐振电感的第二端，可以是两者直接连接，也可以是两者间接连接。图3中以M个储能元件的第一端分别通过M相谐振电路中的谐振电容连接谐振电感的第二端进行示例，此时，储能元件的第一端间接连接谐振电感的第二端。实际储能元件的第一端还可以通过变压器的原边绕组连接谐振电感的第二端，或者通过谐振电容和变压器的原边绕组连接谐振电感的第二端，或者直接连接谐振电感的第二端，本申请不作限制。本申请中，由于M个储能元件的第一端分别连接M个谐振电路中的谐振电感的第二端，该M个储能元件中每个储能元件可与对应谐振电路中的谐振电感以及对应谐振电路与直流母线之间的寄生电容一起发生谐振，通过选择合适的储能元件使得该谐振频率与振荡频率不同，可破坏高频谐波电流的产生条件，实现对LLC变换器中的高频谐波电流的抑制，改善EMC问题。
在一种可行的实施方式中，如图4所示，在M相谐振电路与直流母线之间存在寄生电容(如图4中的寄生电容Cp1～Cpm)的情况下，M个储能元件中每个储能元件可分别与对应的谐振电路中的谐振电感以及对应的谐振电路与直流母线之间的寄生电容形成第一谐振支路。例如，储能元件101可与谐振电感Lr1、寄生电容Cp1形成第一谐振支路。其中，该M个第一谐振支路的谐振频率均与振荡频率不同，该振荡频率为N相逆变电路的开关频率的k倍，k为大于或等于2的整数。这里，在该M个第一谐振支路中的每个第一谐振支路中，储能元件、寄生电容和谐振电感可发生谐振，谐振频率由三者的感值和容值等参数确定。
需要说明的是，在未增加上述M个储能元件的LLC变换器中，N相谐振电路中每相谐振电路正常工作时，因该相谐振电路中的谐振电感、谐振电容和变压器的励磁电感共同作用，发生谐振，产生基波电流。在上述M相谐振电路与直流母线之间均存在寄生电容的情况下，该M相谐振电路中每相谐振电路中的谐振电感和对应的寄生电容发生谐振，当该谐振频率与上述振荡频率相同时，会在M相谐振电路的相间路径或相对地路径上产生高频谐波电流，该高频谐波电流会增加LLC变换器的损耗，带来EMC问题。这里，相间路径是指M相谐振电路中的一相谐振电路到另一相谐振电路之间的路径。相对地路径是指M相谐振电路中的一相谐振电路到参考地之间的路径。
当在LLC变换器中增加M个储能元件后，在M相谐振电路与直流母线之间均存在寄生电容的情况下，上述M相谐振电路中各相谐振电路中的谐振电感和该相谐振电路对应的寄生电容以及储能元件一起发生谐振，若谐振电感、寄生电容和储能元件这三者一起发生谐振时的谐振频率与上述振荡频率不同，可以使得该M相谐振电路的相间路径或相对地路径上产生的高频谐波电流减小，从而使得LLC变换器的损耗降低，工作效率提高，改善EMC问题。
在一种可行的实施方式中，本申请提供的LLC变换器中的M个储能元件可以包括M个第一电容或M个第一电感。下面分两种情况进行介绍。
参见图5，图5为本申请提供的LLC变换器的另一结构示意图，如图5所示，LLC变换器中的M个储能元件可以包括M个第一电容，也即储能元件包括第一电容，此时，该M个第一电容可为图5中的电容Cy1～Cym。该M个第一电容中每个第一电容的容值可以是相同的，这里用Cy表示任一个第一电容的容值。M相谐振电路中每相谐振电路与直流母线之间的寄生电容可为图5中的寄生电容Cp1～Cpm，任一个寄生电容的容值可以用Cp表示。每一相谐振电路对应的第一电容和寄生电容可以是并联的，两者并联后的等效电容值C为：
C＝Cy+Cp
此时，每一相谐振电路对应的寄生电容、第一电容和谐振电感(其感值用Lr表示)构成的第一谐振支路的谐振频率f为：
