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CN117063449A - 一种信号传输方法及装置 - Google Patents

一种信号传输方法及装置 Download PDF

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CN117063449A
CN117063449A CN202180096381.6A CN202180096381A CN117063449A CN 117063449 A CN117063449 A CN 117063449A CN 202180096381 A CN202180096381 A CN 202180096381A CN 117063449 A CN117063449 A CN 117063449A
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signal
mth
signals
codebook
phase difference
Prior art date
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Application number
CN202180096381.6A
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刘凤威
徐明慧
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Huawei Technologies Co Ltd
Original Assignee
Huawei Technologies Co Ltd
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Publication date
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Abstract

本申请公开了一种信号传输方法及装置，用以实现采用多流的DFT‑s‑OFDM波形进行信号传输。该方法包括：基于第一码本对N流信号进行预编码后进行发送，得到N1路预编码后的信号，第一码本的每一行中非零元素的数量为1，且第一码本使得N流信号中的两流信号存在相位差，N、N1为大于1的整数，发送该N1路预编码后的信号。通过发送端在预编码过程中在两个发射天线端口之间引入一个相位偏移量，使得接收端在进行信道均衡后等效的流间干扰最优，从而可以提高接收端解调性能。

Description

一种信号传输方法及装置 技术领域
本申请涉及通信技术领域，尤其涉及一种信号传输方法及装置。
背景技术
随着工作频点的进一步增加(如6G以上)，用户数量的日益增长，以及UE硬件能力的提升(发射天线数变多)，多流信号传输的研究被提出。目前，现有协议仅支持多流的循环前缀-正交频分复用(cyclic prefix-orthogonal frequency division multiplexing，CP-OFDM)波形以及对应的码本。但是，CP-OFDM波形具有较高的信号峰均比(peak to average power ratio，PAPR)，由于信号需要工作在功放的线性区间，高PAPR将会导致其平均输出功率降低。而离散傅里叶变换扩展正交频分复用(DFT-spread-OFDM，DFT-s-OFDM)波形与CP-OFDM波形具有很好的兼容性，且其PAPR显著低于CP-OFDM，在相同功放下，可以达到比CP-OFDM波形更大的平均输出功率，因此可用于提升上行覆盖。因此如何实现采用多流的DFT-s-OFDM波形进行信号传输，是一个亟待解决的问题。
发明内容
本申请提供一种信号传输方法及装置，用以实现采用多流的DFT-s-OFDM波形进行信号传输。
第一方面，本申请实施例提供了一种信号传输方法，该方法包括：基于第一码本对N流信号进行预编码，得到N1路预编码后的信号，第一码本的每一行中非零元素的数量为1，且第一码本使得在两个发射天线端口上发送的信号存在相位差，N、N1为大于1的整数；发送N1路预编码后的信号。
本申请实施例中通过发送端在预编码过程中在两个发射天线端口之间引入一个相位偏移量，使得接收端在进行信道均衡后等效的流间干扰最优，从而可以提高接收端解调性能。
在一种可能的设计中，上述两个发射天线端口之间具有相干性。通过上述设计，可以提高码本选择的准确性，从而可以降低流间干扰的影响。
在一种可能的设计中，第一码本属于码本集合，码本集合中的每个码本的每一行中非零元素的数量为1，且码本集合中的每个码本均使在两个发射天线端口上发送的信号存在相位差。上述设计中，码本集合中每一个码本的每一行均只有一个元素非零，使得预编码输出的信号包括一种输入信号，并且，本申请实施例提供的码本集合可以适配发射天线间时变的信道，从而可以实现多流的DFT-s-OFDM传输。
在一种可能的设计中，发射天线端口数＝2时，码本集合中的每个码本为：
或 或 或
其中，θ为两个发射天线端口发送的信号之间的相位差。通过上述设计，可以使得两个发射天线端口发送的信号之间存在相位差，并且不影响DFT-s-OFDM的低PAPR特性。
在一种可能的设计中，发射天线端口数等于4时，码本集合中的每个码本为：
或
其中，θ 1为第2个发射天线端口与第1个发射天线端口发送的信号之间的相位差，θ 2为第3个发射天线端口与第1个发射天线端口发送的信号之间的相位差，θ 3为第4个发射天线端口与第1个发射天线端口发送的信号之间的相位差。通过上述设计，可以使得两个发射天线端口发送的信号之间存在相位差，并且不影响DFT-s-OFDM的低PAPR特性。
在一种可能的设计中，两个发射天线端口发送的信号之间的相位差满足如下公式：
其中，Q为相位差量化比特数；b i为码本索引中指示相位差的比特中从低位到高位的第i比特位，i＝{0,1,2，……，Q-1}。通过上述方式可以确定码本集合中的码本。
在一种可能的设计中，在基于第一码本对N流信号进行预编码之前，方法还包括：采用第一调制和编码方案(MCS)索引对应的调制方案对待发送比特进行调制，其中，第一MCS索引对应的调制方式为π/2-二进制相移键控(π/2-BPSK)；将经过调制后的待发送比特进行层映射，得到N流信号。上述设计中采用π/2-BPSK进行调制使得接收端可以基于π/2-BPSK调制信号在频域上的特点进行信道均衡，从而可以提高调制性能。
在一种可能的设计中，调制方案根据预设的MCS表格确定的，MCS表格中包含多个MCS索引，其中，对应π/2-BPSK调制方式的最大MCS索引所对应的码率大于314或大于314/1024。上述方式通过扩展MCS表格使得π/2-BPSK可以对应更高的目标码率，从而可以具有更高的频谱效率，进而可以使发送端可以选择π/2-BPSK进行调制时可以具有更高目标码率和频谱效率，从而可以在不影响低PAPR特性的前提下，提高解调性能。
在一种可能的设计中，π/2-BPSK满足如下公式：
或者，pi/2-BPSK满足如下公式：
或者，pi/2-BPSK满足如下公式：
其中，a(k)为待发送比特的第k比特，b(k)为第k比特对应的调制符号，k为大于0或等于0的整数。上述实施方式中发送端通过在π/2-BPSK调制过程中将信号相移π/4，使得经过π/2-BPSK调制后的信号在频域上具有共轭对称的特点，从而接收端可以根据共轭对称两个信号联合确定发送信号，进而可以提升干扰抑制维度，可以更好的降低干扰和/或噪声对信号的影响，提高解调性能。
在一种可能的设计中，第一码本为码本集合中在调度带宽上的平均干扰功率中平均干扰功率最小的码本，或者，第一码本为码本集合中在调度带宽上的平均信号干扰比或者信号干扰噪声比最大的码本。上述设计中，通过根据码本在全部调度带宽上的平均干扰功率/平均信号干扰比/信号干扰噪声比选择第一码本，使得接收端基于共轭相等特性采用调度带宽上具有共轭相等关系的两个信号联合确定发送信号时等效的流间干扰最低，从而提高接收端解调性能。
在一种可能的设计中，非零元素的模值满足发送端的天线发射功率的限制。
第二方面，本申请实施例提供了一种信号传输方法，包括：在M个子载波上分别接收 信号，信号为经过π/2-BPSK调制的信号，M为调度带宽上包含的子载波的数量；确定第m 1信号和第m 2信号，其中，第m 1信号根据第m 1接收信号以及第m 2接收信号确定的，第m 2信号根据第m 1接收信号以及第m 2接收信号确定的，第m 1信号与第m 2信号共轭相等；其中，第m 1接收信号为在M个子载波中第m 1子载波上接收的信号，第m 2接收信号为在M个子载波中第m 2子载波上接收到的信号，第m 1信号为在第m 1子载波上恢复出来的信号，第m 2信号为在第m 2子载波上恢复出来的信号。
本申请实施例中，接收端基于π/2-BPSK信号在频域的特点，将共轭对称的子载波上对应的接收信号、信道等进行联合，从而可以扩展接收信号和信道的维度，进而提升干扰抑制能力。
在一种可能的设计中，m 1与m 2的关系为：
当 时，
当 时，
在一种可能的设计中，在确定第m 1信号和第m 2信号之后，方法还包括：根据第一偏移值对M个信号移相，第一偏移值为π/4或者-π/4，M个信号为根据M个子载波上接收的信号确定的信号。通过上述设计，接收端通过恢复信号的相位可以提高通信准确性。
