CN116404608A - 开关电源及其过流保护电路 - Google Patents

Abstract

本发明实施例公开了一种开关电源及其过流保护电路。根据本发明实施例提供的用于开关电源的过流保护电路，被配置为基于所述开关电源的输入电压或输出电压的大小，生成过流保护占空比信号；基于所述过流保护占空比信号，生成过流保护阈值电压；以及基于所述过流保护阈值电压和表征所述开关电源的输出电流的感测电流表征信号，生成用于控制所述开关电源中的开关管从导通状态变为关断状态的开关控制信号。

Description

开关电源及其过流保护电路

技术领域

本发明总体上属于集成电路领域，尤其涉及一种开关电源及其过流保护电路。

背景技术

当前的开关电源技术经过几十年的发展，对充电效率和充电速度等都提出了更高的要求，其中输出电压分成多段输出的多输出电压模式已经在不同功率的电源适配器中得到了广泛应用。

然而，当这种分段的多输出开关电源应用在宽输入电压条件下时，这可能导致开关电源在高压输入下发生过流保护时的工作频率高达上百KHZ，而在低压输入下发生过流保护时的工作频率只有几十KHZ，导致宽输入宽输出开关电源在发生过流保护时的工作模式和工作频率的差异很大，从而导致过流保护工作点的差异很大，增加了过流保护点的设计难度。

发明内容

第一方面，本发明实施例提供了一种用于开关电源的过流保护电路，其特征在于，所述过流保护电路被配置为：基于所述开关电源的输入电压或输出电压的大小，生成过流保护占空比信号；基于所述过流保护占空比信号，生成过流保护阈值电压；以及基于所述过流保护阈值电压和表征所述开关电源的输出电流的感测电流表征信号，生成用于控制所述开关电源中的开关管从导通状态变为关断状态的开关控制信号。

第二方面，本发明实施例提供了一种开关电源，包括如第一方面所述的过流保护电路。

第三方面，如第一方面和第二方面所述的开关电源为以下各项中的一项：降压型开关电源、升压型开关电源、升降压式开关电源、反激式开关电源、正激式开关电源、非对称半桥式开关电源。

本发明实施例提供的开关电源及其过流保护电路，通过基于开关电源的输入电压或输出电压的大小，产生对应的过流保护阈值电压，并且基于该过流保护阈值电压和表征开关电源的输出电流的感测电流表征信号，生成用于控制开关电源中的开关管从导通状态变为关断状态的开关控制信号，防止发生过流保护时的过流保护点差异过大。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对本发明实施例中所需要使用的附图作简单的介绍，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1示出了传统反激式多模式工作开关电源的结构示意图；

图2示出了图1所示的反激式开关电源工作在宽输入电压条件下发生过流保护时的工作频率区域的示意图；

图3示出了图1所示的开关电源中的部分电路的结构示意图；

图4示出了图3所示的过流保护阈值产生控制单元的相应信号之间的对应关系的波形示意图；

图5示出了图1所示的反激式开关电源在逻辑区分的低压段下发生过流保护时的PWM信号与过流保护占空比信号OCP_duty以及过流保护阈值电压Vth_oc之间的关系时序图；

图6示出了图1所示的反激式开关电源在逻辑区分的高压段下发生过流保护时的PWM信号与过流保护占空比信号OCP_duty以及过流保护阈值电压Vth_oc之间的关系时序图；

图7示出了本发明一个实施例提供的反激式开关电源的结构示意图；

图8示出了图7所示的开关电源中的基于输入电压来产生过流保护阈值电压的电路的结构示意图；

图9示出了图7所示的反激式开关电源工作在宽输入电压条件下发生过流保护时的工作频率区域的示意图；

图10示出了图7所示的反激式开关电源在宽输入电压条件下发生过流保护时的PWM信号与过流保护占空比信号OCP_duty以及过流保护阈值电压Vth_oc之间的关系时序图；

图11示出了图7所示的开关电源中的基于输出电压来产生过流保护阈值电压的电路的结构示意图；

图12示出了图7所示的反激式开关电源工作在宽输出电压条件下发生过流保护时的工作频率区域的示意图；以及

图13示出了图7所示的反激式开关电源在宽输出电压条件下发生过流保护时的过流保护占空比信号OCP_duty与过流保护阈值电压Vth_oc之间的关系时序图。

具体实施方式

下面将详细描述本发明的各个方面的特征和示例性实施例，为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及具体实施例，对本发明进行进一步详细描述。应理解，此处所描述的具体实施例仅被配置为解释本发明，并不被配置为限定本发明。对于本领域技术人员来说，本发明可以在不需要这些具体细节中的一些细节的情况下实施。下面对实施例的描述仅仅是为了通过示出本发明的示例来提供对本发明更好的理解。

