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CN117394666B - 一种纹波注入信号产生电路、buck变换器及电源管理器 - Google Patents

一种纹波注入信号产生电路、buck变换器及电源管理器 Download PDF

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CN117394666B
CN117394666B CN202311703668.8A CN202311703668A CN117394666B CN 117394666 B CN117394666 B CN 117394666B CN 202311703668 A CN202311703668 A CN 202311703668A CN 117394666 B CN117394666 B CN 117394666B
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Abstract

本申请提供一种纹波注入信号产生电路、BUCK变换器及电源管理器，应用于电源管理芯片技术领域，其中针对BUCK变换器中电感电流采样电压和反馈电压的变化趋势相反，进而在输出电感上并联由纹波补偿电阻和纹波补偿电容构成的补偿支路，从而利用补偿支路补偿输出电感对输出电压之间相反变化趋势，不仅能够实现片内纹波补偿，提升了瞬态响应速度，而且能够将反馈电压与补偿纹波之间实现隔离，减小了输出电压的纹波，增加了输出电压的精度。

Description

一种纹波注入信号产生电路、BUCK变换器及电源管理器
技术领域
本申请涉及电源管理芯片技术领域，具体涉及一种纹波注入信号产生电路、BUCK变换器及电源管理器。
背景技术
对于电子设备来说，一颗或多颗性能优良的电源管理芯片是必不可少的，这也是电源管理芯片在模拟芯片中占据着半数以上的市场份额的原因所在。
在不同的应用场景下，对Buck变换器的性能要求有不同的侧重。对于小型便携式电子产品来说，为了节约功耗，通常会有待机模式，这就要求为其供电的Buck变换器在重载和轻载下都要具有更高的转换效率；对于汽车电子和工业电子，可靠性是最重要的指标之一；对于微处理器一类的单元来说，更快响应速度的Buck变换器更受欢迎。
相比于传统的电压模和电流模，基于COT（Constant On-Time，恒定导通时间控制）的一大优势就是响应速度要更快。但是，基于COT方式的电源芯片性能，比如响应时间、纹波影响等仍有待改善。
发明内容
有鉴于此，本说明书实施例提供一种纹波注入信号产生电路、BUCK变换器及电源管理器。
本说明书实施例提供以下技术方案：
本说明书实施例提供一种纹波注入信号产生电路，应用于基于恒定导通时间控制的BUCK变换器，所述纹波注入信号产生电路包括：纹波补偿电容、纹波补偿电阻、第一电阻、第一晶体管、第二晶体管和运算放大器；其中，纹波补偿电阻的一端与所述BUCK变换器的输出电感的一端连接，纹波补偿电阻的另一端与纹波补偿电容的一端和第一晶体管的漏极连接，纹波补偿电容的另一端与所述输出电感的另一端和第一电阻的一端连接，第一电阻的另一端与运算放大器的同相输入端和第二晶体管的漏极连接，第一晶体管的源极、第二晶体管的源极均接地，运算放大器的反相输入端输入所述BUCK变换器的反馈电压，运算放大器的输出端与第一晶体管的栅极、第二晶体管的栅极连接，第一晶体管的漏极向所述BUCK变换器的环路比较器的反相输入端输出纹波注入信号。
优选地，纹波补偿电容、纹波补偿电阻与所述输出电感及所述输出电感的寄生电阻之间满足以下关系：