通过选择容值合适的第一电容，将该M个第一电容设置在LLC变换器中，使得第一谐振支路的谐振频率与上述振荡频率不同，可实现对该LLC变换器中的高频谐波电流的抑制，降低LLC变换器的损耗，提高LLC变换器的转换效率。通过在LLC变换器中增加数个第一电容即可实现改善EMC问题，操作简单，对电路结构的改变小，适应范围广，成本低。
示例性的，该第一电容的容值可以根据需要进行确定。例如，未增加上述储能元件之前该LLC变换器中存在较大的三次谐波电流，则可选择容值合适的第一电容，使得该第一电容所在的第一谐振支路的谐振频率与LLC变换器中逆变电路的开关频率的3倍不同。又例如，未增加上述储能元件之前该LLC变换器中存在较大的三次谐波电流和五次谐波电流，则可选择容值合适的第一电容，使得该第一电容所在的第一谐振支路的谐振频率与LLC变换器中逆变电路的开关频率的3倍以及开关频率的5倍均不同。在本申请中，可根据实际场景中的具体需求选择容值合适的第一电容。在后续描述中，当该储能元件包括电感等元件时，也可根据实际场景中的具体需求选择参数合适的元件，不再赘述。
参见图6，图6为本申请提供的LLC变换器的又一结构示意图，如图6所示，LLC变换器中的M个储能元件可以包括M个第一电感，也即，储能元件包括第一电感，此时，该M个第一电感可为图6中的电感Ly1～Lym。该M个第一电感中每个第一电感的感值可以是相同的。M相谐振电路中每个谐振电路与直流母线之间的寄生电容可为图6中的寄生电容Cp1～Cpm。每一相谐振电路对应的第一电感可以等效为一个电容，因此每一相谐振电路对应的第一电感与对应的寄生电容并联后可以与该相中的谐振电感构成第一谐振支路，发生谐振。
通过选择感值合适的第一电感，将该M个第一电感设置在LLC变换器中，使得第一谐振支路的谐振频率与上述振荡频率不同，可实现对该LLC变换器中的高频谐波电流的抑制，降低LLC变换器的损耗，改善EMC问题。
在一种可行的实施方式中，与图5或图6所示结构的LLC变换器不同，本申请还可提供另一种LLC变换器。该LLC变换器包括的M个储能元件中(如图3或图4中的101～10m)的储能元件可以包括：串联的第一开关和第二电容，或者，串联的第一开关和第二电感。M相谐振电路中每一相谐振电路中的谐振电感可以与对应的谐振电路与直流母线之间的寄生电容形成第二谐振支路。上文已提到，储能元件可以与对应的谐振电路中的谐振电感和对应的寄生电容形成第一谐振支路。那么，第一谐振支路和第二谐振支路的区别在于是否包括储能元件。参见图7，图7中的(a)示出了储能元件包括串联的第一开关和第二电容的情形，图7中的(b)示出了储能元件包括串联的第一开关和第二电感的情形。这里，以该储能元件为图3或图4中的储能元件101进行示例，如图7中的(a)所示，储能元件101可以包括串联的第一开关K1和第二电容Cy1，谐振电感Lr1可以与寄生电容Cp1形成第一谐振支路，谐振电感Lr1可以与寄生电容Cp1以及第二电容Cy1形成第二谐振支路。图7中的(b)所示情况与图7中的(a)所示情况类似，只是用第二电感替换了第二电容，因此对其电路连接关系不再赘述。
在此实施方式中，上述第一开关可用于导通或断开与该第一开关串联的第二电容或第二电感与对应的谐振电感之间的通路。也就是说，可根据实际需求控制第一开关导通或关断，使得与该第一开关串联的第二电感或第二电容发挥作用或不发挥作用。具体的，在第二谐振支路的谐振频率与振荡频率相同的情况下，高频谐波电流较大，储能元件中的第一开关处于导通状态，储能元件所在的第一谐振支路的谐振频率与振荡频率不同。这里，第一开关导通后，第二电感或第二电容与对应的谐振电感之间的通路导通，该第二电容或第二电感可以与谐振电感以及对应的寄生电容一起发生谐振，第一谐振支路的谐振频率与振荡频率不同，因此可抑制该LLC变换器中的高频谐波电流，使得LLC变换器的损耗降低。在第二谐振支路的谐振频率与振荡频率不同的情况下，高频谐波电流很小，储能元件中的第一开关可处于关断状态，使第二电感或第二电容与对应的谐振电感之间的通路断开。