需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

当前的开关电源技术经过几十年的发展，对充电效率和充电速度等都提出了更高的要求，其中输出电压分成多段输出的多输出电压模式已经在不同功率的电源适配器中得到了广泛应用，随着对电源适配器的不断小型化的需求，也随着诸如氮化镓(Ganfet)高频开关之类的低损耗器件的大规模应用，系统使用的变压器感量越来越小，系统的开关控制频率可以高达诸如几百KHZ。

当这种具有多个分段输出电压的开关电源应用在交流输入电压从诸如90V到264V的宽幅变化的开关电源系统时，这可能导致系统在高压输入条件下发生过流保护时工作频率高达上百KHZ，而在低压输入条件下发生过流保护时，系统可能工作在连续导通模式(Continuous Conduction Mode，CCM)，此时系统工作频率只有几十KHZ，这导致宽输入宽输出开关电源系统在发生过流保护时的工作模式和工作频率的差异很大，从而导致过流保护工作点在宽输入宽输出电压系统下产生巨大差异，给开关电源系统的过流保护点的系统设计带来了很大的难度。

为了更好地理解本发明实施例提供的开关电源及其过流保护电路，以下首先对传统的开关电源及其过流保护电路进行介绍。

参考图1，图1示出了传统反激式多模式工作开关电源的结构示意图。在图1所示的反激式开关电源100中，该开关电源可以输出多段输出电压Vout1～VoutN，该开关电源100可以包括频率控制单元102、输入单元104、准谐振谷底侦测单元106、开关管导通和关断控制逻辑108、频率选择控制逻辑110、CCM下钳频频率控制单元112、占空比控制的过流保护电路114、比较器116、比较器118、变压器120、分段输出电压控制单元122以及误差放大器反馈控制单元124等。

如图1所示，输出电压通过位于变压器的副边的分段输出电压控制单元122，然后通过误差放大器反馈控制单元124对输出电压进行分段输出调节，得到表征开关电源的输出电压的输出电压表征信号FB。

参考图2，图2示出了图1所示的反激式开关电源工作在宽输入电压条件下发生过流保护时的工作频率区域的示意图。

如图2所示，不考虑输出电压，当开关电源的输入电压为高压输入时，通过图1所示的频率选择控制逻辑110，使得开关电源工作在输出电压表征信号FB控制的第二频率曲线上，开关电源大部分时间处于准谐振工作模式，随着负载的增加，输出电压表征信号FB随之增加，在一段时间内，开关电源的工作频率随着输出电压表征信号FB的增加而增加，其中频率f2为第二频率曲线的上钳频频率的最大值，接下来，随着负载的继续增加，根据准谐振特性，开关电源的开关频率在达到上钳频频率的最大值f2之后会逐渐降低，最终会被CCM下钳频频率fmin2钳位。

当开关电源的输入电压为低压输入时，通过图1所示的频率选择控制逻辑110，使得开关电源工作在输出电压表征信号FB控制的第一频率曲线上，其中频率f1为第一频率曲线的准谐振上钳频频率的最大值，随着负载的增加，输出电压表征信号FB随之增加，随着负载的继续增加，根据准谐振特性，开关电源的开关频率在上升到准谐振上钳频频率的最大值f1之后会逐渐降低，最终会被CCM下钳频频率fmin2钳位。

如图2所示，通过输入侦测将输入电压简单区分成高压段和低压段，在开关电源的输入电压逻辑区分为高压输入时发生过流保护的情况下，开关电源可以工作在如图2所示的上钳频频率的最大值f2附近阴影区域，当开关电源的输入电压逻辑区分为低压输入时发生过流保护的情况下，开关电源可以工作在如图2所示的CCM下钳频频率fmin2附近阴影区域。

可以理解的是，由于开关电源在大部分时间都工作在准谐振工作模式，随着输出功率的变化，无法对开关电源实际的开关频率进行检测，进而导致难以对开关电源的开关控制信号实际的开关占空比(PWM duty)进行检测或统计，因此，在传统的开关电源中，通常只能基于某个固定频率产生的占空比来产生过流保护阈值电压Vth_oc。