其中，Cc为纹波补偿电容的电容值；Rc为纹波补偿电阻的电阻值；L为所述输出电感的电感量；R为所述输出电感的寄生电阻的电阻值。
优选地，第一晶体管与第二晶体管满足以下关系：，其中/>为第一晶体管的沟道宽度与沟道长度的尺寸比，/>为第二晶体管的沟道宽度与沟道长度的尺寸比，K为常数。
优选地，第一晶体管的沟道宽度与沟道长度的尺寸比取值范围为2.0-3.0；和/或，第二晶体管的沟道宽度与沟道长度的尺寸比取值范围为1.0-1.5。
优选地，纹波补偿电容、纹波补偿电阻、第一电阻、第一晶体管、第二晶体管和运算放大器之中的至少一个元器件位于BUCK变换器的芯片内部。
本说明书实施例还提供一种BUCK变换器，包括驱动单元、开关管、整流管、恒定导通单元、环路比较器、分压反馈支路和输出电感，其特征在于，所述BUCK变换器还包括：如本申请中任意一项实施例所述的纹波注入信号产生电路，所述纹波注入信号产生电路用于产生纹波注入信号；
其中，分压反馈支路的一端与所述输出电感和所述BUCK变换器的输出端连接，分压反馈支路的另一端接地，分压反馈支路从所述BUCK变换器的输出电压形成控制电压；环路比较器的同相输入端输入所述控制电压，环路比较器的反相输入端输入所述纹波注入信号，环路比较器的输出端输出比较结果作为导通时间控制信号；恒定导通单元在所述导通时间控制信号作用下生成所述BUCK变换器的驱动信号；驱动单元在所述驱动信号作用下相应地驱动开关管和整流管的通断。
优选地，所述BUCK变换器还包括：加法器和误差放大器；其中，误差放大器的反相输入端输入反馈电压，误差放大器的同相输入端输入参考电压，误差放大器的输出端输出误差信号；加法器的输入端对应输入所述误差信号和所述参考电压，加法器的输出端与环路比较器的同相输入端连接。
优选地，所述BUCK变换器还包括：输出电容器，其中输出电容器的等效串联电阻取值范围为2mΩ-50mΩ。
本说明书实施例还提供一种电源管理器，所述电源管理器包括基于恒定导通时间控制的开关稳压单元和如本申请中任意一项实施例所述的纹波注入信号产生电路，其中所述纹波注入信号产生电路用于产生片内纹波注入信号，所述片内纹波注入信号用于所述开关稳压单元实现纹波注入的稳压。
本说明书实施例还提供一种电源管理器，所述电源管理器包括如本申请中任意一项实施例所述的BUCK变换器，其中所述BUCK变换器基于片内纹波注入实现开关稳压。
与现有技术相比，本说明书实施例采用的上述至少一个技术方案能够达到的有益效果至少包括：
一方面，反馈电压通过运算放大器与产生的纹波相隔离，使产生的补偿信号和反馈电压信号隔离，减小了输出电压的纹波，增加了输出电压的精度；
二方面，通过补偿纹波电容和补偿纹波电阻，能够补偿了由于电感电流和输出电压变化趋势不同的问题，使系统的瞬态响应速度得到了提升；
三方面，在纹波补偿后，可以使用片内较小的电阻和电容就能够实现补偿，减少了传统的片外补偿网络，使芯片的面积得到了优化，并且还解决了RB-COT的次谐波振荡问题。
附图说明
为了更清楚地说明本申请实施例的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其它的附图。
图1是传统电感电流纹波注入RB-COT模式的BUCK变换器结构示意图；
图2是外部斜坡补偿RB-COT模式的BUCK变换器结构图图；
图3是本申请中基于片内纹波控制的BUCK变换器结构示意图；
图4是本申请中片内纹波产生电路关键节点波形图示意图；
图5是本申请中BUCK变换器在1.25MHz进行负载阶跃时输出电压和电感电流的波形图示意图；
图6是本申请中BUCK变换器在1.25MHz进行负载上阶跃时输出电压和电感电流的波形图示意图；