在一种可能的设计中，在确定第m 1信号和第m 2信号之前，方法还包括：根据第二偏移值对在M个子载波上接收的信号相移，第二偏移值为第一偏移值的相反数。通过上述方式，使得进行信道均衡的信号在频域上可以具有关于对称点共轭对称的特点，从而接收端可以根据共轭对称两个信号联合确定发送信号，进而可以提升干扰抑制维度，可以更好的降低干扰和/或噪声对信号的影响，提高解调性能。
在一种可能的设计中，第m 1接收信号、第m 2接收信号以及第m 1信号对应的发送信号满足如下公式：
其中， 为第m 1接收信号， 为第m 2接收信号， 为第m 1子载波的等效信道， 为第m 2子载波的等效信道，d m1为第m 1信号对应的发送信号，n m1为第m 1子载波上的噪声信号。因此可以通过第m 1接收信号、第m 2接收信号以及上述公式可以确定第m 1子载波上恢复出来的信号，即第m 1信号
在一种可能的设计中，第m 1接收信号、第m 2接收信号以及第m 2信号对应的发送信号满足如下公式：
其中， 为第m 1接收信号， 为第m 2接收信号， 为第m 2子载波的等效信道， 为第m 1子载波的等效信道，d m2为第m 2信号对应的发送信号，n m2为第m 2子载波上的噪声信号。因此可以通过第m 1接收信号、第m 2接收信号以及上述公式可以确定第m 2子载波上恢复出来的信号，即第m 2信号
在一种可能的设计中，第m 2信号也可以根据第m 1信号确定，例如， 其中，conj()表示求共轭。
第三方面，本申请提供一种通信装置，该装置可以是发送端，也可以是发送端内的芯片或芯片组，其中，发送端可以是网络设备，也可以是终端设备。该装置可以包括处理单 元和存储单元。
当该装置是发送端时，该处理单元可以是处理器，该存储单元可以是存储器。该装置还可以包括收发单元，该收发单元用于与接收端之间进行通信。该收发单元可以为收发器。该存储单元用于存储指令，该处理单元执行该存储单元所存储的指令，以执行上述第一方面相应的功能。
当该装置是发送端内的芯片或芯片组时，该处理单元可以是处理器，该存储单元可以是该芯片或芯片组内的存储单元(例如，寄存器、缓存等)，也可以是位于该芯片或芯片组外部的存储单元(例如，只读存储器、随机存取存储器等)。该装置还可以包括收发单元，该收发单元用于与接收端之间进行通信。该收发单元可以是输入/输出接口、管脚或电路等。该存储单元用于存储指令，该处理单元执行存储单元所存储的指令，以执行上述第一方面中相应的功能。
第四方面，本申请提供一种通信装置，该装置可以是接收端，也可以是接收端内的芯片或芯片组，其中，接收端可以是终端设备也可以是网络设备。该装置可以包括处理单元和收发单元。
当该装置是接收端时，该处理单元可以是处理器，该收发单元可以是收发器；该装置还可以包括存储单元，该存储单元可以是存储器；该存储单元用于存储指令，该处理单元执行该存储单元所存储的指令，以执行上述第二方面相应的功能。
当该装置是接收端内的芯片或芯片组时，该处理单元可以是处理器，该收发单元可以是输入/输出接口、管脚或电路等；该装置还可以包括存储单元，该存储模块可以是该芯片或芯片组内的存储模块(例如，寄存器、缓存等)，也可以是位于该芯片或芯片组外部的存储模块(例如，只读存储器、随机存取存储器等)；该存储单元用于存储指令，该处理单元执行存储单元所存储的指令，以执行上述第二方面中相应的功能。
第五方面，本申请实施例提供一种通信装置，该装置包括通信接口和处理器，所述通信接口用于该装置与其它设备进行通信，例如数据或信号的收发。示例性的，通信接口可以是收发器、电路、总线、模块或其它类型的接口，其它设备可以为网络设备。处理器用于调用一组程序、指令或数据，执行上述第一方面或第一方面各个可能的设计描述的方法，或者，执行上述第二方面或第二方面各个可能的设计描述的方法。所述装置还可以包括存储器，用于存储处理器调用的程序、指令或数据。所述存储器与所述处理器耦合，所述处理器执行所述存储器中存储的、指令或数据时，可以实现上述第一方面或第一方面各个可能的设计描述的方法，或者，执行上述第二方面或第二方面各个可能的设计描述的方法。
第六方面，本申请实施例中还提供一种计算机可读存储介质，所述计算机可读存储介质中存储有计算机可读指令，当所述计算机可读指令在计算机上运行时，使得如第一方面或第二方面以及各个可能的设计中所述的方法被执行。
第七方面，本申请实施例提供了一种芯片系统，该芯片系统包括处理器，还可以包括存储器，用于实现上述第一方面或第二方面以及各个可能的设计中所述的方法。该芯片系统可以由芯片构成，也可以包含芯片和其他分立器件。
第八方面，本申请实施例提供了一种通信系统，所述系统包括网络设备和终端设备，所述终端设备用于执行上述第一方面或第一方面各个可能的设计中的方法，所述网络设备用于执行上述第二方面或第二方面各个可能的设计中的方法；
或者，所述终端设备用于执行上述第二方面或第二方面各个可能的设计中的方法，所 述网络设备用于执行上述第一方面或第一方面各个可能的设计中的方法。
第九方面，提供了一种包含指令的计算机程序产品，当其在计算机上运行时，使得如上述第一方面或第二方面以及各个可能的设计中所述的方法被执行。
第十方面，本申请实施例提供一种通信装置，所述通信装置包括处理器、存储器和收发器，所述收发器，用于接收信号或者发送信号；所述存储器，用于存储程序代码或指令；所述处理器，用于从所述存储器调用所述程序代码或指令执行如上述第一方面或第二方面所述的方法。
第十一方面，本申请实施例提供一种通信装置，所述通信装置包括处理器和接口电路，所述接口电路，用于接收计算机程序代码或指令并传输至所述处理器；所述处理器运行所述计算机程序代码或指令以执行如上述第一方面或第二方面所示的相应的方法。
第十二方面，本申请实施例提供一种通信装置，示例性的，该通信装置可以是芯片，该通信装置包括：逻辑电路和输入输出接口。所述输入输出接口，用于该装置与接收端进行通信，例如发送信号。所述逻辑电路用于运行计算机程序代码或指令以执行如上述第一方面所示的相应的方法。
第十三方面，本申请实施例提供一种通信装置，示例性的，该通信装置可以是芯片，该通信装置包括：逻辑电路和输入输出接口。所述输入输出接口，用于该装置与发送端进行通信，例如接收信号。所述逻辑电路用于运行计算机程序代码或指令以执行如上述第二方面所示的相应的方法。
其中，第三方面至第十三方面中任一种实现方式所带来的技术效果可参考上文所提供的对应的方法中的有益效果，此处不再赘述。
附图说明
图1为本申请实施例提供的一种多流的CP-OFDM传输示意图；
图2为本申请实施例提供的一种SC-CDD传输示意图；
图3为本申请实施例提供的一种应用场景示意图；
图4为本申请实施例提供的一种信号传输装置的结构示意图；
图5为本申请实施例提供的一种信息发送流程的示意图；
图6为本申请实施例提供的一种信息接收流程的示意图；
图7为本申请实施例提供的一种信号传输方法的流程示意图；
图8为本申请实施例提供的一种预编码示意图；
图9为本申请实施例提供的一种天线面板部署示意图；
图10为本申请实施例提供的一种信号共轭对称关系的示意图；
图11为本申请实施例提供的一种星座点示意图；
图12为本申请实施例提供的另一种星座点示意图；
图13为本申请实施例提供的一种信号分解示意图；
图14为本申请实施例提供的一种信号传输装置的结构示意图；
图15为本申请实施例提供的一种信号传输装置的结构示意图；
图16为本申请实施例提供的一种芯片的结构示意图。
具体实施方式
下面将结合附图，对本申请实施例进行详细描述。
新一代无线通信系统(new radio,NR)协议在下行支持循环前缀-正交频分复用(cyclic prefix-orthogonal frequency division multiplexing，CP-OFDM)波形，上行同时支持CP-OFDM和离散傅里叶变换扩展正交频分复用(DFT-spread-OFDM，DFT-s-OFDM)波形两种波形，其中CP-OFDM波形具有频分复用灵活、与多输入多输出(multiple input multiple output,MIMO)兼容性好、频选性信道下链路性能好等优势，然而CP-OFDM波形具有较高的信号峰均比(peak to average power ratio,PAPR)，由于信号需要工作在功放的线性区间，高PAPR将会导致其平均输出功率降低；DFT-s-OFDM波形与CP-OFDM具有很好的兼容性，且其PAPR显著低于CP-OFDM，在相同功放下，可以达到比CP-OFDM波形更大的平均输出功率，因此可用于提升上行覆盖。
在支持DFT-s-OFDM波形的基础上，现有协议或设计还支持当波形为DFT-s-OFDM时，将调制方式配置为π/2相移的二相移项键控(π/2shifted-binary phase shift keying,pi/2-BPSK)进一步提升覆盖，该调制方式相比四相移相键控(quadrature phase shift keying,QPSK)，有更低的PAPR，另外，还可以在发射端对pi/2-BPSK调制时的频域信号进行频域频谱成型技术再次降低发送信号的PAPR，以降低功率放大器(power amplifier，PA)的回退量，提高发射信号功率，提升覆盖。