本申请实施例中，通过在LLC变换器中增加串联的第一开关与第二电容，或增加串联的第一开关和第二电感，可在LLC变换器中的高频谐波电流较大时控制第一开关导通，使得第二电感或第二电容与谐振电感以及寄生电容构成的第一谐振支路的谐振频率与振荡频率不同，从而抑制LLC变换器中的高频谐波电流。在LLC变换器中的高频谐波电流较小时控制第一开关关断，使得第二电感或第二电容不参与谐振电感与寄生电容的谐振。这样，通过对第一开关的控制，可使得不同场景下的LLC变换器中的高频谐波电流均满足需求，改善EMC问题，操作简便，适应性高，方便灵活。
可选的，上述储能元件中可以包括t组串联的第一开关和第二电容，且所述t组串联的第一开关和第二电容并联。t可以为大于或等于2的整数。如图8中的(a)所示，以储能元件为储能元件101进行示例，该储能元件可包括t个第一开关K11、…、K1t，以及t个第二电容Cy11、…、Cy1t，其中，第一开关K11与第二电容Cy11串联，…，第一开关K1t与第二电容Cy1t串联；t组串联的第一开关和第二电容再并联在一起。这里，t个第二电容Cy11、…、Cy1t中任意两个第二电容的容值可以相同，也可以不同。这样，可以根据需要导通该t个第一开关中的任意0～t个第一开关，使得与该0～t个第一开关串联的0～t第二电容可与寄生电容Cp1以及谐振电感Lr1一起发生谐振，此时第一谐振支路中等效的总第二电容的容值Cy为该0～t第二电容的容值总和，基于该等效的总第二电容的容值Cy、谐振电感Lr1的感值与寄生电容Cp1的容值可确定第一谐振支路的谐振频率。也就是说，基于实际需要导通储能元件中的任意0～t个第一开关，可调整第一谐振支路的谐振频率，使得第一谐振支路的谐振频率与振荡频率不同，从而使得LLC变换器中的高频谐波电流减小，改善EMC问题。该LLC变换器的储能元件中电容的总电容值可调整，在实现对LLC变换器中的高频谐波电流的抑制的同时，操作灵活，适应性高。
可选的，上述储能元件中可以包括t组串联的第一开关和第二电感，且所述t组串联的第一开关和第二电感并联。t为大于或等于2的整数。如图8中的(b)所示，以储能元件为储能元件101进行示例，该储能元件可包括t个第一开关K11、…、K1t，以及t个第二电感Ly11、…、Ly1t，其中，第一开关K11与第二电感Ly11串联，…，第一开关K1t与第二电感Ly1t串联；t组串联的第一开关和第二电感再并联在一起。这里，t个第二电感Ly11、…、Ly1 t中任意两个第二电感的感值可以相同，也可以不同。这样，可以根据需要导通该t个第一开关中的任意0～t个第一开关，使得与该0～t个第一开关分别串联的0～t第二电感可与寄生电容Cp1以及谐振电感Lr1一起发生谐振，此时该0～t个第二电感一起可等效为一个电容，基于该等效的电容的容值、谐振电感Lr1的感值与寄生电容Cp1的容值可确定第一谐振支路的谐振频率。也就是说，基于实际需要导通储能元件中的任意0～t个第一开关，可调整第一谐振支路的谐振频率，使得第一谐振支路的谐振频率与振荡频率不同，从而使得LLC变换器中的高频谐波电流减小，改善EMC问题。该LLC变换器的储能元件中电感的总等效电容值可调整，在实现对LLC变换器中的高频谐波电流的抑制的同时，操作灵活，适应性高。