图7是本申请中BUCK变换器在1.25MHz进行负载下阶跃时输出电压和电感电流的波形图示意图。
具体实施方式
下面结合附图对本申请实施例进行详细描述。
以下通过特定的具体实例说明本申请的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本申请的其他优点与功效。显然，所描述的实施例仅仅是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。本申请还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本申请的精神下进行各种修饰或改变。需说明的是，在不冲突的情况下，以下实施例及实施例中的特征可以相互组合。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。
要说明的是，下文描述在所附权利要求书的范围内的实施例的各种方面。应显而易见，本文中所描述的方面可体现于广泛多种形式中，且本文中所描述的任何特定结构及/或功能仅为说明性的。基于本申请，所属领域的技术人员应了解，本文中所描述的一个方面可与任何其它方面独立地实施，且可以各种方式组合这些方面中的两者或两者以上。举例来说，可使用本文中所阐述的任何数目和方面来实施设备及/或实践方法。另外，可使用除了本文中所阐述的方面中的一或多者之外的其它结构及/或功能性实施此设备及/或实践此方法。
还需要说明的是，以下实施例中所提供的图示仅以示意方式说明本申请的基本构想，图式中仅显示与本申请中有关的组件而非按照实际实施时的组件数目、形状及尺寸绘制，其实际实施时各组件的型态、数量及比例可为一种随意的改变，且其组件布局型态也可能更为复杂。
另外，在以下描述中，提供具体细节是为了便于透彻理解实例。然而，所属领域的技术人员将理解，可在没有这些特定细节的情况下实践。
基于纹波的恒定导通时间（Ripple-Based Constant On-Time，RB-COT）控制方式需要输出电容的等效串联电阻（ESR）足够大来提供足够的电流信息，以此避免出现次谐波振荡。通常情况下，输出电容与输出电容的ESR的乘积要大于导通时间的一半。较大的ESR会使得重负载下的效率降低，同时增加输出电压的纹波。为了提高效率以及减低输出电压纹波，电源管理产品通常更倾向于使用ESR低、寿命长的陶瓷电容。因此，为了使RB-COT控制模式能在使用低ESR的输出电容时不出现次谐波振荡而正常工作，国内外的研究团队提出了多种方法。
一种方法是采样电感电流叠加到反馈电压上。如图1所示，在电感一侧通过电阻Ri采样电感电流，并将采样结果与反馈电压VFB通过加法器叠加后进入环路比较器COMP中比较输出导通时间控制信号，进而控制导通时间（Ton）产生模块产生导通时间Ton，由驱动模块Driver完成BUCK变换器的开关管和整流管的通断控制。虽然该种方法能够有效避免输出电容Co的等效串联电阻RCO太小带来的次谐波振荡问题，但是会存在输出电压Vout随着负载电流的变化而变化，降低了负载调整率。而且当输出端电压与目标值有偏差时，反馈电压VFB与基准电压Vref之间也会存在偏差，从而降低了输出电压的精度；并且，在负载阶跃时，电感电流和输出电压的变化趋势相反，这将增大输出电压的下冲和过冲，减缓瞬态响应速度。
另一种方法是添加斜坡补偿，也是一种抑制RB-COT次谐波振荡的有效方式。如图2所示，在环路比较器COMP上添加外部斜坡叠加在基准电压Vref上，可以有效避免输出电容ESR低带来的稳定性问题，同时增加系统抗噪声能力。相比于前述图1的电感电流纹波补偿，斜坡补偿方式实现起来更为简单，不需要设计复杂的采样电路。并且，该种补偿方式不会引起输出电压随负载变化的问题。但是，该种方式的应用受到限制，即只在小占空比条件下有效，而在大占空比工作下外部斜坡补偿并不能有效地稳定控制环路。