除了可以降低输出信号的PAPR提高发送信号功率以提升覆盖，还可以通过预编码技术、分集技术等提高接收机解调性能，即通过一些预处理方法，降低相同调制编码模式下的解调信噪比(Signal To Noise Ratio,SNR)，则意味着可以服务于更远的用户，提升覆盖，其中：
预编码技术主要用于MIMO传输采用闭环传输方案，该方案中基站可根据用户设备(user equipment，UE)发送的上行探测参考信号(sounding reference signal,SRS)进行上行信道估计，并在后续的上行调度信息中发送上行预编码矩阵指示(transmitted precoding matrix indicator，TPMI)信息给UE，UE根据基站指示进行上行预编码。
当前NR协议仅支持上行CP-OFDM的多流传输和基于TPMI的预编码，不支持多流的DFT-s-OFDM，但随着工作频点的进一步增加(如6G以上)，用户数量的日益增长，以及UE硬件能力的提升(发射天线数变多)，多流的DFT-s-OFDM的研究被提出，相同谱效下，其可以进一步降低单流传输的码率，由于现有协议仅支持多流的CP-OFDM以及对应的码本，因此如何设计码本以适配多流的DFT-s-OFDM，达到降低相同谱效下的解调SNR，同时不影响DFT-s-OFDM的低PAPR特性，是一个亟待解决的问题。
多流的CP-OFDM采用TPMI码本传输，具体流程图可如图1所示：待发送的比特流依次经过编码、调制、层映射、预编码、映射、逆快速傅立叶变换(inverse fast fourier transformation，IFFT)、加循环前缀(cyclic prefix,CP)后进行发送。其中，预编码中所用码本即TPMI指示的码本，而TPMI码本可以根据上行SRS测量的信道获取，不同的传输流数和不同的发射天线下可配置的码本如表1或者表2所示。其中，用于传输流数为2和发射天线为2的预编码矩阵可以如表1所示。用于传输流数为2和发射天线为4的预编码矩阵可以如表2所示。
表1
表2
表1和表2中所列举的码本中，表1中TPMI索引1和2对应的码本、表2中TPMI索引14～21对应的码本若应用在DFT-s-OFDM，会改变DFT-s-OFDM的PAPR特性，不能用于DFT-s-OFDM。表1中TPMI索引0对应的码本可以理解为没有预编码，即两个发射天线上各发送一流信号，表2中TPMI索引0～5对应的码本可以理解为天线选择，即从4个发射天线上选择2个发射天线，选出的每个发射天线各自发送一流信号。表2中TPMI索引6～13对应的码本的前两行可以理解为前两个发射天线端口上没有预编码，即前两个发射天线端口各发送一流信号，没有匹配同一组发射天线在不同时间上的信道时变特性，对性能的改善非常有限。综上所述，多流的CP-OFDM码本不能用于DFT-s-OFDM的多流传输。
分集技术主要用于MIMO传输等采用开环传输方案，典型的发端分集方案包括空频分组码(space frequency block code，SFBC)，空时分组码(space time block code,STBC)，短时延循环延迟分集(small delay-cyclic delay diversity，SD-CDD)，时域或频域预编码循环等。
NR上行可采用的发端分集技术为SD-CDD。假设终端设备具有两根发射天线，其中此处的发射天线指逻辑天线，或者中射频链路(后文如无特殊说明，所提到的天线均指该含 义)，采用SC-CDD传输的具体流程图可如图2所示：信道编码后比特符号经加扰后进行调制。调制符号在分组(按DFT-s-OFDM分，同一个DFT-s-OFDM的调制符号分为一组)后以组为单位进行离散傅里叶变换(discrete fourier transform，DFT)操作。DFT后的频域信号经预编码后映射至两根发射天线，SD-CDD在其中一根天线进行操作。而后，发射机在两根天线分别进行子载波映射，IFFT及添加CP等操作，生成DFT-s-OFDM符号。
SD-CDD获取分集的原理是通过在多发射天线间引入短时延，使得多发射天线上的信号非同时发送，而接收机将多发射天线上的信号当成一个整体进行处理，因此接收信号所经历的多径数量将显著多于单发射天线，从而增加信道的频选性，使得接收端获取到更大的频域分集增益。或者说，SD-CDD将天线分集转换为频域分集。另外，由于仅在DFT之后的信号上引入时延，SD-CDD对信号的PAPR没有影响。
但是，SD-CDD技术的性能增益依赖于信道条件，当信道本身的频选性较强时，SD-CDD获取的增益较小。并且，DFT-s-OFDM波形的解调译码在逆离散傅里叶变换(inverse discrete fourier transformation，IDFT)之后，在时域进行，其用于译码的系数由频域均衡系数在全带宽上平均所得，因此增加频选性对其的增益较小。并且，在小带宽时，循环移位造成的频选性有限，难以获取增益。此外，SD-CDD技术增加了信道多径的同时，增大了信道的时延扩展，当时延扩展超过CP范围时，导致信道估计性能恶化。
鉴于此，本申请实施例提供了一种信号传输方法及装置，可以实现采用多流的DFT-s-OFDM波形进行信号传输。其中，方法和装置是基于同一发明构思的，由于方法及装置解决问题的原理相似，因此装置与方法的实施可以相互参见，重复之处不再赘述。
本申请实施例提供的信号传输方法可以应用于包括发送端和接收端的各种通信系统，例如NR系统、LTE系统、LTE-A系统、全球微波互联接入(worldwide interoperability for microwave access，WiMAX)，或无线局域网络(wireless local area networks，WLAN)以及5G系统等。特别地，本申请实施例可适用于高频相噪较严重的场景。作为一种示例，请参见图3，本申请实施例还可适用于以下场景：增强移动宽带(enhanced mobile broadband,eMBB)(图3中实线所示)，回传场景(图3中虚线①所示)，设备到设备(device to device,D2D)(图3中虚线③所示)、多站点传输(同一个终端与多个站点传输信号)(图3中虚线②所示)等高频高阶高码率场景。
本申请实施例提供的信号传输方法可以应用于如图3所示的网络架构中的任意一种场景。该方法可由两个通信装置执行，例如可将这两个通信装置称为发送端和接收端。例如，发送端和接收端可以是图3中任意一种场景中的两个设备，例如可为eMBB场景中的网络侧设备和终端侧设备。
作为一种示例，发送端可以是网络侧设备，接收端可以是终端侧设备。其中，网络侧设备也可称为网络设备，是网络侧中一种用于发射或接收信号的实体，是通信系统中将终端侧设备接入到无线网络的设备，一般通过有线链路(例如光纤线缆)连接到核心网，如新一代基站(generation Node B，gNodeB)。网络侧设备可负责接收核心网的数据并转发给无线回传设备，或者接收无线回传设备的数据并转发给核心网。网络设备可以是用于与移动设备通信的设备。网络设备可以是无线局域网(wireless local area networks，WLAN)中的AP，长期演进(long term evolution，LTE)中的演进型基站(evolutional Node B，eNB或eNodeB)，或者也可以包括5G NR系统中的下一代节点B(next generation node B，gNB)，或者中继站或接入点，或者车载设备、可穿戴设备以及未来5G网络中的网络设备或者未 来演进的公共陆地移动网络(public land mobile network，PLMN)网络中的网络设备，或NR系统中的gNodeB/gNB等。下面以网络设备是gNB为例。
gNB可以包括天线，基带单元(base band unit，BBU)和射频拉远单元(remote radio unit，RRU)。其中，BBU可以通过公共无线接口(common public radio interface，CPRI)或增强的CPRI(enhance CPRI，eCPRI)等与RRU相连，RRU可以通过馈线与天线相连。该天线可以为无源天线，其与RRU是分离的，之间可以通过电缆连接。或者该天线可以为有源天线单元(active antenna unit，AAU)，即AAU的天线单元和RRU是集成在一块的。AAU实现部分物理层处理功能、射频处理及有源天线的相关功能。
在一些部署中，gNB可以包括集中式单元(centralized unit，CU)和分离单元(distributed unit，DU)。CU实现gNB的部分功能，DU实现gNB的部分功能，例如，DU可用于实现射频信号的收发，射频信号与基带信号的转换，以及部分基带处理。CU可用于进行基带处理，对基站进行控制等。在一些实施例中，CU负责处理非实时协议和服务，实现无线资源控制(radio resource control，RRC)，分组数据汇聚层协议(packet data convergence protocol，PDCP)层的功能。DU负责处理物理层协议和实时服务，实现无线链路控制(radio link control，RLC)层、介质接入控制(medium access control，MAC)层和物理(physical，PHY)层的功能。由于RRC层的信息最终会变成PHY层的信息，或者，由PHY层的信息转变而来，因而，在这种架构下，高层信令，如RRC层信令，也可以认为是由DU发送的，或者，由DU和AAU发送的。可以理解的是，网络设备可以为包括CU节点、DU节点、AAU节点中一项或多项的设备。此外，可以将CU划分为接入网(radio access network，RAN)中的网络设备，也可以将CU划分为核心网(core network，CN)中的网络设备，本申请对此不做限定。
