CN117378141A - 高频电路和通信装置 - Google Patents

Abstract

高频电路(1)具备：载波放大器(11、12)及峰值放大器(13、14)；变压器(21及22)；信号输出端子(200)，输出侧线圈(212)的第一端连接于该信号输出端子(200)；LC串联电路(33)；以及电容器(40)，输入侧线圈(211)的第一端与载波放大器(11)连接，输入侧线圈(211)的第二端与载波放大器(12)连接，输入侧线圈(221)的第一端与峰值放大器(13)连接，输入侧线圈(221)的第二端与峰值放大器(14)连接，LC串联电路(33)连接于峰值放大器(13)与地之间，电容器(40)与输出侧线圈(212)的第二端及输出侧线圈(222)的第一端连接，输出侧线圈(222)的第二端与地连接。

Description

高频电路和通信装置

技术领域

本发明涉及一种高频电路和通信装置。

背景技术

在专利文献1中公开了一种功率放大电路，该功率放大电路具备：第一放大器(载波放大器)，其在输入信号的功率电平为第一电平以上的区域中对从输入信号分配出的第一信号进行放大来输出第二信号；第一变压器，其被输入第二信号；第二放大器(峰值放大器)，其在输入信号的功率电平为比第一电平高的第二电平以上的区域中对从输入信号分配出的第三信号进行放大来输出第四信号；以及第二变压器，其被输入第四信号。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2018-137566号公报

发明内容

发明要解决的问题

在专利文献1所公开的功率放大电路中，为了改善来自第一放大器和第二放大器的高输出的高频信号的线性，需要抑制高次谐波的方法。

然而，当想要在第一放大器和第二放大器的动作时及非动作时这双方抑制高次谐波时，有时基波的传输特性受损。

本发明是为了解决上述问题而完成的，目的在于提供一种能够不使基波的传输特性劣化地抑制谐波的、具有多个放大元件和变压器的高频电路和通信装置。

用于解决问题的方案

为了实现上述目的，本发明的一个方式所涉及的高频电路具备：第一放大元件、第二放大元件、第三放大元件以及第四放大元件；第一变压器，其具有第一输入侧线圈和第一输出侧线圈；第二变压器，其具有第二输入侧线圈和第二输出侧线圈；信号输出端子，第一输出侧线圈的第一端连接于该信号输出端子；LC串联电路；以及第一电容元件，第一放大元件和第二放大元件分别是载波放大器，第三放大元件和第四放大元件分别是峰值放大器，第一输入侧线圈的第一端与第一放大元件的输出端子连接，第一输入侧线圈的第二端与第二放大元件的输出端子连接，第二输入侧线圈的第一端与第三放大元件的输出端子连接，第二输入侧线圈的第二端与第四放大元件的输出端子连接，LC串联电路连接于以下部位中的至少任一方：第三放大元件的输出端子与地之间；以及第四放大元件的输出端子与地之间，第一电容元件的第一端与第一输出侧线圈的第二端连接，第一电容元件的第二端与第二输出侧线圈的第一端连接，第二输出侧线圈的第二端与地连接。

另外，本发明的一个方式所涉及的高频电路具备：第一放大元件及第二放大元件；第一变压器，其具有第一输入侧线圈和第一输出侧线圈；第二变压器，其具有第二输入侧线圈和第二输出侧线圈；信号输出端子，第一输出侧线圈的第一端连接于该信号输出端子；LC串联电路；以及第一电容元件，第一放大元件是载波放大器，第二放大元件是峰值放大器，第一输入侧线圈的第一端与第一放大元件的输出端子连接，第一输入侧线圈的第二端与地连接，第二输入侧线圈的第一端与第二放大元件的输出端子连接，第二输入侧线圈的第二端与地连接，LC串联电路连接于第二放大元件的输出端子与地之间，第一电容元件的第一端与第一输出侧线圈的第二端连接，第一电容元件的第二端与第二输出侧线圈的第一端连接，第二输出侧线圈的第二端与地连接。

发明的效果

根据本发明，能够提供一种能够不使基波的传输特性劣化地抑制谐波的、具有多个放大元件和变压器的高频电路和通信装置。

附图说明

图1是实施方式所涉及的高频电路和通信装置的电路结构图。

图2A是以往的多尔蒂型的放大电路的输入大信号时的电路状态图。

图2B是以往的多尔蒂型的放大电路的输入小信号时的电路状态图。

图3A是比较例所涉及的放大电路的电路结构图。

图3B是比较例所涉及的放大电路的峰值放大器断开时的包括LC串联电路的路径的等效电路图。

图4A是实施方式所涉及的放大电路的电路结构图。

图4B是实施方式所涉及的放大电路的峰值放大器断开时的包括LC串联电路的路径的等效电路图。

图5是将实施方式与比较例所涉及的LC串联电路的频率特性进行比较而得到的图表。

图6是示出包括LC串联电路的等效电路的第一电容元件、第二电容元件以及谐振频率之间的关系的图表。

图7是实施方式的变形例1所涉及的高频电路的电路结构图。

图8是实施方式的变形例2所涉及的高频电路的电路结构图。

图9是实施方式的变形例3所涉及的高频电路的电路结构图。

图10是实施方式的变形例4所涉及的高频电路的电路结构图。

图11是实施方式的变形例1所涉及的高频电路的俯视图和截面图。

图12是实施方式的变形例5所涉及的LC串联电路的电路结构图。

图13是实施方式的变形例6所涉及的高频电路和通信装置的电路结构图。

图14A是实施方式的变形例6所涉及的放大电路的输入大信号时的电路状态图。

图14B是实施方式的变形例6所涉及的放大电路的输入小信号时的电路状态图。

图15是实施方式的变形例7所涉及的放大电路的电路结构图。

图16A是示出以往的多尔蒂型的放大电路的各放大器的输出信号的相位的图表。

图16B是示出实施方式的变形例7所涉及的放大电路的各放大器的输出信号的相位的图表。

图17A是表示变形例7及以往的放大电路的输出功率与增益之间的关系的图表。

图17B是表示变形例7及以往的放大电路的输出功率与效率之间的关系的图表。

图17C是表示变形例7及以往的放大电路的输出功率与二次谐波之间的关系的图表。

具体实施方式

下面，使用附图来详细地说明本发明的实施方式。此外，以下说明的实施方式均用于示出总括性的或具体的例子。以下的实施方式所示的数值、形状、材料、结构要素、结构要素的配置及连接方式等是一例，其主旨不在于限定本发明。

此外，各图是为了示出本发明而适当进行了强调、省略或比例调整所得到的示意图，未必严格地进行了图示，有时与实际的形状、位置关系以及比例不同。在各图中，对实质上相同的结构标注相同的附图标记，有时省略或简化重复的说明。

在本公开中，“连接”是指：不仅包括利用连接端子和/或布线导体来直接连接的情况，也包括经由其它电路元件来电连接的情况。另外，“连接于A与B之间”、“连接于A及B之间”是指在将A及B连结的路径上与A及B连接。

另外，在本公开中，“信号路径”是指由供高频信号传播的布线、与该布线直接连接的电极、以及与该布线或该电极直接连接的端子等构成的传输线路。

另外，在本公开的结构中，“俯视”是指将物体从z轴正侧正投影到xy平面来观察。“部件配置于基板的主面”除了包括部件以与基板的主面接触的状态配置在主面上的情况以外，还包括部件不与主面接触地配置于主面的上方的情况、以及以部件的一部分从主面侧嵌入到基板内的方式配置的情况。

(实施方式)

[1.高频电路1和通信装置8的电路结构]

参照图1来说明本实施方式所涉及的高频电路1和通信装置8的电路结构。图1是实施方式所涉及的高频电路1和通信装置8的电路结构图。

[1.1通信装置8的电路结构]