参考图3，图3示出了图1所示的开关电源中的部分电路的结构示意图。图3示出了图1中的CCM下钳频频率控制单元112、占空比控制的过流保护电路114和比较器116。其中，占空比控制的过流保护电路114可以包括比较器1142和过流保护阈值产生控制单元1144。

在图3所示的实施例中，CCM下钳频频率控制单元112可以基于CCM下钳频频率fmin2来产生斜坡电压信号Osc_ramp，比较器1142可以基于斜坡电压信号Osc_ramp和参考电压信号Vref来生成过流保护占空比信号OCP_duty，过流保护阈值产生控制单元1144可以基于过流保护占空比信号OCP_duty来生成过流保护阈值电压Vth_oc，比较器116可以基于过流保护阈值电压Vth_oc和表征开关电源的输出电流的感测电流表征信号Vcs(电流检测电阻Rs上的电压)来生成用于控制开关管Q1从导通状态变为关断状态的OCP关断信号OCP_Trigger，开关管导通和关断控制逻辑108(参见图1)可以基于OCP关断信号OCP_Trigger来生成用于控制开关管Q1从导通状态变为关断状态的开关控制信号PWM。

可见，在图3所示的传统开关电源中，可以基于CCM下钳频频率fmin2来产生斜坡电压信号Osc_ramp，可以基于斜坡电压信号Osc_ramp和参考电压信号Vref来产生过流保护占空比信号OCP_duty，可以基于过流保护占空比信号OCP_duty来产生过流保护阈值电压Vth_oc，可以对过流保护阈值电压Vth_oc与感测电流表征信号Vcs进行比较来产生用于控制开关管Q1从导通状态变为关断状态的OCP关断信号OCP_Trigger。

结合图3和图4，图4示出了图3所示的过流保护阈值产生控制单元1144的相应信号之间的对应关系的波形示意图。

如图4所示，随着过流保护占空比信号OCP_duty的逐渐增大(例如，从0增加到OCP_duty1进而增加到OCP_duty2)，过流保护阈值电压Vth_oc随着过流保护占空比信号OCP_duty的逐渐增大而逐渐增大(例如，从V1逐渐增大到V2直至达到最大值V3保持不变)。

如图3所示，随着输出负载电流的逐渐增大，比较器116可以被配置为在检测到感测电流表征信号Vcs上升至超过过流保护阈值电压Vth_oc时，生成OCP关断信号OCP_trigger用于关断开关管Q1，这种用于关断开关管Q1的过流保护的目的是为了避免流过开关管Q1的电流过大，进而防止损坏开关管Q1以及避免变压器T1磁饱和。

参考图5，图5示出了图1所示的反激式开关电源在逻辑区分的低压段下发生过流保护时的PWM信号与过流保护占空比信号OCP_duty以及过流保护阈值电压Vth_oc之间的关系时序图。

结合图2可以看出，反激式开关电源在低压输入下发生过流保护时的开关频率在CCM下钳频频率fmin2附近区域。因此，在如图5所示的这种低压输入下，基于CCM下钳频频率fmin2产生的过流保护占空比信号OCP_duty的占空比和开关电源实际的PWM信号的占空比之间的差别较小，此时开关电源在低压输入下实际需要的过流保护阈值电压Vth_oc1与基于过流保护占空比信号OCP_duty产生的过流保护阈值电压Vth_oc2之间的差值△Vthoc较小。

参考图6，图6示出了图1所示的反激式开关电源在逻辑区分的高压段下发生过流保护时的PWM信号与过流保护占空比信号OCP_duty以及过流保护阈值电压Vth_oc之间的关系时序图。

在如图6所示的这种高压输入下，开关电源此时发生过流保护的工作频率在第二频率的最大钳频频率f2附近，而此时过流保护的阈值却是由CCM下钳频fmin2产生的；此时开关电源中的开关管Q1的开关控制信号PWM的占空比与基于CCM下钳频频率fmin2产生的过流保护占空比信号OCP_duty的占空比之间的差异就较大，导致开关电源在高压输入下实际需要的过流保护阈值电压Vth_oc1’远大于基于CCM下钳频频率fmin2产生的过流保护占空比信号OCP_duty产生的过流保护阈值电压Vth_oc2’，从而导致开关电源在高压输入下产生的过流保护阈值电压偏低。这种差异的结果是导致开关电源在高低压输入下发生过流保护时的电流关断点之间的差异过大，使得难以对宽输入开关电源中的器件进行有效的过流保护。