终端侧设备也可以称为终端设备或者终端，可以是能够接收网络设备调度和指示的无线终端设备，终端侧设备可以是指向用户提供语音和/或数据连通性的设备，或具有无线连接功能的手持式设备、或连接到无线调制解调器的其他处理设备。
终端侧设备可以经无线接入网(如，radio access network，RAN)与一个或多个核心网或者互联网进行通信，与RAN交换语音和/或数据。该终端侧设备可以包括用户设备(user equipment，UE)、无线终端设备、移动终端设备、设备到设备通信(device-to-device，D2D)终端设备、V2X终端设备、机器到机器/机器类通信(machine-to-machine/machine-type communications，M2M/MTC)终端设备、物联网(internet of things，IoT)终端设备、订户单元(subscriber unit)、订户站(subscriber station)，移动站(mobile station)、远程站(remote station)、接入点(access point，AP)、远程终端(remote terminal)、接入终端(access terminal)、用户终端(user terminal)、用户代理(user agent)、或用户装备(user device)等。例如，终端可以包括移动电话(或称为“蜂窝”电话)，具有移动终端设备的计算机，便携式、袖珍式、手持式、计算机内置的移动装置等。又例如，终端可包括虚拟现实(virtual reality，VR)终端设备、增强现实(augmented reality，AR)终端设备、工业控制(industrial control)中的无线终端、无人驾驶(self driving)中的无线终端、远程手术(remote medical surgery)中的无线终端、智能电网(smart grid)中的无线终端、运输安全(transportation safety)中的无线终端、智慧城市(smart city)中的无线终端、智慧家庭(smart home)中的无线终端、未来演进的公用陆地移动通信网络(public land mobile network，PLMN)中的终端设备、或者车联网(vehicle to everything，V2X)中的车辆设备,客户前置设备(customer premises equipment，CPE)等等。再例如，终端可包括个人通信业务(personal communication service，PCS)电话、无绳电话、会话发起协议(session initiation protocol，SIP)话机、无线本地环路(wireless local loop，WLL)站、个人数字助理(personal digital assistant，PDA)、等设备。或者终端还可包括受限设备，例如功耗较低的设备，或存储能力有限的设备，或计算能力有限的设备等。例如包括条码、射频识别(radio frequency identification，RFID)、传感器、全球定位系统(global positioning system，GPS)、激光扫描器等信息传感设备。
作为示例而非限定，在本申请的实施例中，该终端设备还可以是可穿戴设备。可穿戴设备也可以称为穿戴式智能设备或智能穿戴式设备等，是应用穿戴式技术对日常穿戴进行智能化设计、开发出可以穿戴的设备的总称，如眼镜、手套、手表、服饰及鞋等。可穿戴设备即直接穿在身上，或是整合到用户的衣服或配件的一种便携式设备。可穿戴设备不仅仅是一种硬件设备，更是通过软件支持以及数据交互、云端交互来实现强大的功能。广义穿戴式智能设备包括功能全、尺寸大、可不依赖智能手机实现完整或者部分的功能，例如：智能手表或智能眼镜等，以及只专注于某一类应用功能，需要和其它设备如智能手机配合使用，如各类进行体征监测的智能手环、智能头盔、智能首饰等。而如上介绍的各种终端设备，如果位于车辆上(例如放置在车辆内或安装在车辆内)，都可以认为是车载终端设备，车载终端设备例如也称为车载单元(on-board unit，OBU)。
在本申请的实施例中，网络设备和终端可以部署在陆地上，包括室内或室外、手持或车载；也可以部署在水面上；还可以部署在空中的飞机、气球和卫星上。本申请的实施例对网络设备和终端的应用场景不做限定。
需要说明的是，通常将发送信号的设备称为发送端，将接收信号的设备称为接收端。例如在一些实施例中，发送端可以是终端侧设备，接收端可以是网络侧设备；在另一些实施例中，发送端可以是网络侧设备，接收端可以是终端侧设备。又例如，发送端可以是图3中的D2D场景中的两个终端侧设备，即发送端是终端设备，接收端也是终端设备。
请参见图4，为本申请实施例提供的一种信号传输装置的结构示意图。该装置可位于发送端或接收端。该装置可以包括输入单元、输出单元以及处理器，还可以包括存储器。其中，输入单元和输出单元可以为天线、发射天线端口、天线阵列、天线阵子等。可选的，输入单元和输出单元可以通过相同的天线或者发射天线端口或者天线阵列或者天线阵子实现。
如图5所示，若该装置位于发送端，处理器可以对要发送的数据比特流进行编码。之后，对编码后的数据比特流通过π/2-BPSK进行调制，获得调制后的序列。之后将调制后的序列进行分层，得到N流信号。之后对N流信号分别进行DFT操作，得到N流DFT后的信号。之后，将N流DFT后的信号进行预编码，得到N1路预编码后的信号。之后将N1路预编码后的信号映射在DFT-s-OFDM符号上并进行IFFT，并添加CP获得最终的信号。输出单元发送最终的信号。其中N1与发射天线端口数相等。
如图6所示，若该装置位于接收端，处理器可以执行上述过程的逆过程，即将输入单元接收的N2路信号去掉N2路信号中被添加的CP，并分别进行快速傅里叶变换(faast fourier transform，FFT)之后，接收端在频域上分别进行信道估计，并对进行信道估计后的N2路信号进行信号均衡。之后，接收端对完成信道均衡的信号进行解映射，得到N流信号。将解映射后的N流信号分别进行IDFT操作，得到IDFT后的N流信号。将IDFT操作后的N流信号进行层组合，得到序列。对序列进行解调，译码，恢复出发送端所发送 的数据比特流。其中N2与接收天线端口数相等。
发送端将调制后的序列进行分层的过程可以对应CP-OFDM的层映射过程，即将单码字的信号分为多个层。接收端将IDFT操作后的N流信号进行层组合的过程可以对应CP-OFDM的解层映射的过程，即将多层的信号恢复为以码字为单位的接收信号，如单码字或双码字的接收信号，便于译码。
本申请实施例主要涉及发送端的预编码过程，还可以涉及发送端的调制过程、接收端的信道均衡过程以及解调制的过程。
为了便于理解本申请实施例，下面结合附图对本申请实施例提供的信号传输方法进行详细介绍。在下文的介绍过程中，以该方法应用于图3所示的通信系统为例。另外，该方法可由两个通信装置执行，这两个通信装置例如为发送端和接收端。需要说明的是，本申请实施例只是以通过图3的通信系统为例，并不限制于这种场景。
请参见图7，为本申请实施例提供的信号传输方法的流程图。该方法的具体流程描述如下。
S701，发送端基于第一码本对N流信号进行预编码，得到N1路预编码后的信号。其中，S701涉及图5所示的预编码过程。
其中，第一码本的每一行中非零元素的数量为1，且第一码本使得在两个发射天线端口上发送的信号存在相位差，N、N1为大于1的整数。其中，发射天线端口可为逻辑端口。
一种示例性说明中，发送端可以是终端设备，也可以是网络设备。
可选的，若发送端为终端设备，第一码本可以是网络设备基于码本集合确定并指示给终端设备的。
若发送端为网络设备，第一码本可以是该网络设备基于码本集合确定的。
示例性的，上述码本集合中的每个码本的每一行中非零元素的数量为1，且码本集合中的每个码本均使得在两个发射天线端口上发送的信号存在相位差。例如，以两个发射天线端口为例，发射天线端口0和发射天线端口1上的信号分别为：
R 0＝x 0；
R 1＝x 1*exp(1j*θ)；
其中，x 0和x 1分别为进行DFT之后、进行预编码之前的两流信号，如图8所示。
示例性的，发送两流信号的发射天线端口之间可以具有相干性，如发射天线端口0和发射天线端口1之间具有相干性。也可以理解为，码本集合中的码本可以使得具有相干性的两个发射天线端口发送的信号存在相位差，其中相位差指的是ang((R 1/x 1)/(R 0/x 0)),ang(x)表示对x求角度或相位。
可选的，码本中的非零元素的模值可以满足天线发射功率的限制。
上述设计中，码本集合中每一个码本的每一行均只有一个元素非零，使得预编码输出的信号包括一种输入信号，且预编码输出的信号是该输入信号的线性缩放，从而可以不影响DFT-s-OFDM的低PAPR特性。并且，本申请实施例提供的码本集合可以适配发射天线间时变的信道，从而可以实现多流的DFT-s-OFDM传输。
下面对发送端进行预编码时基于的码本集合进行示例性说明。码本集合中的码本与发送端的发射天线端口的数量有关，具体可以为码本的行数可以等于发射天线端口的数量。