首先，说明通信装置8的电路结构。如图1所示，本实施方式所涉及的通信装置8具备高频电路1、天线6以及RF信号处理电路(RFIC)7。

高频电路1在天线6与RFIC 7之间传输高频信号。关于高频电路1的详细的电路结构后述。

天线6与高频电路1的天线连接端子102连接，天线6对从高频电路1输出的高频信号进行发送，另外，从外部接收高频信号来向高频电路1输出。

RFIC 7是对高频信号进行处理的信号处理电路的一例。具体地说，RFIC 7对经由高频电路1的接收路径输入的接收信号通过下变频等进行信号处理，并将进行了该信号处理后生成的接收信号输出到基带信号处理电路(BBIC，未图示)。另外，RFIC 7对从BBIC输入的发送信号通过上变频等进行信号处理，并将进行了该信号处理后生成的发送信号输出到高频电路1的发送路径。另外，RFIC 7具有对高频电路1所具有的开关和放大元件等进行控制的控制部。此外，RFIC 7的作为控制部的功能的一部分或全部也可以安装于RFIC 7的外部，例如也可以安装于BBIC或高频电路1。

另外，RFIC 7还具有对向高频电路1所具有的各放大器提供的电源电压Vcc和偏置电压Vbias进行控制的作为控制部的功能。具体地说，RFIC 7将数字控制信号输出到高频电路1。向高频电路1的各放大器提供根据上述数字控制信号来进行控制而得到的电源电压Vcc和偏置电压Vbias。

另外，RFIC 7还具有基于要使用的通信频段(频带)来控制高频电路1所具有的开关81及84的连接的作为控制部的功能。

此外，在本实施方式所涉及的通信装置8中，天线6不是必需的结构要素。

[1.2高频电路1的电路结构]

接着，说明高频电路1的电路结构。如图1所示，高频电路1具备放大电路10、滤波器82及83、开关81及84、输入端子101以及天线连接端子102。

输入端子101与RFIC 7连接，天线连接端子102与天线6连接。

放大电路10是对从输入端子101输入的频段A和频段B的发送信号进行放大的多尔蒂型的放大电路。此外，高频电路1也可以具备对频段A的高频信号进行放大的多尔蒂型的第一放大电路以及对频段B的高频信号进行放大的多尔蒂型的第二放大电路，来取代放大电路10。

此外，多尔蒂型的放大电路是指通过使用多个放大器作为载波放大器和峰值放大器来实现高效率的放大电路。载波放大器是指在多尔蒂型的放大电路中不论高频信号(输入)的功率低还是高都进行动作的放大器。峰值放大器是指在多尔蒂型的放大电路中主要在高频信号(输入)的功率高的情况下进行动作的放大器。因而，在高频信号的输入功率低的情况下，高频信号主要由载波放大器进行放大，在高频信号的输入功率高的情况下，高频信号由载波放大器和峰值放大器放大后进行合成。通过这样的动作，在多尔蒂型的放大电路中，在低输出功率时从载波放大器观察到的负载阻抗增大，低输出功率时的效率提高。

此外，在本实施方式中，频段A和频段B分别是指由标准化组织等(例如3GPP(3rdGeneration Partnership Project，第三代合作伙伴计划)、IEEE(Institute ofElectrical and Electronics Engineers，电气与电子工程师协会)等)为使用无线接入技术(RAT：Radio Access Technology)构建的通信系统预先定义的频率频段。在本实施方式中，作为通信系统，例如能够使用4G(4th Generation，第四代)-LTE(Long TermEvolution，长期演进)系统、5G(5th Generation，第五代)-NR(NewRadio，新空口)系统、以及WLAN(Wireless Local Area Network，无线局域网)系统等，但是不限定于这些。

滤波器82连接于开关81与84之间，使被放大电路10放大的发送信号中的频段A的发送频带的发送信号通过。另外，滤波器83连接于开关81与84之间，使被放大电路10放大的发送信号中的频段B的发送频带的发送信号通过。

此外，滤波器82及83各自既可以与接收用滤波器一起构成双工器，也可以是以时分双工(TDD：Time Division Duplex)方式进行传输的1个滤波器。在滤波器82及83是TDD用的滤波器的情况下，在上述1个滤波器的前级和后级中的至少一方配置对发送及接收进行切换的开关。

开关81具有公共端子、第一选择端子以及第二选择端子。公共端子与放大电路10的信号输出端子200连接。第一选择端子与滤波器82连接，第二选择端子与滤波器83连接。在该连接结构中，开关81对放大电路10与滤波器82的连接以及放大电路10与滤波器83的连接进行切换。

开关84是天线开关的一例，与天线连接端子102连接，对天线连接端子102与滤波器82的连接及非连接进行切换，另外，对天线连接端子102与滤波器83的连接及非连接进行切换。

此外，高频电路1也可以具备用于将从天线6接收的接收信号传输到RFIC 7的接收电路。在该情况下，高频电路1具备低噪声放大器和接收用滤波器。

另外，也可以是，在从信号输出端子200到天线连接端子102之间配置有阻抗匹配电路。

根据上述电路结构，高频电路1能够对频段A和频段B中的任一个频段的高频信号进行发送或接收。并且，高频电路1也能够执行对频段A和频段B的高频信号同时发送、同时接收以及同时发送接收中的至少任一种。

此外，本发明所涉及的高频电路1只要至少具有图1示出的电路结构中的放大电路10即可。

在此，详细地说明放大电路10的电路结构。

如图1所示，放大电路10具备载波放大器11及12、峰值放大器13及14、前置放大器15、移相电路70、变压器21及22、LC串联电路31、32、33及34、电容器40以及信号输出端子200。

前置放大器15对从输入端子101输入的频段A和/或频段B的高频信号进行放大。

移相电路70对从前置放大器15输出的信号RF0进行分配，将进行了该分配而得到的信号RF1、RF2、RF3及RF4分别经由端子110、120、130及140输出到载波放大器11、12、峰值放大器13及14。移相电路70在此时对信号RF1～RF4的相位进行调整。例如，移相电路70使信号RF1相对于RF0偏移+90度(超前90度)，使信号RF2相对于RF0偏移-90度(滞后90度)，使信号RF3相对于RF0偏移0度(不移相)，使信号RF4相对于RF0偏移+180度(超前180度)。

由此，能够使得RF1与RF2具有180度的相位差，RF3与RF4具有180度的相位差。也就是说，载波放大器11及12能够作为一对差动放大器发挥功能，峰值放大器13及14能够作为一对差动放大器发挥功能。

此外，前置放大器15和移相电路70的结构不限于上述结构。例如，前置放大器15也可以配置于载波放大器11、12和峰值放大器13、14各自的前级。在该情况下，移相电路70也可以配置于各前置放大器的前级、或者载波放大器11、12和峰值放大器13、14各自的前级。另外，放大电路10也可以不具备前置放大器15和移相电路70。

载波放大器11及12和峰值放大器13及14各自具有放大晶体管。上述放大晶体管例如是异质结双极型晶体管(HBT：Heterojunction Bipolar Transistor)等双极型晶体管、或者MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)等场效应晶体管。

载波放大器11及12分别是第一放大元件和第二放大元件的一例，是能够对信号RF1及RF2的所有功率电平进行放大动作的A类(或AB类)放大电路，特别是，载波放大器11及12在低输出区域和中输出区域中能够进行高效率的放大动作。此外，本发明所涉及的第一放大元件和第二放大元件只要是A类(或AB类)放大电路即可，不限定于载波放大器。

峰值放大器13及14分别是第三放大元件和第四放大元件的一例，例如，是能够在信号RF3及RF4的功率电平高的区域中进行放大动作的C类放大电路，峰值放大器13及14在信号RF0的功率电平相对于最大电平低规定电平(例如，6dB左右)的区域以上、且高于0的电平以上的区域中进行动作。向峰值放大器13及14所具有的放大晶体管施加比向载波放大器11及12所具有的放大晶体管施加的偏置电压低的偏置电压，因此信号RF3及RF4的功率电平越高，则输出阻抗越低。由此，峰值放大器13及14在高输出区域中能够进行低失真的放大动作。此外，本发明所涉及的第三放大元件和第四放大元件只要是C类放大电路即可，不限定于峰值放大器。