在一种可行的实施方式中，N相逆变电路包括母线电容，N相逆变电路的每一相逆变电路中均包括串联的第二开关和第三开关，第二开关的第一端用于连接直流母线中的正直流母线，第三开关的第二端用于连接直流母线中的负直流母线，母线电容连接在正直流母线和负直流母线之间，第二开关与第三开关的串联连接点连接对应的逆变电路输出端。参见图9，图9为本申请提供的LLC变换器的又一结构示意图。图9中以N和M均为3进行示例。如图9所示，N相逆变电路可简称为逆变电路11，N相谐振电路可简称为谐振电路12。此时，逆变电路11包括的三个第二开关为开关K2a、K2b和K2c，三个第三开关为开关K3a、K3b和K3c，母线电容为电容C0，电容C0连接在正直流母线BUS+和负直流母线BUS-之间。三个第三开关K3a、K3b和K3c的第二端可均连接逆变电路11的负输入端，这里，逆变电路11的负输入端可连接参考地(也可称为原边地)，在图9中用GND表示。这里，参考地为变压器的原边电路的参考零点，该参考地可与大地连接。需要说明的是，本申请提供的其他结构的LLC变换器中，逆变电路11的负输入端和负直流母线均连接上述参考地，未在图中示出。第二开关和第三开关可以为金属氧化物半导体场效应晶体管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-EffectTransistor,MOSFET)(简称MOS管)或绝缘栅双极晶体管(Insulate-Gate BipolarTransistor,IGBT)等，本申请对此不作限制。本申请中以逆变电路中的各个开关为NMOS管进行示例性说明，此时，各个开关的第一端为NMOS管的漏极，各个开关的第二端为NMOS管的源极。该逆变电路11中的三个第一开关和三个第二开关基于控制信号导通或关断，可实现将输入该逆变电路11的直流电转换为交流电，并输出至谐振电路12中。在本申请提供的图9及图9之后的LLC变换器结构示意图中，以该LLC变换器中的N和M均为3进行示例，实际该N和M还可以为其他情况，具体可根据实际场景进行确定，本申请不作限制。相应的，在这些图中储能元件包括储能元件1、储能元件2和储能元件3。
在一种可行的实施方式中，直流母线包括正直流母线和负直流母线，LLC变换器中的M个储能元件的第二端的连接位置基于寄生电容的存在位置确定。在M相谐振电路与负直流母线之间存在寄生电容的情况下，M个储能元件的第二端连接负直流母线；或者，在M相谐振电路与正直流母线之间存在寄生电容的情况下，M个储能元件的第二端接正直流母线。另外储能元件的第一端的连接位置也是基于寄生电容的存在位置确定的。这样，可使得储能元件与对应的寄生电容并联，两者能与对应的谐振电感一起构成第一谐振支路，进而使得第一谐振支路的谐振频率与振荡频率不同，实现对LLC变换器中的高频谐波电流的抑制。如图10所示，图10中以寄生电容和储能元件均存在于M相谐振电路与正直流母线之间连接正直流母线进行示例，此时，各第一谐振支路可通过正直流母线BUS+和电容C0连接参考地，形成相对地路径，为高频谐波电流提供一个流通路径。本申请中，在除图10之外的其他LLC变换器结构示意图中，均以寄生电容和储能元件都连接在M相谐振电路和负直流母线之间进行示例。本申请提供的各个示意图仅作示例，实际上储能元件和寄生电容的位置可根据具体场景进行确定，不限于图示情况。
可选的，当寄生电容存在于上述M相谐振电路与负直流母线之间时，M个储能元件的第二端也可以连接正直流母线。这里，由于各个第一谐振支路中元件谐振产生的是高频谐波电流，该高频谐波电流可通过正直流母线、母线电容流至负直流母线，此时，寄生电容与该寄生电容对应的储能元件仍可视为是并联的，储能元件的第二端连接正直流母线，仍可使得该LLC变换器中的高频谐波电流减小，降低LLC变换器的损耗，改善EMC问题。