一种举例说明中，假设发射天线端口为2。码本集合中的每个码本可以为：
或 或 或
其中，θ为两个发射天线端口发送的信号之间的相位差。
其中，θ可以满足如下公式：
其中，Q为相位差量化比特数；b i为指示相位差的比特中第i比特位，i＝{0,1,2，……，Q-1}。例如，码本索引可以指示相位差，则b i可以为码本索引的第i比特位。其中，第i比特位可以是从低位到高位的第i比特位，也可以是从高位到低位的第i比特位。
例如，以 为例，若相位差量化比特数为2，即Q等于2，则码本索引为00时 则码本索引为00指示的码本为 则码本索引为01时 则码本索引为01指示的码本为 则码本索引为10时 则码本索引为10指示的码本为 则码本索引为11时 则码本索引为11指示的码本为 如表3所示。
表3
例如，以 第i比特位可以是从低位到高位的第i比特位为例，若相位差量化比特数为3，即Q等于3，则码本索引为000时 则码本索引为000指示的码本为 则码本索引为001时 则码本索引为001指示的码本为 则码本索引为010时 则码本索引为010指示的码本为 则码本索引为011时 则码本索引为011指示的码本为 则码本索引为100时 则码本索引为100指示的码本为 则码本索引为101时 则码本索引为101指示的码本为 则码本索引为110时 则码本索引为110指示的码本为 则码本索引为111时 则码本索引为111指示的码本为 如表4所示。
表4
应理解，上述两种举例仅是一种示例性说明，并不对码本索引与码本的对应关系进行限定，比如还可以为
一种可能的实施方式中，相位差量化比特数Q可以作为终端设备的能力之一上报给网络设备，网络设备可以根据终端设备上报的能力信息确定码本索引的比特数。
基于上述方案，不同量化比特下的TPMI索引的指示信息可共享，例如，表3所示码本集合中0-3索引指示的码本与表4所示码本集合中0-3指示的码本可以共享。
可以理解的，基于 或 或 设计的码本集合与基于 设计的码本集合类似，具体可以参阅上述描述，重复之处不再赘述。
可选的，若基于 或 设计码本集合，则码本集合中的码本可以分两部分指示，一部分指示θ，可以参阅上述说明中关于θ的描述。另一部分指示θ 0，其中，θ 0的取值可以通过不同的信令配置，如配置周期较码本配置周期长，可通过无线资源控制(radio resource control，RRC)或媒体接入控制信道元素(medium access channel control element，MAC CE)配置。
可选的，发送端之间可以引入不同的θ 0，即不同的发送端可以对应不同的θ 0，通过这种方式可以随机化接收端在多发送端间的干扰。或者小区间引入不同的θ 0，通过这种方式可以随机化小区间的干扰等。
另一种举例说明中，假设发射天线端口为4。在进行码本设计和/或码本选择时可以基于发射天线端口间的相干性设计和/或选择码本。示例性的，天线间的一种相干性可以如下：四个天线分布在两个天线面板上，面板间的天线不相干，面板内的天线相干，如图9所示。
示例性的，4个发射天线端口的相干性情况可以分为：全部相干；发射天线端口{0，1}相干，发射天线端口{2，3}相干；发射天线端口{0，2}相干，发射天线端口{1，3}相干；全部不相干。可选的，具体相干性可由终端设备上报，或网络设备侧根据上行信道确定并将确定的相干性发送给终端设备。
一种可能的实施方式中，终端设备可以通过两比特的指示信息上报发射天线端口之间的相干性，或者，网络设备通过两比特的指示信息指示发射天线端口之间的相干性。例如，指示信息可以如表5所示。
表5
应理解，表5仅是一种示例性说明，并不对指示信息的比特数、取值与指示内容的对应关系进行限定。
下面对基于天线相干性设计码本的过程进行示例性描述。
示例性的，码本集合中的码本可以为：
或
其中，T表示转置， 为第2个发射天线端口与第1个发射天线端口之的相位差。 为第3个发射天线端口与第1个发射天线端口之的相位差。 为第4个发射天线端口与第1个发射天线端口之的相位差。 为第3个发射天线端口与第1个发射天线端口之的相位差。
其中，当发射天线端口全部相干时，θ 1、θ 2、θ 3具体可以参阅发射天线端口数为2的 举例说明中关于θ的描述，这里不再重复赘述。
当发射天线端口部分相干，如4个发射天线端口分为两组，每组包括两个发射天线端口，组内的发射天线端口具有相干性，组间的发射天线端口不具有相干性，其中，具有相干性的两个发射天线端口中一个发射天线端口的θ可以为0，另一个发射天线端口的θ可以参阅发射天线端口数为2的举例说明中关于θ的描述，例如，当相位差量化比特为2时，另一个发射天线端口的θ可以参阅上述表3所述θ，当相位差量化比特为3时，另一个发射天线端口的θ可以参阅上述表4所述θ。
一个示例中，以天线{0,1}相干，天线{2,3}相干为例，天线{0,1}的码本与天线{2,3}的码本可独立选择，假设相位差量化比特数Q为2，码本集合可以如表6所示。
表6
另一个示例中，以天线{0,2}相干，天线{1,3}相干为例，天线{0,2}的码本与天线{1,3}的码本可独立选择，假设相位差量化比特数Q为2，码本集合可以如表7所示。
表7
应理解，表6或表7仅是一种示例性说明，并不对码本索引与码本的对应关系进行限 定。
当发射天线端口全部不相干，如4个发射天线端口全部不相干，θ i＝0，i＝1,2,3。
一种可能的实施方式中，发送端基于第一码本对N流信号进行预编码之前，可以采用第一调制和编码方案(modulation and coding scheme，MCS)索引对应的调制方案对待发送比特进行调制，其中，第一MCS索引对应的调制方式为π/2-BPSK；并将经过调制后的待发送比特进行层映射，得到N流信号。
调制方案可以根据预设的MCS表格确定的，MCS表格中包含多个MCS索引，其中，对应π/2-BPSK调制方式的最大MCS索引所对应的码率大于314。
示例性的，该MCS表格包括多个MCS索引，该多个MCS索引指示的调制阶数可以动态配置，例如，该多个MCS索引指示的调制阶数为q，当q取不同值时可以指示不同的调制方式，目标码率可以根据q的取值对应不同的目标码率。
例如，当MCS索引指示的调制方式由q决定时，q为1，则MCS索引指示的调制方式为π/2-BPSK，对应的目标码率可以为P/q，其中，P的取值可以大于314；q为2，则MCS索引指示的调制方式为QPSK。
一种举例说明中，该MCS表格可以如表8所示：当MCS索引为0～5，q＝1时，则MCS索引指示的调制方式为pi/2-BPSK；q＝2时，MCS索引指示的调制方式为QSPK。
表8
MCS Index 调制阶数 目标码率*1024 频谱效率
0 q 240/q 0.2344
1 q 314/q 0.3066
2 q 193*2/q 0.3770
3 q 251*2/q 0.4902
4 q 308*2/q 0.6016
5 q 379*2/q 0.7402
6 2 449 0.8770
7 2 526 1.0273
8 2 602 1.1758
9 2 679 1.3262
10 4 340 1.3281
… … … …
应理解，MCS表格包括的内容并不限于上述表8所示内容，上述表8仅是一种示例性说明，本申请实施例并不对MCS表格包括的内容进行具体限定。
上述方式通过扩展MCS表格使得π/2-BPSK可以对应更高的目标码率，从而可以具有更高的频谱效率，进而可以使发送端可以选择π/2-BPSK进行调制时可以具有更高目标码率和频谱效率，从而可以在不影响低PAPR特性的前提下，提高解调性能。
S702，发送端发送N1路预编码后的信号。相应的，接收端接收该N1路预编码后的信号经过信道传输后的信号，具体的，接收端可以在M个子载波上分别接收该N1路预编码后的信号经过信道传输后的N2路信号，所述M为调度带宽上包含的子载波的数量，也即DFT的点数或DFT大小，或π/2-BPSK调制符号的数量。
S703，接收端确定第m 1信号和第m 2信号。S703涉及图6所示的信道均衡过程。
其中，第m 1信号根据第m 1接收信号以及第m 2接收信号确定的，第m 2信号根据第 m 1接收信号以及第m 2接收信号确定的，或者第m 2信号也可以根据第m 1信号确定，第m 1信号与第m 2信号共轭相等。
上述第m 1接收信号为在M个子载波中第m 1子载波上接收的信号，第m 2接收信号为在M个子载波中第m 2子载波上接收到的信号，第m 1信号为在第m 1子载波上恢复出来的信号，第m 2信号为在第m 2子载波上恢复出来的信号。下文中第A接收信号即为在编号为A的子载波上接收的信号，第A信号即为在编号为A的子载波上恢复出来的信号。子载波的编号为0～M-1。下面不再一一说明。
可以理解的，在第m 1子载波(或者第m 2子载波)上恢复出来的信号可以理解为：接收端在第m1子载波(或者第m 2子载波)上根据接收信号恢复出的信号，该信号与发送端在第m 1子载波(或者第m 2子载波)上发送的信号对应，也可以理解为该信号是发送端在第m 1子载波(或者第m 2子载波)上发送的信号被恢复出来的信号。
上述信道均衡中，接收端基于π/2-BPSK信号在频域的特点，将共轭对称的子载波上对应的接收信号、信道等进行联合，从而可以扩展接收信号和信道的维度，进而提升干扰抑制能力。