变压器21是第一变压器的一例，具有输入侧线圈211(第一输入侧线圈)和输出侧线圈212(第一输出侧线圈)。输入侧线圈211的第一端与载波放大器11的输出端子连接，输入侧线圈211的第二端与载波放大器12的输出端子连接。输出侧线圈212的第一端与信号输出端子200连接，输出侧线圈212的第二端与电容器40的第一端连接。

变压器22是第二变压器的一例，具有输入侧线圈221(第二输入侧线圈)和输出侧线圈222(第二输出侧线圈)。输入侧线圈221的第一端与峰值放大器13的输出端子连接，输入侧线圈221的第二端与峰值放大器14的输出端子连接。输出侧线圈222的第一端与电容器40的第二端连接，输出侧线圈222的第二端与地连接。

根据变压器21及22的上述连接结构，从载波放大器11及12输出的差动信号与从峰值放大器13及14输出的差动信号被进行电压相加，合成得到的输出信号被从信号输出端子200输出。

LC串联电路31是第一LC串联电路的一例，具有彼此串联连接的电感器311和电容器312，LC串联电路31连接于载波放大器11的输出端子与地之间。此外，在本实施方式中，电感器311和电容器312中的电容器312连接于地侧，但也可以是电感器311连接于地侧。

LC串联电路32是第二LC串联电路的一例，具有彼此串联连接的电感器321和电容器322，LC串联电路32连接于载波放大器12的输出端子与地之间。此外，在本实施方式中，电感器321和电容器322中的电容器322连接于地侧，但也可以是电感器321连接于地侧。

LC串联电路33是第三LC串联电路的一例，具有彼此串联连接的电感器331(第二电感器)和电容器332(第二电容元件)，LC串联电路33连接于峰值放大器13的输出端子与地之间。此外，在本实施方式中，电感器331和电容器332中的电容器332连接于地侧，但也可以是电感器331连接于地侧。

LC串联电路34是第四LC串联电路的一例，具有彼此串联连接的电感器341和电容器342，LC串联电路34连接于峰值放大器14的输出端子与地之间。此外，在本实施方式中，电感器341和电容器342中的电容器342连接于地侧，但也可以是电感器341连接于地侧。

此外，电感器311、321、331及341既可以是片式部件和在基板形成的平面导体，另外，也可以由导线等布线构成。

此外，本发明所涉及的放大电路和高频电路也可以不具备LC串联电路31及32，只要具备LC串联电路33及34中的至少一方即可。

电容器40是第一电容元件的一例，第一端(一个电极)与输出侧线圈212的第二端连接，第二端(另一个电极)与输出侧线圈222的第一端连接。此外，电容器40既可以是贴片状的电容器，另外，也可以由在基板的内部形成的平面导体构成。

[1.3多尔蒂型的放大电路500的动作]

在此，事先说明以往的多尔蒂型的放大电路的动作。

图2A是以往的多尔蒂型的放大电路500的输入大信号时的电路状态图。另外，图2B是以往的多尔蒂型的放大电路500的输入小信号时的电路状态图。

与实施方式所涉及的放大电路10相比，以往的多尔蒂型的放大电路500的不同点在于，没有LC串联电路31～34和电容器40，且配置有1/4波长传输线路93及94。下面，关于以往的放大电路500的电路结构，以与实施方式所涉及的放大电路10不同的结构为中心来进行说明。

在放大电路500中，没有配置电容器40，输出侧线圈212的第二端与输出侧线圈222的第一端直接连接。

1/4波长传输线路93配置于峰值放大器13的输出端子与输入侧线圈221的第一端之间。1/4波长传输线路94配置于峰值放大器14的输出端子与输入侧线圈221的第二端之间。

首先，如图2A所示，在载波放大器11及12和峰值放大器13及14进行动作(ON：接通)的情况下(输入大信号时)，从载波放大器11和峰值放大器13的输出端子观察负载侧而观察到的输出阻抗Zp、以及从载波放大器12和峰值放大器14的输出端子观察负载侧而观察到的输出阻抗Zn如式1那样表示。此外，设为变压器21及22分别以1：m的比率进行变压。另外，将输入侧线圈211的两端所承受的电压和输入侧线圈221的两端所承受的电压分别设为V1，将输出侧线圈212的两端所承受的电压和输出侧线圈222的两端所承受的电压分别设为V2，将流过输入侧线圈211及221的电流分别设为i1，将流过输出侧线圈212及222的电流分别设为i2。另外，将各放大器的输出电压设为Vo。另外，将与信号输出端子200连接的负载的阻抗设为RL。

[数1]

接着，如图2B所示，在载波放大器11及12进行动作(接通)、峰值放大器13及14没有进行动作(OFF：断开)的情况下(输入小信号时)，从载波放大器11的输出端子观察负载侧而观察到的输出阻抗Zp、以及从载波放大器12的输出端子观察负载侧而观察到的输出阻抗Zn如式2那样表示。此外，此时，从峰值放大器13的输出端子观察负载侧而观察到的输出阻抗和从峰值放大器14的输出端子观察负载侧而观察到的输出阻抗都为开路状态。

[数2]

如式1和式2所示，输入小信号时的载波放大器11及12的输出阻抗为输入大信号时的载波放大器11及12的输出阻抗的2倍。也就是说，在输入小信号时，峰值放大器13及14成为断开状态，载波放大器11及12的输出阻抗变高，由此放大电路10能够进行高效率动作。

另一方面，在输入大信号时，载波放大器11及12和峰值放大器13及14进行动作，由此能够输出大功率信号，并且，峰值放大器13及14的输出阻抗低，由此能够抑制信号失真。

1/4波长传输线路93使从峰值放大器13输出的信号的相位偏移-90度(滞后90度)。1/4波长传输线路94使从峰值放大器14输出的信号的相位偏移-90度(滞后90度)。通过配置1/4波长传输线路93及94，使从载波放大器11及12输出的差动信号的相位与从峰值放大器13及14输出的差动信号的相位一致。由此，从载波放大器11及12输出的差动信号与从峰值放大器13及14输出的差动信号在变压器21及22中被进行电压相加。

[1.4比较例所涉及的放大电路600的动作]

接着，说明对以往的多尔蒂型的放大电路附加用于抑制谐波的结构而得到的比较例所涉及的放大电路600。

图3A是比较例所涉及的放大电路600的电路结构图。该图示出的放大电路600对以往的放大电路500附加了用于抑制二次谐波的LC串联电路31～34。放大电路600所具有的LC串联电路31～34的结构与实施方式所涉及的LC串联电路31～34的结构相同，是用于使从各放大器输出的信号的二次谐波终止的电路。例如，在LC串联电路33中，以使LC串联谐振频率与从峰值放大器13输出的信号的二次谐波一致的方式设定了电感器331的电感值和电容器332的电容值。在LC串联电路31、32及34中也同样地设定了电感值和电容值。

由此，在放大电路600中，在载波放大器11及12和峰值放大器13及14进行动作(接通)的情况下(输入大信号时)，能够抑制在各放大器产生的二次谐波。

然而，在载波放大器11及12进行动作(接通)、峰值放大器13及14没有进行动作(断开)的情况下(输入小信号时)，由LC串联电路31～34规定的LC串联谐振频率会与二次谐波的频率大幅偏离。