基于此，本说明书实施例提出了一种基于COT产生片内纹波来控制BUCK转换器方案：如图3所示，针对BUCK变换器中的输出电感L，由于电感电流和输出电压Vout的变化趋势相反，因而在输出电感L上并联补偿支路，即由纹波补偿电阻Rc和纹波补偿电容Cc构成的支路，从而利用该补偿支路补偿输出电感L对输出电压Vout之间相反趋势。
电路连接关系示意如下：如图3示意，应用于基于恒定导通时间控制的BUCK变换器的纹波注入信号产生电路，可以包括：纹波补偿电容（下述简记为Cc）、纹波补偿电阻（下述简记为Rc）、第一电阻（下述简记为R3）、第一晶体管（下述简记为M3）、第二晶体管（下述简记为M4）和运算放大器（下述简记为OTA）；其中，纹波补偿电阻Rc的一端与所述BUCK变换器的输出电感（下述简记为L）的一端连接，纹波补偿电阻Rc的另一端与纹波补偿电容Cc的一端和第一晶体管M3的漏极连接，纹波补偿电容Cc的另一端与输出电感L的另一端和第一电阻R3的一端连接，第一电阻R3的另一端与运算放大器OTA的同相输入端和第二晶体管M4的漏极连接，第一晶体管M3的源极、第二晶体管M4的源极均接地，运算放大器OTA的反相输入端输入所述BUCK变换器的反馈电压（下述简记为VFB），运算放大器OTA的输出端与第一晶体管M3的栅极、第二晶体管M4的栅极连接，第一晶体管M3的漏极向所述BUCK变换器的环路比较器（下述简记为COMP）的反相输入端输出纹波注入信号（下述简记为VCOMP）。
在一些示例中，通过设定纹波补偿电容、纹波补偿电阻与输出电感之间的选型关系，能够实现精度更高的纹波注入信号。
实施中，纹波补偿电容的电容值Cc、纹波补偿电阻的电阻值Rc、输出电感的电感量L以及输出电感的寄生电阻电阻值R可以按以下关系进行确定：，从而在芯片设计中可以根据需要来确定各个电路参数。
在一些示例中，可以利用第一晶体管M3与第二晶体管M4满足以下关系：，其中/>为第一晶体管M3的沟道宽度与沟道长度的尺寸比，/>为第二晶体管M4的沟道宽度与沟道长度的尺寸比，K为常数。
在一些示例中，可以通过优选晶体管的沟道宽度与长度的尺寸比，来获得合适的常数K。实施中，第一晶体管M3的沟道宽度与沟道长度的尺寸比取值范围为2.0-3.0；和/或，第二晶体管M4的沟道宽度与沟道长度的尺寸比取值范围为1.0-1.5。需要说明的是，本领域的技术人员应当理解，这里示意出的是一种晶体管尺寸示例的典型取值示例，但在具体实施中还可以根据应用需要而选择其他取值。
在一些示例中，纹波补偿电容Cc、纹波补偿电阻Rc、第一电阻R3、第一晶体管M3、第二晶体管M4和运算放大器OTA等之中的至少一个元器件，可以为所述BUCK变换器的芯片内部的元器件，从而通过片内元器件，实现片内纹波补偿，有利于降低电路面积、功耗等。
参考图3示意，本申请提供一种BUCK变换器，包括驱动单元Driver、开关管M1、整流管M2、恒定导通单元Ton、环路比较器COMP、分压反馈支路（可以由R1、R2构成的分压支路）和输出电感L，以及如前述任意一项示例所述的纹波注入信号产生电路，其中所述纹波注入信号产生电路用于产生纹波注入信号VCOMP。
电路连接关系示意如下：如图3示意，分压反馈支路的一端与所述输出电感L和所述BUCK变换器的输出端连接，分压反馈支路的另一端接地，分压反馈支路从所述BUCK变换器的输出电压Vout形成反馈电压VFB；环路比较器COMP的同相输入端输入该反馈电压VFB，环路比较器COMP的反相输入端输入所述纹波注入信号VCOMP，环路比较器COMP的输出端输出比较结果作为导通时间控制信号；恒定导通单元Ton在所述导通时间控制信号作用下生成所述BUCK变换器的驱动信号；驱动单元Driver在所述驱动信号作用下相应地驱动开关管M1和整流管M2的通断。