可选的，接收端接收的信号在频域上具有关于对称点共轭对称的特点。如，接收端接收的信号在频域上可以有两个对称点：M/4和3M/4，可以理解为第M/4信号和第3M/4信号。对称点两边的信号共轭相等，例如，如图10所示，同一个箭头所连接的信号共轭相等。示例性的，第0信号～第M-1信号的共轭相等关系可以满足如下公式：
或
因此，m 1与m 2的关系可以为：
当 时，
当 时，
示例性的，第m 1接收信号、第m 2接收信号以及第m 1信号对应的发送信号满足如下公式关系： 其中， 为第m 1接收信号，维度为N rx*1。 为第m 2接收信号，维度为N rx*1，N rx为接收天线数。 为第m 1子载波的等效信道，维度为N rx*N，其中，N为信号的流数，即 为收发天线间的信道，维度为N rx*N tx，N tx为发射天线端口数，W为前文介绍的TPMI指示的码本。 为第m 2子载波的等效信道，维度为N rx*N，即 为收发天线间的原始信道，维度为N rx*N tx，N tx为发射天线端口数，W为前文介绍的TPMI指示的码本。d m1为第m 1信号对应的发送信号，维度为N*1。n m1为第m 1子载波上的噪声信号，维度为N rx*1。
接收端可以根据第m1接收信号、第m2接收信号以及上述公式关系确定第m 1信号
可选的，第m 1接收信号、第m 2接收信号以及第m 2信号对应的发送信号满足如下公式关系： 确定，其中， d m2为第m 2信号，维度为N*1。n m2为第m 2子载波上的噪声信号，维度为N rx*1。
接收端可以根据第m1接收信号、第m2接收信号以及上述公式关系确定第m 2信号
或者，第m 2信号也可以根据第m 1信号确定，例如， 其中，conj()表示求共轭。
通过上述信道均衡方式，可以提升干扰抑制维度，可以更好的降低干扰和/或噪声对信号的影响，提高解调性能。
本申请实施例中通过发送端在预编码过程中在两个发射天线端口之间引入一个相位偏移量，并且接收端在信道均衡过程中根据共轭相等关系的两个信号联合确定对应子载波上的发送信号，可以在不增加DFT-s-OFDM的PAPR同时，使得接收端在进行信道均衡后等效的流间干扰最优，从而可以提高接收端解调性能。
一种可能的实施方式中，发送端可以采用满足如下公式的π/2-BPSK调制对待发送比特进行调制：
或者，pi/2-BPSK满足如下公式：
或者，pi/2-BPSK满足如下公式：
其中，a(k)为待发送比特的第k比特，b(k)为第k比特对应的调制符号，k为大于或等于0的整数。
满足上述公式的π/2-BPSK的星座点如图11所示，基于该星座点生成的信号在频域上具有共轭对称的特征。
应理解，发送端并不限于采用上述公式进行调制，也可以采用上述公式的变形进行调制，只要收发端对调制方式有一致的理解即可。
在发送多流(或者多层)信号的场景中，上述公式中 可以调整为 其中，N为流数或层数，floor(x)表示对x向下取整。
现有π/2-BPSK调制信号的星座点如图12所示，基于该星座点生成的信号在频域上不具有关于对称点共轭对称的特点。上述实施方式中发送端通过在π/2-BPSK调制过程中将信号相移π/4，使得经过π/2-BPSK调制后的信号在频域上具有共轭对称的特点，从而接收端可以根据共轭对称两个信号联合确定发送信号，进而可以提升干扰抑制维度，可以更好的降低干扰和/或噪声对信号的影响，提高解调性能。
可选的，发送端可以灵活选择π/2-BPSK的调制方式。例如，发送端根据DFT-s-OFDM的流数选择π/2-BPSK的调制方式，单流DFT-s-OFDM用现有协议的调制方式，多流DFT-s-OFDM可以用本申请实施例提供的π/2-BPSK调制方式。又例如，可以通过RRC信令指示MCS表格所依据的版本号，若版本号为第一版本，则可以采用现有技术中的π/2-BPSK调制方式，若版本号为第二版本或者版本号不是第一版本，则可以采用本申请实施例提供的π/2-BPSK调制方式。其中，第一版本可以是{Rel-15,Rel-16}中任一种或{Rel-15，Rel-16，Rel-17}中任一种，当然也可以为其他。再例如，发送端也可以根据信道条件确定使用现有的π/2-BPSK调制方式还是使用本申请实施例提供的π/2-BPSK调制方式。
一种实现方式中，发送端在使用本申请实施例提供的π/2-BPSK调制方式之前，网络设备可以使能本申请实施例提供的π/2-BPSK调制方式。
通过上述方式，发送端可以兼容现有协议标准的同时，增强上行覆盖能力。
另一种可能的实施方式中，发送端也可以采用现有的π/2-BPSK调制对待发送比特进行调制，接收端在对接收的信号进行信道均衡之前将信号相移π/4(或者-π/4)，并在信道均衡之后再将信号相移-π/4(或者π/4)。需要说明的是，信道均衡前后相移的方向相反， 例如，信道均衡之前相移π/4，则信道均衡之后相移-π/4。信道均衡之前相移-π/4，信道均衡之后相移π/4。
通过上述方式，使得进行信道均衡的信号在频域上可以具有关于对称点共轭对称的特点，从而接收端可以根据共轭对称两个信号联合确定发送信号，进而可以提升干扰抑制维度，可以更好的降低干扰和/或噪声对信号的影响，提高解调性能。
下面结合信道均衡的方法对发送端选择码本的过程进行示例性描述。
基于接收端的信道均衡过程，当码本索引指示的码本为 时，子载波m1上的联合信道h m1,eff可表示为(为简化分析，该部分内容的公式中均省略码本中 的影响)：
其中 为发射天线端口j与所有接收天线端口间的信道，维度为N rx*1，联合信道的相关矩阵 可表示为(H表示共轭转置)：
其中，|x|表示对x求模。
上式中的 和 可以认为是流间干扰，其中 与 共轭相等， 与 共轭相等，即流间干扰功率互相对称。下文将以 为例分析如何选择码本。
将 表示成向量 表示成向量 如图13所示：当通过引入流间相位旋转θ q，两个干扰分量 和 可分别理解为图中的向量 与 由图中可知，对于单个子载波m i而言，当θ q使得向量 与 方向相反，或者两个干扰量的相位相差(2m+1)π时，总干扰的功率达到最低。
根据上述分析，码本不能影响多流DFT-s-OFDM的PAPR，即意味着该码本或者θ q需应用在接收端的全部调度带宽上，因此最终的选择可以依赖于全部调度带宽上的总干扰确定。根据原则的不同，可以分为以下几种码本选择方法：
方法一：根据指示的θ q的量化比特数，计算出θ q的取值集合，对集合中的每一个θ q值，计算全部调度带宽上的平均干扰功率，选择平均干扰最小的θ q作为第一码本。
方法二：最大化平均信干比(signal-to-interference ratio,SIR)：根据指示的θ q的量化比特数，计算出θ q的取值集合，对集合中的每一个θ q值，计算全部调度带宽上的平均SIR(信号功率/干扰功率)，选择平均SIR最大的θ q作为第一码本。
方法三：最大化平均信干噪比(signal to interference plus noise ratio,SINR)：根据指示的θ q的量化比特数，计算出θ q的取值集合，对集合中的每一个θ q值，计算全部调度带宽上的平均SINR(信号功率/(干扰功率+噪声功率))，选择平均SINR最大的θ q作为第一码本。
可选的，上述平均干扰功率、平均SIR、平均SINR可以是线性值，也可以是分贝(单位为dB)值。码本选择方法和计算准则可以由网络设备确定，或属于网络设备的实现行为，也可由终端设备建议。
本申请实施例基于收发天线间的信道，利用π/2-BPSK的DFT-s-OFDM信号在频域的特点，提供一种根据两个共轭相等的信号联合确定发送信号的信道均衡方法，并通过预编 码在流间引入相位旋转偏移值，不影响DFT-s-OFDM的PAPR特性的同时，使得接收端在采用上述信道均衡方法时等效的流间干扰最低，从而提高接收端解调性能。并且，本申请实施例中通过MCS表格中π/2-BPSK可以对应更高的目标码率，保证高谱效区间也能通过pi/2-BPSK的低PAPR特性改善覆盖或性能。
基于与方法实施例的同一发明构思，本申请实施例提供一种信号传输装置。该装置的结构可以如图14所示，包括处理单元1401以及收发单元1402。
一种实现方式中，信号传输装置具体可以用于实现上述实施例中发送端执行的方法，该装置可以是发送端本身，也可以是发送端中的芯片或芯片组或芯片中用于执行相关方法功能的一部分，其中，发送端可以为网络设备也可以终端设备。其中，处理单元1401，用于基于第一码本对N流信号进行预编码，得到N1路预编码后的信号，第一码本的每一行中非零元素的数量为1，且第一码本使得在两个发射天线端口上发送的信号存在相位差，N、N1为大于1的整数；收发单元1402，用于发送N1路预编码后的信号。
示例性的，上述两个发射天线端口之间具有相干性。
示例性的，第一码本属于码本集合，码本集合中的每个码本的每一行中非零元素的数量为1，且码本集合中的每个码本均使得在两个发射天线端口上发送的信号存在相位差。
示例性的，发射天线端口数＝2时，码本集合中的每个码本为：
或 或 或
其中，θ为两个发射天线端口发送的信号之间的相位差。
示例性的，发射天线端口数等于4时，码本集合中的每个码本为：
或
其中，θ 1为第2个发射天线端口与第1个发射天线端口发送的信号之间的相位差，θ 2为第3个发射天线端口与第1个发射天线端口发送的信号之间的相位差，θ 3为第4个发射天线端口与第1个发射天线端口发送的信号之间的相位差。
示例性的，两个发射天线端口发送的信号之间的相位差满足如下公式：
其中，Q为相位差量化比特数；b i为码本索引中指示相位差的比特中从低位到高位的第i比特位，i＝{0,1,2，……，Q-1}。