图3B是比较例所涉及的放大电路600的峰值放大器断开时(输入小信号时)的包括LC串联电路33的路径的等效电路图。在图3B的左图中，示出了峰值放大器13进行动作(接通)的情况，对于将端子130与变压器22连结的信号路径，LC串联电路33以由电感器331和电容器332规定的LC串联谐振频率进行谐振动作。与此相对地，在图3B的右图中，示出了峰值放大器13不动作(断开)的情况，信号不流过将端子130与峰值放大器13连结的路径，因此LC串联电路33变为以由电感器331、电容器332、以及将峰值放大器13与信号输出端子200连结的路径的寄生电感规定的LC串联谐振频率进行谐振动作。因此，由LC串联电路33规定的LC串联谐振频率会与上述寄生电感的附加相应地向低频率侧偏移。因此，存在以下担忧：在载波放大器11及12产生的二次谐波未被抑制，而更低频率侧的基波被抑制。

[1.5实施方式所涉及的放大电路10的动作]

接着，说明实施方式所涉及的放大电路10的动作。

图4A是实施方式所涉及的放大电路10的电路结构图。另外，图4B是实施方式所涉及的放大电路10的峰值放大器断开时的包括LC串联电路33的路径的等效电路图。另外，图5是将实施方式所涉及的放大电路10与比较例所涉及的放大电路600的LC串联电路的频率特性进行比较而得到的图表。具体地说，图5示出了从载波放大器11或12的输出端观察峰值放大器13的输出端侧的情况下的LC串联电路33的带通特性。此外，从载波放大器11或12的输出端观察峰值放大器14的输出端侧的情况下的LC串联电路34的带通特性、以及从载波放大器11或12的输出端观察峰值放大器13及14的输出端侧的情况下的将LC串联电路33及34合成后的带通特性也呈现与图5示出的LC串联电路33的带通特性同样的特性。此外，在图4A中，没有图示比端子110～140靠前级的电路结构。

例如，在LC串联电路33中，以使LC串联谐振频率与从峰值放大器13输出的信号的二次谐波一致的方式设定了电感器331的电感值和电容器332的电容值。在LC串联电路31、32及34中也同样地设定了电感值和电容值。

由此，在放大电路10中，在载波放大器11及12和峰值放大器13及14进行动作(接通)的情况下(输入大信号时)，能够抑制在各放大器产生的二次谐波(图5的细虚线)。

另外，在载波放大器11及12进行动作(接通)、峰值放大器13及14没有进行动作(断开)的情况下(输入小信号时)，能够避免由LC串联电路33及34和电容器40规定的LC串联谐振频率与从各放大器输出的信号的基波频率一致(图5的实线)。

在图4B的左图中，示出了峰值放大器13进行动作(接通)的情况，对于将端子130与变压器22连结的信号路径，LC串联电路33以由电感器331和电容器332规定的LC串联谐振频率进行谐振动作。与此相对地，在图4B的右图中，示出了峰值放大器13不动作(断开)的情况，信号不流过将端子130与峰值放大器13连结的路径，因此LC串联电路33变为以由电感器331、电容器332、以及配置于将峰值放大器13与信号输出端子200连结的路径上的电容器40规定的LC串联谐振频率进行谐振动作。因此，由LC串联电路33和电容器40规定的LC串联谐振频率与电容器40的附加相应地，比图3B的右侧示出的等效电路的LC串联谐振频率向高频侧偏移。因此，能够避免对从载波放大器11及12输出的基波的抑制(图5的实线)。

与此相对地，在比较例所涉及的放大电路600中，在载波放大器11及12进行动作(接通)、峰值放大器13及14不进行动作(断开)的情况下(输入小信号时)，由LC串联电路33规定的LC串联谐振频率会与寄生电感的附加相应地向低频率侧偏移。因此，存在以下担忧：低频率侧的基波被抑制(图5的粗虚线)。

并且，在本实施方式所涉及的放大电路10中，还能够削减放大电路500及600所具有的1/4波长传输线路93及94。1/4波长传输线路93及94具有使从峰值放大器13及14输出的信号的相位偏移的功能，但是在放大电路10中，电容器40能够使从峰值放大器13及14输出的信号的相位偏移。也就是说，电容器40能够代替1/4波长传输线路93及94的功能的至少一部分。

[1.6实施方式所涉及的电容器40的电容值]

接着，说明抑制放大电路10的谐波并且不使基波的传输特性劣化的电容器40的电容值。图6是示出包括LC串联电路33的等效电路图、以及电容器40、合成电容以及谐振频率之间的关系的一例的图表。

如图6的上层所示，在LC串联电路33中，将电容器332的电容值设为C1，将电感器331的电感值设为L1，将电容器40的电容值设为C2。此时，电容器332与电容器40的合成电容值Ctotal为{(C1×C2)/(C1+C2)}，包括LC串联电路33的等效电路的谐振频率fr为

在此，例如，设为C1＝2.0pF、L＝2.0nH(包括L1及其周边的寄生电感)的情况下的LC串联谐振频率f0为2.5GHz。假设该谐振频率f0与基波的频率一致。与此相对地，在C2比4pF大的情况(C2>2×C1)下，如图6所示，谐振频率fr为2.5GHz～3GHz，会与谐振频率f0近似。另一方面，在C2为4pF以下的情况(C2≤2×C1)下，如图6所示，谐振频率fr为3GHz以上，比谐振频率f0(基波频率)向高频侧偏离。因此，期望的是，电容器40的电容值C2为电容器322的电容值C1的2倍以下。

此外，从上述观点出发，电容器40的电容值C2越小越好，但是电容值C2越小则从峰值放大器13输出的信号中相位的偏移量越小。因此，难以用电容器40来代替1/4波长传输线路93。

[1.7变形例1～5所涉及的高频电路的结构]

接着，说明高频电路1的变形例的电路结构。

图7是实施方式的变形例1所涉及的高频电路2的电路结构图。在该图中，仅记载了高频电路2中的与高频电路1不同的部分。变形例1所涉及的高频电路2与实施方式所涉及的高频电路1相比，不同之处仅为相当于放大电路的部分。在下面，关于本变形例所涉及的高频电路2，对于与实施方式所涉及的高频电路1相同的结构省略说明，以不同的结构为中心来进行说明。

高频电路2与高频电路1相比，还具备电感器50。电感器50是第一电感器的一例，电感器50与峰值放大器13的输出端子及峰值放大器14的输出端子连接，电感器50与输入侧线圈221并联连接。

图8是实施方式的变形例2所涉及的高频电路3的电路结构图。在该图中，仅记载了高频电路3中的与高频电路1不同的部分。变形例2所涉及的高频电路3与实施方式所涉及的高频电路1相比，不同之处仅为相当于放大电路的部分。在下面，关于本变形例所涉及的高频电路3，对于与变形例1所涉及的高频电路2相同的结构省略说明，以不同的结构为中心来进行说明。

高频电路3与高频电路2相比，还具备电感器51。电感器51连接于电容器40同输出侧线圈212的第二端的连接点与地之间。

图9是实施方式的变形例3所涉及的高频电路4的电路结构图。在该图中，仅记载了高频电路4中的与高频电路1不同的部分。变形例3所涉及的高频电路4与实施方式所涉及的高频电路1相比，不同之处仅为相当于放大电路的部分。在下面，关于本变形例所涉及的高频电路4，对于与变形例2所涉及的高频电路3相同的结构省略说明，以不同的结构为中心来进行说明。

高频电路4与高频电路3相比，还具备电感器52。电感器52是第三电感器的一例，电感器52与载波放大器11的输出端子及载波放大器12的输出端子连接，电感器52与输入侧线圈211并联连接。

图10是实施方式的变形例4所涉及的高频电路5的电路结构图。在该图中，仅记载了高频电路5中的与高频电路1不同的部分。变形例4所涉及的高频电路5与实施方式所涉及的高频电路1相比，不同之处仅为相当于放大电路的部分。在下面，关于本变形例所涉及的高频电路5，对于与实施方式所涉及的高频电路1相同的结构省略说明，以不同的结构为中心来进行说明。