可选的，当寄生电容存在于上述M相谐振电路与正直流母线之间时，M个储能元件的第二端也可以连接负直流母线。这里，由于各个第一谐振支路中元件谐振产生的是高频谐波电流，该高频谐波电流可通过正直流母线、母线电容流至负直流母线，此时，寄生电容与该寄生电容对应的储能元件仍可视为是并联的，储能元件的第二端连接负直流母线，仍可使得该LLC变换器中的高频谐波电流减小，降低LLC变换器的损耗，改善EMC问题。
在一种可行的实施方式中，在N为3的情况下，三相谐振电路中包括的三个变压器的原边绕组可以呈星型连接或三角形连接。这里，三角形连接是指将三相中的每一相中A元件的末端与下一相中A元件的首端相连，再从三个连接点引出端线与其他元件连接。星型连接也称Y型连接，是指将三相中的每一相中A元件的末端连接于同一点，再从三个A元件的首端引出端线与其他元件连接。A元件可以为变压器的原/副边绕组、电阻、电容或电感等。当A元件为变压器的原边绕组，三相谐振电路中三个变压器的原边绕组的首端为该三个变压器的原边绕组的同名端。图9和图10中均以三个变压器的原边绕组呈星型连接进行示例。如图11所示，图11中以三个变压器的原边绕组呈三角形连接进行示例。其中，图9-图11中各相谐振电路中谐振电感、谐振电容和变压器的连接顺序以三者依次串联进行示例，实际还可以包括其他情形，如谐振电容、谐振电感和变压器依次串联等，本申请不作限制。三相谐振电路中的三个变压器的原边绕组的连接方式可以根据需要进行设置，本申请不作限制。当采用三角形连接时，可抑制三次谐波，提高输出电能质量。当采用星型连接时，可以降低为保证绝缘性能需付出的成本，节省绝缘材料。本申请中，在三相LLC变换器中的三个变压器的原边绕组呈星型连接或三角形连接时，均可在该变换器中增加储能元件，当增加三个储能元件时，该三个储能元件呈星型连接，利用该储能元件可使得LLC变换器中的高频谐波电流减小，使得LLC变换器的损耗降低，改善EMC问题，该方式操作简单，适用范围广。
在一种可行的实施方式中，在N为3的情况下，三相谐振电路的每一相谐振电路中均包括串联子单元，该串联子单元可以包括以下任一项：(1)串联的谐振电容和变压器的原边绕组；(2)串联的谐振电感和变压器的原边绕组；(3)串联的谐振电容、谐振电感和变压器的原边绕组。该三相谐振电路中的三个串联子单元可以呈三角形连接或星型连接。换句话说，三相谐振电路可以满足以下任一项：三相谐振电路中各相谐振电路包括的串联的谐振电容和变压器的原边绕组呈三角形连接；三相谐振电路中各相谐振电路包括的串联的谐振电感和变压器的原边绕组呈三角形连接；三相谐振电路中各相谐振电路包括的串联的谐振电容、谐振电感和变压器的原边绕组呈三角形连接；三相谐振电路中各相谐振电路包括的串联的谐振电容和变压器的原边绕组呈星型连接；三相谐振电路中各相谐振电路包括的串联的谐振电感和变压器的原边绕组呈星型连接；三相谐振电路中各相谐振电路包括的串联的谐振电容、谐振电感和变压器的原边绕组呈星型连接。为了表达简洁，下面均用串联子单元进行描述。
如图12a、图12b和图12c分别示出了串联子单元为上述串联子单元(1)、串联子单元(2)和串联子单元(3)，且串联子单元呈三角形连接的结构示意图。这里，图12a、图12b和图12c仅为示例，实际可以对上述图12a、图12b和图12c所示中的LLC变换器的结构进行调整，获得更多结构的LLC变换器，例如，将图12a所示的每相谐振电路中的谐振电容和变压器的位置互换、图12b所示的每相谐振电路中的谐振电感和变压器的位置互换、或者对图12c所示的每相谐振电路中的谐振电感、谐振电容和变压器三者的位置进行调整等，本申请不作限制。