优选地，所述BUCK变换器还包括：加法器和误差放大器EA；其中，误差放大器EA的反相输入端输入所述反馈电压VFB，误差放大器EA的同相输入端输入参考电压Vref，误差放大器EA的输出端输出误差信号VEA；加法器的输入端对应输入所述误差信号VEA和所述参考电压Vref，加法器的输出端与环路比较器COMP的同相输入端连接，即加法器输出信号Vc输入到环路比较器中，环路比较器COMP将Vc与VCOMP进行比较后输出导通时间控制信号来控制恒定导通单元生成恒定导通时间信号。需要说明的是，在未采用误差放大器形成Vc作为控制信号时，可以将反馈电压VFB作为控制电压而输入到环路比较器中，这时环路比较器将控制电压和纹波注入信号进行比较后输出。
进一步，可以在所述BUCK变换器的输出端使用ESR更低的电容器进行输出滤波。实施中，所述BUCK变换器还包括：输出电容器Co，其中输出电容器Co的等效串联电阻Ro取值范围优选为2mΩ-50mΩ。需要说明的是，本领域的技术人员应当理解，这里给出典型取值范围可以为2mΩ-50mΩ，在实施中还可以根据应用需要选择其他取值。
下面对纹波注入信号产生电路及BUCK变换器，作如下示意说明：如图3示意，Vout通过所述BUCK变换器的反馈支路（比如反馈支路由分压电阻R1和R2）之后得到反馈电压VFB，反馈电压VFB首先与参考电压Vref经过误差放大器之后得到输出电压VEA，误差放大器输出信号VEA和参考电压Vref经过第一加法器之后得到BUCK变换器的控制信号VC，该控制信号与环路比较器COMP正输入端相连；环路比较器的负端为纹波产生电路产生的纹波注入信号VCOMP。纹波注入信号VCOMP与控制信号VC通过环路比较器COMP产生导通时间控制信号，进而控制导通时间（Ton）产生模块产生导通时间Ton，基于导通时间生成导通信号。驱动模块Driver接收到Ton产生模块的导通信号之后控制开关管M1和整流管M2的导通和关断，最终导致输出的上升和下降。
因此，通过在片内产生纹波，并将片内产生的纹波叠加在输出反馈信号上，减小了输出电压的纹波，增加了输出电压的精度；并且在负载阶跃时，通过反馈钳位补偿解决了由于电感电流和输出电压的变化趋势不同的问题，使瞬态响应速度得到了提升。
同时，与传统的片外纹波补偿的做法相比，减少了传统的COT片外补偿网络，通过片内较小的电阻和电容就能够完成补偿，解决RB-COT的次谐波振荡问题。
以及，各电路原理示意说明如下：如图3示意，节点SW为开关管M1和整流管M2的节点，Vout为输出电压。当调整纹波补偿电容Cc和纹波补偿补偿电阻Rc的值与电感L和电感的寄生电阻R之间的关系满足时，纹波补偿电容Cc的采样电压和电感寄生电阻上的电压相等，此时可以对电感电流进行精确采样。反馈电压VFB通过放大器OTA之后将VOTAO钳位至反馈电压FB；输出电压Vout和电压VOTAO通过R3产生电流/>，M3和M4的栅极接在放大器OTA的输出，由于M3的尺寸和M4的尺寸之比为：/>，所以通过M3的电流ID3等于通过M4的电流ID4的K倍。由于SW的直流电压分量为Vout，由于流过M4的电流为，所以ID3=K×ID4，通过Rc之后VCOMP的直流分量为VFB，而VCOMP的交流分量为通过Cc产生的纹波电压Vripple，最终纹波注入信号为VCOMP=VFB+Vripple。在本发明中，因为产生的注入纹波VCOMP和反馈电压VFB并没有直接通路相连，所以注入纹波信号VCOMP的大小不会影响Vout输出纹波的大小。