高频电路5与高频电路1相比，还具备电感器50、52及53、以及电容器41及42。电感器50是第一电感器的一例，电感器50与峰值放大器13的输出端子及峰值放大器14的输出端子连接，电感器50与输入侧线圈221并联连接。电容器42与峰值放大器13的输出端子及峰值放大器14的输出端子连接，电容器42与输入侧线圈221及电感器50并联连接。电感器52是第三电感器的一例，电感器52与载波放大器11的输出端子及载波放大器12的输出端子连接，电感器52与输入侧线圈211并联连接。电容器41与载波放大器11的输出端子及载波放大器12的输出端子连接，电容器41与输入侧线圈211及电感器52并联连接。电感器53与电容器40并联连接。

[1.8高频电路2的部件配置结构]

接着，说明变形例1所涉及的高频电路2的部件安装结构。

图11是实施方式的变形例1所涉及的高频电路2的俯视图和截面图。在图11的(a)中示出对从z轴正方向侧观察基板60的主面的情况下的电路部件的配置进行透视所得到的图，在图11的(b)中示出图11的(a)的XIB-XIB线处的截面图。另外，在图11的(a)中，有时对各电路部件标注表示其功能的标记以使得易于理解各电路部件的配置关系，但是对实际的各电路部件没有标注该标记。另外，在图11中，省略了将基板60及各电路部件连接的布线的图示。

此外，高频电路2也可以还具备覆盖基板60的表面及电路部件的一部分的树脂构件、以及覆盖树脂构件的表面的屏蔽电极层，但是在图11中，省略了树脂构件和屏蔽电极层的图示。

高频电路2除了具有图7示出的电路结构以外，还具有基板60。

基板60是用于安装构成高频电路2的电路部件的基板。作为基板60，例如能够使用具有多个电介质层的层叠构造的低温共烧陶瓷(Low Temperature Co-fired Ceramics:LTCC)基板、高温共烧陶瓷(High Temperature Co-fired Ceramics:HTCC)基板、部件内置基板、具有重布线层(Redistribution Layer：RDL)的基板、或者印刷电路板等。

在基板60的表面上配置有半导体IC 90、电容器40以及电感器50。

半导体IC 90包括载波放大器11及12和峰值放大器13及14。半导体IC 90例如使用CMOS(Complementary Metal Oxide Semiconductor，互补金属氧化物半导体)来构成，具体地说，也可以通过SOI(Silicon on Insulator，绝缘体上硅)工艺来制造。另外，半导体IC90也可以由GaAs、SiGe以及GaN中的至少一者构成。此外，半导体IC 90的半导体材料不限定于上述的材料。此外，LC串联电路31～34也可以包括在半导体IC 90中。

电容器40是表面安装部件，配置在基板60的表面上。

在基板60的表面或内部形成有变压器21及22。输出侧线圈212及222由在基板60的表面或内部形成的平面导体构成。输出侧线圈212和输出侧线圈222既可以在基板60的同层形成，另外，也可以在不同层形成。另外，输出侧线圈212及222各自也可以跨多层地形成。此外，虽未图示，但是输入侧线圈211及221也由在基板60的表面或内部形成的平面导体构成，在俯视基板60的情况下，输入侧线圈211与输出侧线圈212至少有一部分重叠，输入侧线圈221与输出侧线圈222至少有一部分重叠。

在此，如图11所示，在俯视基板60的情况下，电容器40与输出侧线圈212也可以重叠，另外，电容器40与输出侧线圈222也可以重叠。

此外，构成高频电路2的其它电路部件、即滤波器82及83、开关81及84、输入端子101、天线连接端子102、前置放大器15、移相电路70、变压器21及22、LC串联电路31～34以及信号输出端子200既可以在基板60的表面或内部形成，也可以在基板60以外形成。

另外，电容器40也可以由在基板60的内部形成的平面导体构成。

另外，关于高频电路3、4及5也是，也可以具有与图11示出的部件配置结构同样的结构。另外，关于高频电路1，也可以具有未配置图11示出的部件配置结构中的电感器50的结构。

[1.9变形例6所涉及的高频电路的结构]

关于本实施方式的变形例6所涉及的高频电路1A和通信装置9的电路结构，参照图13来进行说明。图13是实施方式的变形例6所涉及的高频电路1A和通信装置9的电路结构图。如该图所示，本变形例所涉及的通信装置9具备高频电路1A、天线6以及RFIC 7。本变形例所涉及的通信装置9与实施方式所涉及的通信装置8相比，不同之处仅为高频电路1A所具有的放大电路10A的结构。因此，在下面，以放大电路10A的结构为中心来进行说明。如图13所示，高频电路1A具备放大电路10A、滤波器82及83、开关81及84、输入端子101以及天线连接端子102。

放大电路10A是对从输入端子101输入的频段A和频段B的发送信号进行放大的多尔蒂型的放大电路。此外，高频电路1A也可以具备对频段A的高频信号进行放大的多尔蒂型的第一放大电路以及对频段B的高频信号进行放大的多尔蒂型的第二放大电路，来取代放大电路10A。

如图13所示，放大电路10A具备载波放大器16、峰值放大器17、前置放大器15、移相电路70、变压器26及27、LC串联电路36及37、电容器45以及信号输出端子200。本变形例所涉及的放大电路10A与实施方式所涉及的放大电路10相比，不同点在于，载波放大器和峰值放大器各自都不是差动放大型，而由单独的放大器构成。下面，关于本变形例所涉及的放大电路10A，对于与实施方式所涉及的放大电路10相同的结构省略说明，以不同的结构为中心来进行说明。

移相电路70对从前置放大器15输出的信号RF0进行分配，将进行了该分配而得到的信号RF1及RF3分别经由端子110及130输出到载波放大器16和峰值放大器17。移相电路70在此时对信号RF1及RF3的相位进行调整。例如，移相电路70使信号RF1相对于RF0偏移+90度(超前90度)，使信号RF3相对于RF0偏移0度(不移相)。

此外，前置放大器15和移相电路70的结构不限于上述结构。例如，前置放大器15也可以配置于载波放大器16和峰值放大器17各自的前级。在该情况下，移相电路70也可以配置于各前置放大器的前级、或者载波放大器16和峰值放大器17各自的前级。另外，放大电路10A也可以不具备前置放大器15和移相电路70。

载波放大器16和峰值放大器17各自具有放大晶体管。上述放大晶体管例如是HBT等双极型晶体管、或者MOSFET等场效应晶体管。

载波放大器16是本变形例中的第一放大元件的一例，是能够对信号RF1的所有功率电平进行放大动作的A类(或AB类)放大电路，特别是，载波放大器16在低输出区域和中输出区域中能够进行高效率的放大动作。此外，本变形例所涉及的第一放大元件只要是A类(或AB类)放大电路即可，不限定于载波放大器。

峰值放大器17是本变形例中的第二放大元件的一例，例如是能够在信号RF3的功率电平高的区域进行放大动作的C类放大电路。向峰值放大器17所具有的放大晶体管施加比向载波放大器16所具有的放大晶体管施加的偏置电压低的偏置电压，因此信号RF3的功率电平越高，则输出阻抗越低。由此，峰值放大器17在高输出区域中能够进行低失真的放大动作。此外，本变形例所涉及的第二放大元件只要是C类放大电路即可，不限定于峰值放大器。

变压器26是第一变压器的一例，具有输入侧线圈261(第一输入侧线圈)和输出侧线圈262(第一输出侧线圈)。输入侧线圈261的第一端与载波放大器16的输出端子连接，输入侧线圈261的第二端与地连接。输出侧线圈262的第一端与信号输出端子200连接，输出侧线圈262的第二端与电容器45的第一端连接。

变压器27是第二变压器的一例，具有输入侧线圈271(第二输入侧线圈)和输出侧线圈272(第二输出侧线圈)。输入侧线圈271的第一端与峰值放大器17的输出端子连接，输入侧线圈271的第二端与地连接。输出侧线圈272的第一端与电容器45的第二端连接，输出侧线圈272的第二端与地连接。