为了解决现有技术问题中的一者或多者，本发明实施例提供了一种开关电源及其过流保护电路。下面首先对本发明实施例提供的开关电源及其过流保护电路进行介绍。

开关电源在宽输入宽输出电压条件下，发生过流保护时的频率差异较大，导致实际需要的过流保护阈值与实际产生的过流保护阈值之间的差异也很大，针对这种宽输入宽输出电压造成的工作频率差异较大，发生的占空比差异过大导致的过流保护点之间的差异，本发明实施例提供的开关电源及其过流保护电路通过采取随着输入电压或输出电压变化的自适应占空比的过流保护控制方式，从而极大地减小了宽输入宽输出电压下过流保护点的差异，在一定程度上简化了对具有宽输入宽输出电压的开关电源的过流保护设计的难度。

图7示出了本发明一个实施例提供的反激式开关电源的结构示意图。如图7所示，图1和图7所示的实施例中，相同的组件采用相同的附图标记。

在图7所示的反激式开关电源700中，该开关电源700可以包括输入单元104、准谐振谷底侦测单元106、开关管导通和关断控制逻辑108、斜坡电压信号生成单元128(包括频率控制单元102和频率选择控制逻辑110)、CCM下钳频频率控制单元112、占空比控制的过流保护电路114、比较器116、比较器118、变压器120、分段输出电压控制单元122、误差放大器反馈控制单元124以及输入电压侦测选择单元126等，通过比较图1和图7可以看出，二者之间的主要区别在于，图7所示的开关电源相比于图1所示的开关电源新增了输入电压侦测选择单元126，使得可以根据输入电压所处的电压范围来选择频率控制单元102对应的斜坡电压信号OSC_ramp，进而生成过流保护阈值电压Vth_oc，其详细工作原理将在下面进行介绍。

图8示出了图7所示的开关电源中的基于输入电压来产生过流保护阈值电压的电路的结构示意图。例如，图8示出了图7中的输入电压侦测选择单元126、斜坡电压信号生成单元128、占空比控制的过流保护电路114以及比较器116等。

在一些实施例中，输入电压侦测选择单元126可以包括输入电压判断逻辑1262和宽输入多频率开关选通逻辑1264，并且占空比控制的过流保护电路114可以包括比较器1142和过流保护阈值产生控制单元1144。

结合图7和图8，由输入单元104输出的Vin_detect信号可以被提供给输入电压侦测选择单元126，输入电压侦测选择单元126中的输入电压判断逻辑1262可以用于对输入电压进行分段处理以将输入电压Vin分为N段Vin1…VinN，然后将分段输入电压Vin1至VinN提供给宽输入多频率开关选通逻辑1264，宽输入多频率开关选通逻辑1264可以输出开关选通信号Sel1至SelN至斜坡电压信号生成单元128，来控制斜坡电压信号生成单元128中的多个开关Sw1至SwN的导通与关断，进而从多个频率控制单元中选择不同的频率控制单元。

具体地，通过控制多个开关Sw1至SwN中的一个开关的导通而从不同的频率控制单元(例如，第1频率控制单元至第N频率控制单元)中选择对应的频率控制单元，例如依次控制多个开关Sw1至SwN的导通来顺序地选择由第1频率控制单元至第N频率控制单元产生的斜坡电压信号OSC_ramp1至OSC_rampN。

例如，参考图8，当输入电压处于电压范围Vin1时，开关选通信号Sel1有效，并且剩余开关选通信号Sel2至SelN无效，此时利用开关选通信号Sel1来控制开关Sw1处于导通状态，并且控制剩余开关Sw2至SwN处于关断状态，通过控制开关Sw1处于导通状态并且控制剩余开关Sw2至SwN处于关断状态，来选择第1频率控制单元，使得Osc_ramp信号被选择为由第1频率控制单元产生的斜坡电压信号OSC_ramp1，比较器1142可以用于将由开关Sw1选择的斜坡电压信号OSC_ramp1与参考电压信号Vref进行比较，产生过流保护占空比信号OCP_duty，过流保护占空比信号OCP_duty可以被输入到过流保护阈值产生控制单元1144，以产生与占空比相关的过流保护阈值电压Vth_oc，过流保护阈值电压Vth_oc可以被提供给比较器116，比较器116可以用于将过流保护阈值电压Vth_oc与感测电流表征信号Vcs进行比较，产生用于控制开关管Q1从导通状态变为关断状态的OCP关断信号OCP_Trigger。