如图13a、图13b分别示出了串联子单元为上述串联子单元(1)、串联子单元(2)，且串联子单元呈星型连接的结构示意图。如图13c和图13d示出了串联子单元为上述串联子单元(3)，且串联子单元呈星型连接的结构示意图。
本申请中，在三相LLC变换器中每相谐振电路均包括串联子单元且三个串联子单元呈三角形连接或星型连接时，均可在该结构的LLC变换器中增加储能元件，利用该储能元件可使得LLC变换器中的高频谐波电流减小，使得LLC变换器的损耗降低，改善EMC问题，该方式操作简单，适用范围广。
在一种可行的实施方式中，储能元件的第一端连接对应的谐振电路中的谐振电感的第二端，包括两者直接连接和间接连接的情况。具体是哪一种连接，是基于对应的寄生电容的存在位置确定的。也就是说，储能元件的第一端与对应的谐振电路的连接点，可基于对应的寄生电容的存在位置确定。在本申请提供的任一种结构的LLC变换器中，由于M相谐振电路中每一相谐振电路中的谐振电感可以和对应的谐振电路与直流母线之间的寄生电容发生谐振，且谐振电路中的谐振电感的第二端用于输出电流，因此寄生电容的存在位置以及对应的储能元件的第一端与谐振电路的连接点包括以下情况中的任一种：(A)寄生电容存在于对应的谐振电路中的谐振电感的第二端与直流母线之间，相应的，储能元件的第一端可直接连接对应的谐振电路中的谐振电感的第二端；(B)谐振电路中的谐振电感的第二端连接谐振电容的第一端，寄生电容存在于对应的谐振电路中的谐振电容的第二端与直流母线之间，相应的，储能元件的第一端通过对应的谐振电路中的谐振电容连接谐振电感的第二端；(C)谐振电路中的谐振电感的第二端连接变压器的原边绕组的第一端，寄生电容存在于对应的谐振电路中的变压器的原边绕组的第二端与直流母线之间，相应的，储能元件的第一端通过对应的谐振电路中的变压器的原边绕组连接谐振电感的第二端；(D)谐振电路中的谐振电感的第二端通过变压器的原边绕组连接谐振电容的第一端，寄生电容存在于对应的谐振电路中的谐振电容的第二端与直流母线之间；或者，谐振电路中的谐振电感的第二端通过谐振电容连接变压器的原边绕组的第一端，寄生电容存在于对应的谐振电路中的变压器的原边绕组的第二端与直流母线之间。相应的，储能元件的第一端通过对应的谐振电路中的谐振电容和变压器的原边绕组连接谐振电感的第二端。图3-图7、图9-图11、图12a-图12c、图13a-图13d示出了一些LLC变换器的结构。其中，在图3-图7、图9-图11中，均以寄生电容的存在位置以及储能元件的第一端与对应的谐振电路的连接点符合情况(B)进行示例。在图12a-图12c、图13a-图13d中，均以寄生电容的存在位置以及储能元件的第一端与对应的谐振电路的连接点符合情况(A)进行示例。
这样，在这些结构的LLC变换器中，基于寄生电容的存在位置设置M个储能元件，始终可使得储能元件与对应的寄生电容并联，且两者并联后能够与对应的谐振电感一起发生谐振，从而可保证它们形成的第一谐振支路的谐振频率与振荡频率不同，实现对LLC变换器中的高频谐波电流的抑制。
本申请中，通过在LLC变换器包括的N相谐振电路中的M相谐振电路的谐振电感的第二端与直流母线之间均设置储能元件，可使得该M个储能元件分别与该M相谐振电路中各相谐振电路与直流母线之间的寄生电容并联，进而使得储能元件与对应的寄生电容能以及对应的谐振电路中的谐振电感一起形成第一谐振支路，并使得第一谐振支路的谐振频率与振荡频率不同，从而可抑制该LLC变换器中的高频谐波电流，降低LLC变换器的损耗，提高工作效率，改善EMC问题。通过在LLC变换器中增加一个或多个储能元件即可改善EMC问题，比调整变换器中的磁器件绕制方式或增加屏蔽层等方式更易操作，工艺简单，成本低，适用范围广。