对于传统的变换器来说，当负载电流发生正向的阶跃变化时，输出电压反而会向相反的方向发生变化，而电感电流变化的方向和输出电压变化的方向相反，这样会降低系统的响应速度。而在本发明中，由于M3的尺寸和M4的尺寸之比为：，通过M3的电流ID3等于通过M4的电流ID4的K倍，所以输出电压变化造成反馈电压发生变化ΔVFB，在M3的输出，反馈电压VFB的变化被放大了K倍即ΔVCOMP=K×ΔVFB，当ΔVCOMP满足ΔVCOMP>ΔIL×R时，补偿VCOMP的变化，加快系统的响应速度。
图4为本发明所提出的基于COT控制的片内纹波产生电路关键节点波形图，当开关M1导通，开关M2关断时，电感电流逐渐增大，纹波注入信号VCOMP增大；经过导通时间Ton之后，开关M1关断，开关M2导通，电感电流减小，纹波注入信号VCOMP减小。
图5为本发明提出的基于COT控制的BUCK变换器在1.25MHz的开关频率下，负载从0A以2.5A/us的速度变化到3A时，输出电压和电感电流的仿真波形图。仿真条件为VIN=3.6V，Vout=1.2V，电感值为0.5uH，电容值Co=22uF，等效串联电阻为5mΩ。在5ms处负载电流由0A变化到3A，在6ms处负载电流由3A变化到0A，电流变化速率为2.5A/us。从图5可以看出，该架构有稳定的响应波形。
图6为本发明提出的基于COT控制的BUCK变换器在1.25MHz的开关频率下，负载上阶跃时输出电压和电感电流的仿真波形图。仿真条件为VIN=3.6V，Vout=1.2V，电感值为0.5uH，电容值Co=22uF，等效串联电阻为5mΩ。在5ms处负载电流由0A变化到3A，电流变化速率为2.5A/us。
图7为本发明提出的基于COT控制的BUCK变换器在1.25MHz的开关频率下，负载下阶跃时输出电压和电感电流的仿真波形图。仿真条件为VIN=3.6V，Vout=1.2V，电感值为0.5uH，电容值Co=22uF，等效串联电阻为5mΩ。在6ms处负载电流由3A变化到0A，电流变化速率为2.5A/us，输出电压的变化时间仅为12.9us。
从上述仿真结果可知，本发明所提出的基于COT控制的片内纹波产生电路具有快速的响应速度和好的稳定性。
基于相同发明构思，本申请还提供一种电源管理器，其中电源管理器包括基于恒定导通时间控制的开关稳压单元和如前述任意一项示例所述的纹波注入信号产生电路，其中所述纹波注入信号产生电路用于产生片内纹波注入信号，所述片内纹波注入信号用于所述开关稳压单元实现纹波注入的稳压。
基于相同发明构思，本申请还提供一种电源管理器，其中电源管理器包括如前述任意一项示例所述的BUCK变换器，其中所述BUCK变换器基于片内纹波注入实现开关稳压。
需要说明的是，电源管理器可以是基于前述任意一个示例的纹波注入信号产生电路或者BUCK变换器实现DC-DC稳压控制的电源芯片，而且本领域的技术人员应该能够参照前述示例内容而能够实现DC-DC稳压电路，因而电源管理器的具体结构不作限定。
本说明书中，各个实施例之间相同相似的部分互相参见即可，每个实施例侧重说明的都是与其他实施例的不同之处。尤其，对于后面说明的实施例而言，描述比较简单，相关之处参见前述实施例的部分说明即可。
以上所述，仅为本申请的具体实施方式，但本申请的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本申请揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本申请的保护范围之内。因此，本申请的保护范围应以权利要求的保护范围为准。

Claims (10)