可选的，处理单元1401，还用于：在基于第一码本对N流信号进行预编码之前，采用第一MCS索引对应的调制方案对待发送比特进行调制，其中，第一MCS索引对应的调制方式为π/2-BPSK；将经过调制后的待发送比特进行层映射，得到N流信号。
示例性的，调制方案根据预设的MCS表格确定的，MCS表格中包含多个MCS索引，其中，对应π/2-BPSK调制方式的最大MCS索引所对应的码率大于314。
示例性的，π/2-BPSK满足如下公式：
或者，pi/2-BPSK满足如下公式：
或者，pi/2-BPSK满足如下公式：
其中，a(k)为待发送比特的第k比特，b(k)为第k比特对应的调制符号，k为大于或等于0的整数。
另一种实现方式中，信号传输装置具体可以用于实现上述实施例中接收端执行的方法，该装置可以是接收端本身，也可以是接收端中的芯片或芯片组或芯片中用于执行相关方法功能的一部分，其中，接收端可以为网络设备也可以终端设备。其中，收发单元1402，用于在M个子载波上分别接收信号，信号为经过π/2-BPSK调制的信号，M为调度带宽上包含的子载波的数量；处理单元1401，用于确定第m 1信号和第m 2信号，其中，第m 1信号根据第m 1接收信号以及第m 2接收信号确定的，第m 2信号根据第m 1接收信号以及第m 2接收信号确定的，第m 1信号与第m 2信号共轭相等。
其中，第m 1接收信号为在M个子载波中第m 1子载波上接收的信号，第m 2接收信号为在M个子载波中第m 2子载波上接收到的信号，第m 1信号为在第m 1子载波上恢复出来的信号，第m 2信号为在第m 2子载波上恢复出来的信号。
示例性的，m 1与m 2的关系为：
当 时，
当 时，
可选的，处理单元1401，还用于：在确定第m 1信号和第m 2信号之后，根据第一偏移值对M个信号移相，第一偏移值为π/4或者-π/4，M个信号为根据M个子载波上接收的信号确定的信号。
可选的，处理单元1401，还用于：在确定第m 1信号和第m 2信号之前，根据第二偏移值对在M个子载波上接收的信号相移，第二偏移值为第一偏移值的相反数。
本申请实施例中对模块的划分是示意性的，仅仅为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式，另外，在本申请各个实施例中的各功能模块可以集成在一个处理器中，也可以是单独物理存在，也可以两个或两个以上模块集成在一个模块中。上述集成的模块既可以采用硬件的形式实现，也可以采用软件功能模块的形式实现。可以理解的是，本申请实施例中各个模块的功能或者实现可以进一步参考方法实施例的相关描述。
一种可能的方式中，信号传输装置可以如图15所示。该装置可以包括处理器1501，通信接口1502，还可以包括存储器1503。其中，处理单元1401可以为处理器1501。收发单元1402可以为通信接口1502。
处理器1501，可以是一个中央处理单元(central processing unit，CPU)，或者为数字处理单元等等。通信接口1502可以是收发器、也可以为接口电路如收发电路等、也可以为收发芯片等等。该装置还包括：存储器1503，用于存储处理器1501执行的程序。存储器1503可以是非易失性存储器，比如硬盘(hard disk drive，HDD)或固态硬盘(solid-state drive，SSD)等，还可以是易失性存储器(volatile memory)，例如随机存取存储器(random-access memory，RAM)。存储器1503是能够用于携带或存储具有指令或数据结构形式的期望的程序代码并能够由计算机存取的任何其他介质，但不限于此。
处理器1501用于执行存储器1503存储的程序代码，具体用于执行上述处理单元1401的动作，本申请在此不再赘述。通信接口1502具体用于执行上述收发单元1402的动作，本申请在此不再赘述。
本申请实施例中不限定上述通信接口1502、处理器1501以及存储器1503之间的具体连接介质。本申请实施例在图15中以存储器1503、处理器1501以及通信接口1502之间通过总线1504连接，总线在图15中以粗线表示，其它部件之间的连接方式，仅是进行示意性说明，并不引以为限。所述总线可以分为地址总线、数据总线、控制总线等。为便于表示，图15中仅用一条粗线表示，但并不表示仅有一根总线或一种类型的总线。
本申请实施例还提供了一种通信装置，包括处理器和接口。所述处理器可用于执行上述方法实施例中的方法。应理解，上述通信装置可以是一个芯片。例如，该通信装置可以是现场可编程门阵列(field programmable gate array，FPGA)，可以是专用集成芯片(application specific integrated circuit，ASIC)，还可以是系统芯片(system on chip，SoC)，还可以是CPU，还可以是网络处理器(network processor，NP)，还可以是数字信号处理电路(digital signal processor，DSP)，还可以是微控制器(micro controller unit，MCU)，还可以是可编程控制器(programmable logic device，PLD)或其他集成芯片。
示例性的，接口可以是接口电路。例如，接口电路可以为代码/数据读写接口电路。所述接口电路，可以用于接收代码指令(代码指令存储在存储器中，可以直接从存储器读取，或也可以经过其他器件从存储器读取)并传输至所述处理器；所述处理器，可以用于运行所述代码指令以执行上述方法实施例中的方法。
又例如，接口电路也可以为通信处理器与收发机之间的信号传输接口电路。例如，在发送场景中，所述处理器用于执行XX以得到Y数据(XX为非空口操作，包括但不限于确定，判断、处理、计算、查找、比较等操作)；所述接口电路可以用于将Y数据发送至发射机(发射机用于执行空口上的发送操作)。又例如，在接收场景中，所述接口电路可以用于从接收机接收Z数据(接收机用于执行空口上的接收操作)，并将所述Z数据发送至所述处理器；所述处理器用于对所述Z数据做XX处理(XX为非空口操作，包括但不限于确定，判断、处理、计算、查找、比较等操作)。
示例性的，图16示出一种可能的芯片结构，芯片包括逻辑电路和输入输出接口，还可以包括存储器。其中，输入输出接口可以用于接收代码指令(代码指令存储在存储器中，可以直接从存储器读取，或也可以经过其他器件从存储器读取)并传输至所述逻辑电路；所述逻辑电路，可以用于运行所述代码指令以执行上述方法实施例中的方法。
或者，输入输出接口也可以为逻辑电路与收发机之间的信号传输接口电路。例如，在发送场景中，所述逻辑电路用于执行XX以得到Y数据(XX为非空口操作，包括但不限于确定，判断、处理、计算、查找、比较等操作)；所述输入输出接口可以用于将Y数据发送至发射机(发射机用于执行空口上的发送操作)。又例如，在接收场景中，所述输入输出接口可以用于从接收机接收Z数据(接收机用于执行空口上的接收操作)，并将所述Z数据发送至所述逻辑电路；所述逻辑电路用于对所述Z数据做XX处理(XX为非空口操作，包括但不限于确定，判断、处理、计算、查找、比较等操作)。
本发明实施例还提供了一种计算机可读存储介质，用于存储为执行上述处理器所需执行的计算机软件指令，其包含用于执行上述处理器所需执行的程序。
本领域内的技术人员应明白，本申请的实施例可提供为方法、系统、或计算机程序产品。因此，本申请可采用完全硬件实施例、完全软件实施例、或结合软件和硬件方面的实施例的形式。而且，本申请可采用在一个或多个其中包含有计算机可用程序代码的计算机可用存储介质(包括但不限于磁盘存储器、CD-ROM、光学存储器等)上实施的计算机程 序产品的形式。
本申请是参照根据本申请的方法、设备(系统)、和计算机程序产品的流程图和/或方框图来描述的。应理解可由计算机程序指令实现流程图和/或方框图中的每一流程和/或方框、以及流程图和/或方框图中的流程和/或方框的结合。可提供这些计算机程序指令到通用计算机、专用计算机、嵌入式处理机或其他可编程数据处理设备的处理器以产生一个机器，使得通过计算机或其他可编程数据处理设备的处理器执行的指令产生用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的装置。
这些计算机程序指令也可存储在能引导计算机或其他可编程数据处理设备以特定方式工作的计算机可读存储器中，使得存储在该计算机可读存储器中的指令产生包括指令装置的制造品，该指令装置实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能。
这些计算机程序指令也可装载到计算机或其他可编程数据处理设备上，使得在计算机或其他可编程设备上执行一系列操作步骤以产生计算机实现的处理，从而在计算机或其他可编程设备上执行的指令提供用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的步骤。
显然，本领域的技术人员可以对本申请进行各种改动和变型而不脱离本申请的保护范围。这样，倘若本申请的这些修改和变型属于本申请权利要求及其等同技术的范围之内，则本申请也意图包含这些改动和变型在内。

Claims (31)

  1. 一种信号传输方法，其特征在于，所述方法包括：