本申请还提供一种电源模块，该电源模块可包括功率因数校正PFC电路和如图3-图7、图9-图13d中任一图示结构的LLC变换器。图14为本申请提供的电源模块的一结构示意图。如图14所示，该PFC电路的输出端与该LLC变换器的输入端连接，该PFC电路的输入端用于连接交流电源，该LLC变换器的输出端用于连接用电设备。在该电源模块中，PFC电路用于对交流电源输入的交流电进行功率因数校正，并输入直流电至LLC变换器。由于该电源模块中的LLC变换器中增加了储能元件，可使得该LLC变换器中的高频谐波电流减小，转换效率提高，改善EMC问题，从而可使得该电源模块的工作效率提高。
本申请还提供一种逆变器，该逆变器可包括逆变电路和如图3-图7、图9-图13d中任一图示结构的LLC变换器，图15为本申请提供的逆变器的一结构示意图。如图15所示，LLC变换器的输出端可连接逆变电路的输入端，LLC变换器的输入端可用于连接直流电源。在该逆变器中，逆变电路可用于基于LLC变换器输出的直流电压进行直流/交流变换。由于该逆变器包括的LLC变换器中增加了储能元件，可使得该LLC变换器中的高频谐波电流减小，转换效率提高，改善EMC问题，从而可使得逆变器的工作效率提高。
本申请还提供一种充电装置，该充电装置可包括功率因数校正PFC电路、直流母线和如图3-图7、图9-图13d中任一图示结构的LLC变换器。图16为本申请提供的充电装置的一结构示意图。如图16所示，该PFC电路的输出端连接直流母线，直流母线与该LLC变换器的输入端连接，该PFC电路的输入端用于连接交流电源，该LLC变换器的输出端用于连接用电设备。在该充电装置中，PFC电路用于对交流电源输出的交流电进行功率因数校正，并输出直流电至直流母线，直流母线可用于为LLC变换器提供直流电压输入，LLC变换器可对该直流电压进行DC-DC变换，输出直流电为用电设备充电。这里，该充电装置可以为充电桩等，该用电设备可以为电动汽车、电动车等，本申请不作限制。由于该充电装置中的LLC变换器中增加了储能元件，可抑制该LLC变换器的高频谐波电流，转换效率提高，改善EMC问题，从而可使得该充电装置的工作效率提高。需要说明的是，本申请对PFC电路和LLC变换器的数量不做限制，例如PFC电路的数量可以等于、大于或小于LLC变换器的数量。
以上所述，仅为本申请的具体实施方式，但本申请的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本申请揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本申请的保护范围之内。因此，本申请的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。

Claims (11)

1.一种LLC变换器，其特征在于，包括N相逆变电路、N相谐振电路、N相整流电路和M个储能元件，所述N相逆变电路通过所述N相谐振电路连接所述N相整流电路；所述N相逆变电路的输入端用于连接直流母线，所述N相谐振电路的每一相谐振电路均包括谐振电感、谐振电容和变压器，所述谐振电感、所述谐振电容和所述变压器的原边绕组串联；所述N为大于或等于2的整数，所述M为小于或等于所述N的正整数；所述谐振电感的第一端用于接收电流，所述谐振电感的第二端用于输出电流；
所述M个储能元件的第一端分别连接所述N相谐振电路中的M相谐振电路中的谐振电感的第二端，所述M个储能元件的第二端连接所述直流母线。