1.一种纹波注入信号产生电路，其特征在于，应用于基于恒定导通时间控制的BUCK变换器，所述纹波注入信号产生电路包括：纹波补偿电容、纹波补偿电阻、第一电阻、第一晶体管、第二晶体管和运算放大器；其中，纹波补偿电阻的一端与所述BUCK变换器的输出电感的一端连接，纹波补偿电阻的另一端与纹波补偿电容的一端和第一晶体管的漏极连接，纹波补偿电容的另一端与所述输出电感的另一端和第一电阻的一端连接，第一电阻的另一端与运算放大器的同相输入端和第二晶体管的漏极连接，第一晶体管的源极、第二晶体管的源极均接地，运算放大器的反相输入端输入所述BUCK变换器的反馈电压，运算放大器的输出端与第一晶体管的栅极、第二晶体管的栅极连接，第一晶体管的漏极向所述BUCK变换器的环路比较器的反相输入端输出纹波注入信号。
2.根据权利要求1所述的纹波注入信号产生电路，其特征在于，纹波补偿电容、纹波补偿电阻与所述输出电感及所述输出电感的寄生电阻之间满足以下关系：
其中，Cc为纹波补偿电容的电容值；Rc为纹波补偿电阻的电阻值；L为所述输出电感的电感量；R为所述输出电感的寄生电阻的电阻值。
3.根据权利要求1所述的纹波注入信号产生电路，其特征在于，第一晶体管与第二晶体管满足以下关系：，其中/>为第一晶体管的沟道宽度与沟道长度的尺寸比，/>为第二晶体管的沟道宽度与沟道长度的尺寸比，K为常数。
4.根据权利要求3所述的纹波注入信号产生电路，其特征在于，第一晶体管的沟道宽度与沟道长度的尺寸比取值范围为2.0-3.0；和/或，第二晶体管的沟道宽度与沟道长度的尺寸比取值范围为1.0-1.5。
5.根据权利要求1-4中任一项所述的纹波注入信号产生电路，其特征在于，纹波补偿电容、纹波补偿电阻、第一电阻、第一晶体管、第二晶体管和运算放大器之中的至少一个元器件位于所述BUCK变换器的芯片内部。
6.一种BUCK变换器，包括驱动单元、开关管、整流管、恒定导通单元、环路比较器、分压反馈支路和输出电感，其特征在于，所述BUCK变换器还包括：如权利要求1-5中任意一项所述的纹波注入信号产生电路，所述纹波注入信号产生电路用于产生纹波注入信号；
其中，分压反馈支路的一端与所述输出电感和所述BUCK变换器的输出端连接，分压反馈支路的另一端接地，分压反馈支路从所述BUCK变换器的输出电压形成控制电压；环路比较器的同相输入端输入控制电压，环路比较器的反相输入端输入所述纹波注入信号，环路比较器的输出端输出比较结果作为导通时间控制信号；恒定导通单元在所述导通时间控制信号作用下生成所述BUCK变换器的驱动信号；驱动单元在所述驱动信号作用下相应地驱动开关管和整流管的通断。
7.根据权利要求6所述的BUCK变换器，其特征在于，所述BUCK变换器还包括：加法器和误差放大器；其中，误差放大器的反相输入端输入反馈电压，误差放大器的同相输入端输入参考电压，误差放大器的输出端输出误差信号；加法器的输入端对应输入所述误差信号和所述参考电压，加法器的输出端与环路比较器的同相输入端连接。
8.根据权利要求6所述的BUCK变换器，其特征在于，所述BUCK变换器还包括：输出电容器，其中输出电容器的等效串联电阻取值范围为2mΩ-50mΩ。
9.一种电源管理器，其特征在于，所述电源管理器包括基于恒定导通时间控制的开关稳压单元和如权利要求1-5中任意一项所述的纹波注入信号产生电路，其中所述纹波注入信号产生电路用于产生片内纹波注入信号，所述片内纹波注入信号用于所述开关稳压单元实现纹波注入的稳压。
10.一种电源管理器，其特征在于，所述电源管理器包括如权利要求6-8中任意一项所述的BUCK变换器，其中所述BUCK变换器基于片内纹波注入实现开关稳压。
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