根据变压器26及27的上述连接结构，从载波放大器16输出的信号与从峰值放大器17输出的信号被进行电压相加，合成得到的输出信号被从信号输出端子200输出。

LC串联电路36是本变形例中的第一LC串联电路的一例，具有彼此串联连接的电感器361和电容器362，LC串联电路36连接于载波放大器16的输出端子与地之间。此外，在本实施方式中，电感器361和电容器362中的电容器362连接于地侧，但也可以是电感器361连接于地侧。

LC串联电路37是本变形例中的第二LC串联电路的一例，具有彼此串联连接的电感器371(本变形例中的第一电感器)和电容器372(本变形例中的第二电容元件)，LC串联电路37连接于峰值放大器17的输出端子与地之间。此外，在本实施方式中，电感器371和电容器372中的电容器372连接于地侧，但也可以是电感器371连接于地侧。

此外，电感器361及371既可以是片式部件和在基板形成的平面导体，另外，也可以由导线等布线构成。

此外，本变形例所涉及的放大电路和高频电路也可以不具备LC串联电路36，只要具备LC串联电路37即可。

电容器45是第一电容元件的一例，第一端(一个电极)与输出侧线圈262的第二端连接，第二端(另一个电极)与输出侧线圈272的第一端连接。此外，电容器45既可以是贴片状的电容器，另外，也可以由在基板的内部形成的平面导体构成。

图14A是实施方式的变形例6所涉及的放大电路10A的输入大信号时的电路状态图。如该图所示，在向放大电路10A输入大信号的情况下，载波放大器16和峰值放大器17进行动作(接通)。

图14B是实施方式的变形例6所涉及的放大电路10A的输入小信号时的电路状态图。如该图所示，在向放大电路10A输入小信号的情况下，载波放大器16进行动作(接通)，峰值放大器17不动作(断开)。

相对于输入大信号时，在输入小信号时载波放大器16的输出阻抗变大。也就是说，在输入小信号时，峰值放大器17成为断开状态，载波放大器16的输出阻抗变高，由此放大电路10A能够进行高效率动作。

另一方面，在输入大信号时，载波放大器16和峰值放大器17进行动作，由此能够输出大功率信号，并且，峰值放大器17的输出阻抗低，由此能够抑制信号失真。

如图13、图14A以及图14B所示，放大电路10A附加了用于抑制二次谐波的LC串联电路36及37。LC串联电路36及37是用于使从各放大器输出的信号的二次谐波终止的电路。例如，在LC串联电路37中，以使LC串联谐振频率与从峰值放大器17输出的信号的二次谐波一致的方式设定了电感器371的电感值和电容器372的电容值。在LC串联电路36中也同样地设定了电感值和电容值。

由此，在放大电路10A中，在载波放大器16和峰值放大器17进行动作(接通)的情况下(输入大信号时)，能够抑制在各放大器产生的二次谐波。

然而，在载波放大器16进行动作(接通)、峰值放大器17没有进行动作(断开)的情况下(输入小信号时)，由LC串联电路36及37规定的LC串联谐振频率会与二次谐波的频率大幅偏离。

在峰值放大器17进行动作(接通)的情况下，对于将端子130与变压器27连结的信号路径，LC串联电路37以由电感器371和电容器372规定的LC串联谐振频率进行谐振动作。在峰值放大器17不动作(断开)的情况下，信号不流过将端子130与峰值放大器17连结的路径，因此LC串联电路37以由电感器371、电容器372、以及将峰值放大器17与信号输出端子200连结的路径的寄生电感规定的LC串联谐振频率进行谐振动作。因此，由LC串联电路37规定的LC串联谐振频率会与上述寄生电感的附加相应地向低频率侧偏移。因此，存在以下担忧：在载波放大器16产生的二次谐波未被抑制，而更低频率侧的基波被抑制。

与此相对地，在本变形例所涉及的放大电路10A中，在输出侧线圈262的第二端与输出侧线圈272的第一端之间连接有电容器45，因此在载波放大器16进行动作(接通)、峰值放大器17没有进行动作(断开)的情况下(输入小信号时)，能够避免由LC串联电路37和电容器45规定的LC串联谐振频率与从各放大器输出的信号的基波频率一致。

更具体地说，在峰值放大器17进行动作(接通)的情况下，对于将端子130与变压器27连结的信号路径，LC串联电路37以由电感器371和电容器372规定的LC串联谐振频率进行谐振动作。与此相对地，在峰值放大器17不动作(断开)的情况下，信号不流过将端子130与峰值放大器17连结的路径，因此LC串联电路37以由电感器371、电容器372、以及配置于将峰值放大器17与信号输出端子200连结的路径上的电容器45规定的LC串联谐振频率进行谐振动作。因此，由LC串联电路37和电容器45规定的LC串联谐振频率与电容器45的附加相应地，比由电感器371、电容器372、以及将峰值放大器17与信号输出端子200连结的路径的寄生电感规定的LC串联谐振频率向高频侧偏移。因此，能够避免对从载波放大器16输出的基波的抑制。

另外，在本变形例所涉及的放大电路10A中，能够削减配置于峰值放大器17的输出端子与输入侧线圈271的第一端之间的1/4波长传输线路。1/4波长传输线路具有使从峰值放大器17输出的信号的相位偏移的功能，但是在放大电路10A中，电容器45能够使从峰值放大器17输出的信号的相位偏移。也就是说，电容器45能够代替1/4波长传输线路的功能的至少一部分。

此外，在LC串联电路37中，将电容器372的电容值设为C1，将电感器371的电感值设为L1，将电容器45的电容值设为C2。此时，电容器372与电容器45的合成电容值Ctotal为{(C1×C2)/(C1+C2)}，包括LC串联电路37的等效电路的谐振频率fr为

在此，C1＝2.0pF、L＝2.0nH(包括L1及其周边的寄生电感)的情况下的LC串联谐振频率f0为2.5GHz。假设该谐振频率f0与基波的频率一致。与此相对地，在C2比4pF大的情况(C2>2×C1)下，谐振频率fr为2.5GHz～3GHz，会与谐振频率f0近似(参照图6)。另一方面，在C2为4pF以下的情况(C2≤2×C1)下，谐振频率fr为3GHz以上，比谐振频率f0(基波频率)向高频侧偏离。因此，期望的是，电容器45的电容值C2为电容器372的电容值C1的2倍以下。

此外，从上述观点出发，电容器45的电容值C2越小越好，但是电容值C2越小则从峰值放大器17输出的信号中相位的偏移量越小。因此，难以用电容器45来代替1/4波长传输线路。

另外，本变形例所涉及的高频电路1A也如变形例1所涉及的高频电路2那样，能够取在基板60配置各电路部件而成的结构。也就是说，也可以是，变形例6所涉及的高频电路1A还具备基板60，电容器45是配置于基板60的表面的表面安装部件，输出侧线圈262及272由在基板60的表面或内部形成的平面导体构成，在俯视基板60的情况下，电容器45与输出侧线圈262重叠，电容器45与输出侧线圈272重叠。

据此，能够缩短将输出侧线圈262及272与电容器45连接的布线，因此能够使高频电路1A的信号传输特性高精度化，另外，能够使高频电路1A小型化。

[1.10变形例7所涉及的高频电路的结构]

图15是实施方式的变形例7所涉及的放大电路10B的电路结构图。在该图中，仅记载了变形例7所涉及的高频电路中的与高频电路1不同的部分即放大电路10B。变形例7所涉及的高频电路与实施方式所涉及的高频电路1相比，不同之处仅为相当于放大电路10B的部分。在下面，关于本变形例所涉及的高频电路，对于与变形例4所涉及的高频电路5相同的结构省略说明，以不同的结构为中心来进行说明。

本变形例所涉及的高频电路与高频电路5相比，没有电感器52，另外，没有电容器42。

电感器50是第一电感器的一例，电感器50峰值放大器13的输出端子及峰值放大器14的输出端子连接，电感器50与输入侧线圈221并联连接。电容器41是第三电容元件的一例，电容器41与载波放大器11的输出端子及载波放大器12的输出端子连接，电容器41与输入侧线圈211并联连接。