2.根据权利要求1所述的LLC变换器，其特征在于，所述M个储能元件的第一端分别连接所述N相谐振电路中的M相谐振电路中的谐振电感的第二端包括：
所述M个储能元件的第一端分别直接连接所述M相谐振电路中的谐振电感的第二端；
或者，所述M个储能元件的第一端分别通过所述M相谐振电路中的谐振电容连接谐振电感的第二端；
或者，所述M个储能元件的第一端分别通过所述M相谐振电路中的变压器的原边绕组连接谐振电感的第二端；
或者，所述M个储能元件的第一端分别通过所述M相谐振电路中的谐振电容和变压器的原边绕组连接谐振电感的第二端。
3.根据权利要求1或2所述的LLC变换器，其特征在于，在所述M相谐振电路与所述直流母线之间存在寄生电容的情况下，所述M个储能元件中每个储能元件分别与对应的谐振电路中的谐振电感以及对应的谐振电路与所述直流母线之间的寄生电容形成第一谐振支路，M个第一谐振支路的谐振频率均与振荡频率不同，所述振荡频率为所述N相逆变电路的开关频率的k倍，所述k为大于或等于2的整数。
4.根据权利要求3所述的LLC变换器，其特征在于，所述储能元件包括第一电容或第一电感。
5.根据权利要求3所述的LLC变换器，其特征在于，所述储能元件包括：串联的第一开关和第二电容，或者，串联的第一开关和第二电感；所述储能元件对应的谐振电路中的谐振电感和所述储能元件对应的谐振电路与所述直流母线之间的寄生电容形成第二谐振支路；
在所述第二谐振支路的谐振频率与所述振荡频率相同的情况下，所述储能元件中的第一开关处于导通状态，所述储能元件所在的第一谐振支路的谐振频率与所述振荡频率不同；
在所述第二谐振支路的谐振频率与所述振荡频率不同的情况下，所述储能元件中的第一开关处于关断状态。
6.根据权利要求1-5任一项所述的LLC变换器，其特征在于，所述直流母线包括正直流母线和负直流母线；
在所述M相谐振电路与所述负直流母线之间存在寄生电容的情况下，所述M个储能元件的第二端连接所述负直流母线；
在所述M相谐振电路与所述正直流母线之间存在寄生电容的情况下，所述M个储能元件的第二端连接所述正直流母线。
7.根据权利要求1-6任一项所述的LLC变换器，其特征在于，在所述N为3的情况下，所述三相谐振电路中包括的三个变压器的原边绕组呈星型连接或三角形连接。
8.根据权利要求1-6任一项所述的LLC变换器，其特征在于，所述三相谐振电路的每一相谐振电路中均包括串联子单元，所述串联子单元包括以下任一项：串联的谐振电容和变压器的原边绕组；串联的谐振电感和变压器的原边绕组；串联的谐振电容、谐振电感和变压器的原边绕组；
所述三相谐振电路中的三个串联子单元呈三角形连接或星型连接。
9.根据权利要求1-8任一项所述的LLC变换器，其特征在于，所述N相逆变电路包括母线电容，所述N相逆变电路的每一相逆变电路中均包括串联的第二开关和第三开关，所述第二开关的第一端连接所述直流母线中的正直流母线，所述第三开关的第二端连接所述直流母线中的负直流母线，所述母线电容连接在所述正直流母线和所述负直流母线之间，所述第二开关与所述第三开关的串联连接点连接对应的逆变电路输出端。
10.一种电源模块，其特征在于，所述电源模块包括功率因数校正PFC电路和如权利要求1-9任一项所述的LLC变换器，所述PFC电路的输出端连接所述LLC变换器的输入端，所述LLC变换器的输出端用于连接直流负载。
11.一种逆变器，其特征在于，所述逆变器包括逆变电路和如权利要求1-9任一项所述的LLC变换器，所述LLC变换器的输出端连接所述逆变电路的输入端，所述LLC变换器的输入端用于连接直流电源。
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