    基于第一码本对N流信号进行预编码，得到N1路预编码后的信号，所述第一码本的每一行中非零元素的数量为1，且所述第一码本使得在两个发射天线端口上发送的信号存在相位差，所述N、N1为大于1的整数；
    发送所述N1路预编码后的信号。
  2. 如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述两个发射天线端口之间具有相干性。
  3. 如权利要求1或2所述的方法，其特征在于，所述第一码本属于码本集合，所述码本集合中的每个码本的每一行中非零元素的数量为1，且所述码本集合中的每个码本均使得在两个发射天线端口上发送的信号存在相位差。
  4. 如权利要求3所述的方法，其特征在于，发射天线端口的数量为2时，所述码本集合中的每个码本为：
    或 或 或
    其中，θ为所述两个发射天线端口发送的信号之间的相位差。
  5. 如权利要求3所述的方法，其特征在于，发射天线端口的数量为4时，所述码本集合中的每个码本为：
    或
    其中，θ 1为第2个发射天线端口与第1个发射天线端口发送的信号之间的相位差，θ 2为第3个发射天线端口与第1个发射天线端口发送的信号之间的相位差，θ 3为第4个发射天线端口与第1个发射天线端口发送的信号之间的相位差。
  6. 如权利要求4或5所述的方法，其特征在于，两个发射天线端口发送的信号之间的相位差满足如下公式：
    其中，Q为相位差量化比特数；b i为相位差量化比特中从低位到高位的第i比特位，所述i＝{0,1,2，……，Q-1}。
  7. 如权利要求1-6任一项所述的方法，其特征在于，在基于第一码本对N流信号进行预编码之前，所述方法还包括：
    采用第一调制和编码方案MCS索引对应的调制方案对待发送比特进行调制，其中，所述第一MCS索引对应的调制方式为π/2-二进制相移键控π/2-BPSK；
    将经过调制后的所述待发送比特进行层映射，得到所述N流信号。
  8. 如权利要求7所述的方法，其特征在于，所述调制方案根据预设的MCS表格确定的，所述MCS表格中包含多个MCS索引，其中，对应π/2-BPSK调制方式的最大MCS索引所对应的码率大于314。
  9. 如权利要求7或8所述的方法，其特征在于，所述π/2-BPSK满足如下公式：
    或者，所述pi/2-BPSK满足如下公式：
    或者，所述pi/2-BPSK满足如下公式：
    其中，所述a(k)为所述待发送比特的第k比特，所述b(k)为所述第k比特对应的调制符号，所述k为大于或等于0的整数。
  10. 一种信号传输方法，其特征在于，所述方法包括：
    在M个子载波上分别接收信号，所述信号为经过π/2-二进制相移键控π/2-BPSK调制的信号，所述M为调度带宽上包含的子载波的数量；
    确定第m 1信号和第m 2信号，其中，所述第m 1信号根据第m 1接收信号以及第m 2接收信号确定的，所述第m 2信号根据所述第m 1接收信号以及所述第m 2接收信号确定的，所述第m 1信号与所述第m 2信号共轭相等；
    其中，所述第m 1接收信号为在所述M个子载波中第m 1子载波上接收的信号，所述第m 2接收信号为在所述M个子载波中第m 2子载波上接收到的信号，所述第m 1信号为在所述第m 1子载波上恢复出来的信号，所述第m 2信号为在所述第m 2子载波上恢复出来的信号。
  11. 如权利要求10所述的方法，其特征在于，所述m 1与m 2的关系为：
    当 时，
    当 时，
  12. 如权利要求10或11所述的方法，其特征在于，在确定第m 1信号和第m 2信号之后，所述方法还包括：
    根据第一偏移值对M个信号移相，所述第一偏移值为π/4或者-π/4，所述M个信号为根据所述M个子载波上接收的信号确定的信号。
  13. 如权利要求12所述的方法，其特征在于，在确定第m 1信号和第m 2信号之前，所述方法还包括：
    根据第二偏移值对在所述M个子载波上接收的信号相移，所述第二偏移值为所述第一偏移值的相反数。
  14. 一种信号传输装置，其特征在于，所述装置包括：
    处理单元，用于基于第一码本对N流信号进行预编码，得到N1路预编码后的信号，所述第一码本的每一行中非零元素的数量为1，且所述第一码本使得在两个发射天线端口上发送的信号存在相位差，所述N、N1为大于1的整数；
    收发单元，用于发送所述N1路预编码后的信号。
  15. 如权利要求14所述的装置，其特征在于，所述两个发射天线端口之间具有相干性。
  16. 如权利要求14或15所述的装置，其特征在于，所述第一码本属于码本集合，所述码本集合中的每个码本的每一行中非零元素的数量为1，且所述码本集合中的每个码本均使得在两个发射天线端口上发送的信号存在相位差。
  17. 如权利要求16所述的装置，其特征在于，且发射天线端口的数量为2时，所述码本集合中的每个码本为：
    或 或 或
    其中，θ为所述两个发射天线端口发送的信号之间的相位差。
  18. 如权利要求16所述的装置，其特征在于，且发射天线端口的数量为4时，所述码本集合中的每个码本为：
    或
    其中，θ 1为第2个发射天线端口与第1个发射天线端口发送的信号之间的相位差，θ 2为第3个发射天线端口与第1个发射天线端口发送的信号之间的相位差，θ 3为第4个发射天线端口与第1个发射天线端口发送的信号之间的相位差。
  19. 如权利要求17或18所述的装置，其特征在于，两个发射天线端口发送的信号之间的相位差满足如下公式：
    其中，Q为相位差量化比特数；b i为相位差量化比特中从低位到高位的第i比特位，所述i＝{0,1,2，……，Q-1}。
  20. 如权利要求14-19任一项所述的装置，其特征在于，所述处理单元，还用于：
    在基于第一码本对N流信号进行预编码之前，采用第一调制和编码方案MCS索引对应的调制方案对待发送比特进行调制，其中，所述第一MCS索引对应的调制方式为π/2-二进制相移键控π/2-BPSK；
    将经过调制后的所述待发送比特进行层映射，得到所述N流信号。
  21. 如权利要求20所述的装置，其特征在于，所述调制方案根据预设的MCS表格确定的，所述MCS表格中包含多个MCS索引，其中，对应π/2-BPSK调制方式的最大MCS索引所对应的码率大于314。
  22. 如权利要求20或21所述的装置，其特征在于，所述π/2-BPSK满足如下公式：
    或者，所述pi/2-BPSK满足如下公式：
    或者，所述pi/2-BPSK满足如下公式：
    其中，所述a(k)为所述待发送比特的第k比特，所述b(k)为所述第k比特对应的调制符号，所述k为大于或等于0的整数。
  23. 一种信号传输装置，其特征在于，所述装置包括：
    收发单元，用于在M个子载波上分别接收信号，所述信号为经过π/2-二进制相移键控π/2-BPSK调制的信号，所述M为调度带宽上包含的子载波的数量；
    处理单元，用于确定第m 1信号和第m 2信号，其中，所述第m 1信号根据第m 1接收信号以及第m 2接收信号确定的，所述第m 2信号根据所述第m 1接收信号以及所述第m 2接收信号确定的，所述第m 1信号与所述第m 2信号共轭相等；
    其中，所述第m 1接收信号为在所述M个子载波中第m 1子载波上接收的信号，所述第m 2接收信号为在所述M个子载波中第m 2子载波上接收到的信号，所述第m 1信号为在所述第m 1子载波上恢复出来的信号，所述第m 2信号为在所述第m 2子载波上恢复出来的信号。
  24. 如权利要求23所述的装置，其特征在于，所述m 1与m 2的关系为：
    当 时，
    当 时，
  25. 如权利要求23或24所述的装置，其特征在于，所述处理单元，还用于：
    在确定第m 1信号和第m 2信号之后，根据第一偏移值对M个信号移相，所述第一偏移值为π/4或者-π/4，所述M个信号为根据所述M个子载波上接收的信号确定的信号。
  26. 如权利要求25所述的装置，其特征在于，所述处理单元，还用于：
    在确定第m 1信号和第m 2信号之前，根据第二偏移值对在所述M个子载波上接收的信号相移，所述第二偏移值为所述第一偏移值的相反数。
  27. 一种通信设备，其特征在于，所述通信设备包括收发器、处理器和存储器；所述存储器中存储有程序指令；当所述程序指令被执行时，使得所述通信设备执行如权利要求1至9任一所述的方法。
  28. 一种通信设备，其特征在于，所述通信设备包括收发器、处理器和存储器；所述存储器中存储有程序指令；当所述程序指令被执行时，使得所述通信设备执行如权利要求10至13任一所述的方法。
  29. 一种芯片，其特征在于，所述芯片与电子设备中的存储器耦合，使得所述芯片在运行时调用所述存储器中存储的程序指令，实现如权利要求1至9任一所述的方法，或者，实现如权利要求10至13任一所述的方法。
  30. 一种计算机可读存储介质，其特征在于，所述计算机可读存储介质包括程序指令，当所述程序指令在设备上运行时，使得所述设备执行如权利要求1至13任一项所述的方法。
  31. 一种通信系统，其特征在于，包括如权利要求14-22任一项所述装置以及如权利要求23-26任一项所述装置。
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