图16A是示出以往的多尔蒂型的放大电路500的各放大器的输出信号的相位的图表。另外，图16B是示出实施方式的变形例7所涉及的放大电路10B的各放大器的输出信号的相位的图表。

在以往的放大电路500中载波放大器11及12的相位与峰值放大器13及14的相位之差大，与此相对地，在本变形例所涉及的放大电路10B中载波放大器11及12的相位与峰值放大器13及14的相位之差被降低。也就是说，通过电容器41来调整载波放大器11及12的输出信号的相位，通过电感器50来调整峰值放大器13及14的输出信号的相位，由此能够降低载波放大器11及12与峰值放大器13及14之间的相位差。

图17A是表示变形例7所涉及的放大电路10B及以往的放大电路500的输出功率与增益之间的关系的图表。变形例7所涉及的放大电路10B更加抑制了高输出区域的增益的劣化。

图17B是表示变形例7所涉及的放大电路10B及以往的放大电路500的输出功率与功率附加效率(PAE)之间的关系的图表。变形例7所涉及的放大电路10B更加抑制了高输出区域的功率附加效率的劣化。

图17C是表示变形例7所涉及的放大电路10B及以往的放大电路500的输出功率与二次谐波之间的关系的图表。变形例7所涉及的放大电路10B更加在所有输出区域中抑制了二次谐波的强度。

根据本变形例所涉及的高频电路和放大电路10B，载波放大器11及12与峰值放大器13及14之间的相位差被降低，因此能够实现增益提高、效率提高以及谐波抑制。

[2.效果等]

如以上那样，本实施方式所涉及的高频电路1具备：载波放大器11及12以及峰值放大器13及14；变压器21，其具有输入侧线圈211和输出侧线圈212；变压器22，其具有输入侧线圈221和输出侧线圈222；信号输出端子200，输出侧线圈212的第一端连接于该信号输出端子200；LC串联电路33；以及电容器40，输入侧线圈211的第一端与载波放大器11的输出端子连接，输入侧线圈211的第二端与载波放大器12的输出端子连接，输入侧线圈221的第一端与峰值放大器13的输出端子连接，输入侧线圈221的第二端与峰值放大器14的输出端子连接，LC串联电路33连接于以下部位中的一方：峰值放大器13的输出端子与地之间；以及峰值放大器14的输出端子与地之间，电容器40的第一端与输出侧线圈212的第二端连接，电容器40的第二端与输出侧线圈222的第一端连接，输出侧线圈222的第二端与地连接。

据此，在峰值放大器13及14为断开状态时，能够避免用于谐波抑制的LC串联电路33会对基波进行抑制。因此，能够不使基波的传输特性劣化地抑制谐波，能够抑制高频电路1的放大特性的劣化。并且，通过配置电容器40，能够削减峰值放大器13与输入侧线圈221之间以及峰值放大器14与输入侧线圈221之间所需的1/4波长传输线路。

另外，例如也可以是，变形例1所涉及的高频电路2除了具备高频电路1的结构以外，还具备电感器50，该电感器50与峰值放大器13的输出端子及峰值放大器14的输出端子连接，该电感器50与输入侧线圈221并联连接。

据此，除了电容器40以外还配置电感器50，由此能够高精度地对峰值放大器13的输出信号的相位和峰值放大器14的输出信号的相位进行变换。

另外，例如也可以是，在高频电路1中，LC串联电路33具有彼此串联连接的电感器331和电容器332，电容器40的电容值为电容器332的电容值的2倍以下。

据此，能够将由LC串联电路33和电容器40构成的谐振电路的谐振频率设定得比从各放大器输出的信号的基波频率高。因此，在峰值放大器13及14为断开状态时，能够可靠地避免用于谐波抑制的LC串联电路33会对基波进行抑制。

另外，例如也可以是，高频电路1具备：LC串联电路31，其连接于载波放大器11的输出端子与地之间；LC串联电路32，其连接于载波放大器12的输出端子与地之间；LC串联电路33，其连接于峰值放大器13的输出端子与地之间；以及LC串联电路34，其连接于峰值放大器14的输出端子与地之间。

据此，能够高精度地抑制从所有放大器输出的高次谐波，并且能够避免对基波的抑制。

另外，例如也可以是，变形例3所涉及的高频电路4除了具备高频电路2的结构以外，还具备电感器52，该电感器52与载波放大器11的输出端子及载波放大器12的输出端子连接，该电感器52与输入侧线圈211并联连接。

据此，除了电容器40以外还配置电感器52，由此能够高精度地对载波放大器11及12的输出信号的相位进行变换。

另外，例如，变形例7所涉及的高频电路也可以具备：电容器41，其与载波放大器11的输出端子及载波放大器12的输出端子连接，并与输入侧线圈211并联连接；以及电感器50，其与峰值放大器13的输出端子及峰值放大器14的输出端子连接，并与输入侧线圈221并联连接。

据此，载波放大器11及12与峰值放大器13及14之间的相位差被降低，因此能够实现增益提高、效率提高以及谐波抑制。

另外，变形例6所涉及的高频电路1A具备：载波放大器16及峰值放大器17；变压器26，其具有输入侧线圈261和输出侧线圈262；变压器27，其具有输入侧线圈271和输出侧线圈272；信号输出端子200，输出侧线圈262的第一端连接于该信号输出端子200；LC串联电路37；以及电容器45，输入侧线圈261的第一端与载波放大器16的输出端子连接，输入侧线圈261的第二端与地连接，输入侧线圈271的第一端与峰值放大器17的输出端子连接，输入侧线圈271的第二端与地连接，LC串联电路37连接于峰值放大器17的输出端子与地之间，电容器45的第一端与输出侧线圈262的第二端连接，电容器45的第二端与输出侧线圈272的第一端连接，输出侧线圈272的第二端与地连接。

据此，在峰值放大器17为断开状态时，能够避免用于谐波抑制的LC串联电路37会对基波进行抑制。因此，能够不使基波的传输特性劣化地抑制谐波，能够抑制高频电路1A的放大特性的劣化。并且，通过配置电容器45，能够削减峰值放大器17与输入侧线圈271之间所需的1/4波长传输线路。

另外，例如，在高频电路1A中，也可以是，LC串联电路37具有彼此串联连接的电感器371和电容器372，电容器45的电容值为电容器372的电容值的2倍以下。

据此，能够将由LC串联电路37和电容器45构成的谐振电路的谐振频率设定得比从各放大器输出的信号的基波频率高。因此，在峰值放大器17为断开状态时，能够可靠地避免用于谐波抑制的LC串联电路37会对基波进行抑制。

另外，例如，高频电路1A也可以具备：LC串联电路36，其连接于载波放大器16的输出端子与地之间；以及LC串联电路37，其连接于峰值放大器17的输出端子与地之间。

据此，能够高精度地抑制从所有放大器输出的高次谐波，并且能够避免对基波的抑制。

另外，例如，高频电路1(1A)也可以还具备基板60，电容器40(45)是配置于基板60的表面的表面安装部件，输出侧线圈212(262)和输出侧线圈222(272)由在基板60的表面或内部形成的平面导体构成，在俯视基板60的情况下，电容器40(45)与输出侧线圈212(262)重叠，电容器40(45)与输出侧线圈222(272)重叠。

据此，能够缩短将输出侧线圈212(262)及222(272)与电容器40(45)连接的布线，因此能够使高频电路1(1A)的信号传输特性高精度化，另外，能够使高频电路1(1A)小型化。

另外，例如，高频电路1(1A)也可以还具备基板60，电容器40(45)由在基板60的内部形成的平面导体构成。

据此，电容器40(45)内置于基板60，因此能够使高频电路1(1A)小型化。

另外，本实施方式所涉及的通信装置8具备：RFIC 7，其对高频信号进行处理；以及高频电路1，其在RFIC 7与天线6之间传输高频信号。

据此，能够在通信装置8中实现高频电路1的效果。

(其它实施方式等)

以上，关于本发明的实施方式所涉及的高频电路和通信装置，列举了实施方式及变形例来进行了说明，但是本发明所涉及的高频电路和通信装置不限定于上述实施方式及变形例。将上述实施方式及变形例中的任意的结构要素进行组合来实现的其它实施方式、对上述实施方式及变形例实施本领域技术人员在不脱离本发明的主旨的范围内想到的各种变形来得到的变形例、内置有上述高频电路和通信装置的各种设备也包含于本发明。

例如，在上述实施方式及变形例所涉及的高频电路中，LC串联电路31～34分别具有以下结构：彼此串联连接的电感器和电容器连接于各放大器的输出端子与地之间，但是不限定于此。LC串联电路31～34各自也可以除了具有彼此串联连接的电感器和电容器以外还具有电路元件。例如，如图12所示，如作为LC串联电路33的变形例5的LC串联电路33A那样，也可以除了彼此串联连接的电感器331和电容器332以外还连接有电路元件，对电容器332并联连接电感器333而成的电路也被定义为本发明所涉及的LC串联电路。

具有彼此串联连接的电感器331和电容器332的LC串联电路33如图5中的放大电路10的带通特性所示那样具有使来自放大器的输出信号的二次谐波看起来短路来使该放大器进行F类动作的功能，但是在基波频带中产生一些插入损耗。与此相对地，在变形例5所涉及的LC串联电路33A中，通过调整与电容器332并联连接的电感器333的电感值，在基波频带，LC串联电路33A能够视为开路，而在二次谐波频带，通过电容器332的电容性，LC串联电路33A能够视为短路。据此，能够改善为如下的带通特性：二次谐波频带中的插入损耗大，且基波频带中的插入损耗最小。

另外，例如，在上述实施方式及变形例所涉及的高频电路和通信装置中，也可以在附图所公开的将各电路元件及信号路径连接的路径之间插入其它电路元件和布线等。

产业上的可利用性

本发明作为配置于支持多频段的前端部的高频电路，能够广泛利用于便携式电话等通信设备。

附图标记说明

1、1A、2、3、4、5：高频电路；6：天线；7：RF信号处理电路(RFIC)；8、9：通信装置；10、10A、10B、500、600：放大电路；11、12、16：载波放大器；13、14、17：峰值放大器；15：前置放大器；21、22、26、27：变压器；31、32、33、33A、34、36、37：LC串联电路；40、41、42、45、312、322、332、342、362、372：电容器；50、51、52、53、311、321、331、333、341、361、371：电感器；60：基板；70：移相电路；81、84：开关；82、83：滤波器；90：半导体IC；93、94：1/4波长传输线路；101：输入端子；102：天线连接端子；110、120、130、140：端子；200：信号输出端子；211、221、261、271：输入侧线圈；212、222、262、272：输出侧线圈。

Claims (13)

1.一种高频电路，具备：

第一放大元件、第二放大元件、第三放大元件以及第四放大元件；

第一变压器，其具有第一输入侧线圈和第一输出侧线圈；

第二变压器，其具有第二输入侧线圈和第二输出侧线圈；

信号输出端子，所述第一输出侧线圈的第一端连接于该信号输出端子；

LC串联电路；以及

第一电容元件，

所述第一放大元件和所述第二放大元件分别是载波放大器，

所述第三放大元件和所述第四放大元件分别是峰值放大器，

所述第一输入侧线圈的第一端与所述第一放大元件的输出端子连接，所述第一输入侧线圈的第二端与所述第二放大元件的输出端子连接，

所述第二输入侧线圈的第一端与所述第三放大元件的输出端子连接，所述第二输入侧线圈的第二端与所述第四放大元件的输出端子连接，

所述LC串联电路连接于以下部位中的至少任一方：所述第三放大元件的输出端子与地之间；以及所述第四放大元件的输出端子与地之间，

所述第一电容元件的第一端与所述第一输出侧线圈的第二端连接，所述第一电容元件的第二端与所述第二输出侧线圈的第一端连接，

所述第二输出侧线圈的第二端与地连接。

2.根据权利要求1所述的高频电路，其中，

所述第一放大元件和所述第二放大元件构成一对差动放大器，

所述第三放大元件和所述第四放大元件构成一对差动放大器。

3.根据权利要求1或2所述的高频电路，其中，

还具备第一电感器，所述第一电感器与所述第三放大元件的输出端子及所述第四放大元件的输出端子连接，所述第一电感器与所述第二输入侧线圈并联连接。

4.根据权利要求1～3中的任一项所述的高频电路，其中，

所述LC串联电路具有彼此串联连接的第二电感器和第二电容元件，

所述第一电容元件的电容值为所述第二电容元件的电容值的2倍以下。

5.根据权利要求1～4中的任一项所述的高频电路，其中，

所述高频电路具备：

第一LC串联电路，其连接于所述第一放大元件的输出端子与地之间；

第二LC串联电路，其连接于所述第二放大元件的输出端子与地之间；

第三LC串联电路，其连接于所述第三放大元件的输出端子与地之间；以及

第四LC串联电路，其连接于所述第四放大元件的输出端子与地之间。

6.根据权利要求5所述的高频电路，其中，

还具备第三电感器，所述第三电感器与所述第一放大元件的输出端子及所述第二放大元件的输出端子连接，所述第三电感器与所述第一输入侧线圈并联连接。

7.根据权利要求3所述的高频电路，其中，

还具备第三电容元件，所述第三电容元件与所述第一放大元件的输出端子及所述第二放大元件的输出端子连接，所述第三电容元件与所述第一输入侧线圈并联连接。

8.一种高频电路，具备：

第一放大元件及第二放大元件；

第一变压器，其具有第一输入侧线圈和第一输出侧线圈；

第二变压器，其具有第二输入侧线圈和第二输出侧线圈；

信号输出端子，所述第一输出侧线圈的第一端连接于该信号输出端子；

LC串联电路；以及

第一电容元件，

所述第一放大元件是载波放大器，

所述第二放大元件是峰值放大器，

所述第一输入侧线圈的第一端与所述第一放大元件的输出端子连接，所述第一输入侧线圈的第二端与地连接，

所述第二输入侧线圈的第一端与所述第二放大元件的输出端子连接，所述第二输入侧线圈的第二端与地连接，

所述LC串联电路连接于所述第二放大元件的输出端子与地之间，

所述第一电容元件的第一端与所述第一输出侧线圈的第二端连接，所述第一电容元件的第二端与所述第二输出侧线圈的第一端连接，

所述第二输出侧线圈的第二端与地连接。

9.根据权利要求6或8所述的高频电路，其中，

所述LC串联电路具有彼此串联连接的第一电感器和第二电容元件，

所述第一电容元件的电容值为所述第二电容元件的电容值的2倍以下。

10.根据权利要求8或9所述的高频电路，其中，

所述高频电路具备：

第一LC串联电路，其连接于所述第一放大元件的输出端子与地之间；以及

第二LC串联电路，其连接于所述第二放大元件的输出端子与地之间。

11.根据权利要求1～10中的任一项所述的高频电路，其中，

还具备基板，

所述第一电容元件是配置于所述基板的表面的表面安装部件，

所述第一输出侧线圈和所述第二输出侧线圈由在所述基板的表面或内部形成的平面导体构成，

在俯视所述基板的情况下，所述第一电容元件与所述第一输出侧线圈重叠，所述第一电容元件与所述第二输出侧线圈重叠。

12.根据权利要求1～10中的任一项所述的高频电路，其中，

还具备基板，

所述第一电容元件由在所述基板的内部形成的平面导体构成。

13.一种通信装置，具备：

信号处理电路，其对高频信号进行处理；以及

根据权利要求1～12中的任一项所述的高频电路，其在所述信号处理电路与天线之间传输所述高频信号。