在图7所示的开关电源中，OCP关断信号OCP_Trigger和来自比较器118的Vcs关断信号Cs_trigger是用于控制开关管Q1从导通状态变为关断状态的信号，并且CCM下钳频频率fmin2和来自频率选择控制逻辑110的信号Tri_on是用于控制开关管Q1从关断状态变为导通状态的信号。

参考图9，图9示出了图7所示的反激式开关电源工作在宽输入电压条件下发生过流保护时的工作频率区域的示意图。

如图9所示，当输入电压的大小处于第一分段输入电压Vin1之内时，此时开关电源发生过流保护时的工作频率保持在第一频率控制曲线的上钳频信号f1附近，当输入电压的大小处于第N分段输入电压VinN之内时，此时开关电源发生过流保护时的工作频率保持在第N频率控制曲线的上钳频信号fn附近。

针对每一段输入电压，控制与该分段电压相对应的开关处于导通状态并控制剩余开关处于关断状态，以选择对应的频率控制单元来产生斜坡电压信号osc_ramp，并基于斜坡电压信号osc_ramp来产生过流保护占空比信号OCP_duty。

通过这种判断输入电压所处的电压范围并且针对每一范围之内的输入电压来产生对应的过流保护占空比信号OCP_duty的方式，使得开关电源在每一段输入电压下发生过流保护时实际需要的PWM信号的占空比与实际产生的OCP_duty信号的占空比之间的差异非常小，如图10所示。

参考图10，图10示出了图7所示的反激式开关电源在宽输入电压条件下发生过流保护时的PWM信号与过流保护占空比信号OCP_duty以及过流保护阈值电压Vth_oc之间的关系时序图。

从图10中可以看出，针对第一段输入电压Vin1，由实际的PWM信号的占空比产生的过流保护阈值电压Vth_oc1与由OCP_duty信号的占空比产生的过流保护阈值电压Vth_oc2之间的差值△Vthoc1非常小，例如△Vthoc1≌0。类似地，针对第二段输入电压至第N段输入电压Vin2∽VinN，开关电源实际需要的过流保护阈值电压Vth_oc1与实际产生的过流保护阈值电压Vth_oc2之间的差值△Vthoc2..M非常小，例如△Vthoc2..M≌0。

综上，通过根据输入电压所处的不同电压范围，选择不同的频率控制单元来产生不同的过流保护阈值，解决了传统的开关电源在宽输入电压条件下由单一固定下钳频频率产生的过流保护阈值电压，引起的PWM信号的占空比与由固定频率产生的OCP_duty信号的占空比之间的巨大差异问题，从而极大地降低了具有宽输入电压的开关电源在输入电压变化较大时发生过流保护的过流保护点的巨大差异，在一定程度上优化了过流保护设计。

如上所述，本发明一个实施例提供了一种根据输入电压所处的不同电压范围来产生不同的过流保护阈值的开关电源，本发明另一实施例还提供了一种根据输出电压所处的不同电压范围来产生不同的过流保护阈值的开关电源。

参考图11，图11示出了图7所示的开关电源中的基于输出电压来产生过流保护阈值电压的电路的结构示意图。图8所示的实施例与图11所示的实施例之间的不同之处主要在于图8所示的实施例是针对输入电压所处的电压范围来产生对应的过流保护阈值，而图11所示的实施例是针对输出电压所处的电压范围来产生对应的过流保护阈值。

在图11所示的实施例中，该电路可以包括输出电压侦测逻辑130、多频率开关选通逻辑132、斜坡电压信号生成单元128、占空比控制的过流保护电路114以及比较器116等。

在一些实施例中，占空比控制的过流保护电路114可以包括比较器1142和过流保护阈值产生控制单元1144。

在图11所示的实施例中，来自开关电源的输出信号Vout1至VoutX可以被提供给输出电压侦测逻辑130，输出电压侦测逻辑130可以输出选择信号Vout1_sel...VoutX_sel，并且将选择信号Vout1_sel...VoutX_sel提供给多频率开关选通逻辑132，多频率开关选通逻辑132可以输出开关选通信号Sel1至Selh至斜坡电压信号生成单元128，来控制斜坡电压信号生成单元128中的多个开关Sw1至SwZ的导通与关断。

具体地，通过控制多个开关Sw1至SwZ中的一个开关的导通而从不同的频率控制单元(例如，第1频率控制单元至第N频率控制单元)中选择一个频率控制单元，例如依次控制多个开关Sw1至SwZ的导通来顺序地选择由第1频率控制单元至第N频率控制单元产生的斜坡电压信号OSC_ramp1至OSC_rampN。

接下来，比较器1142可以用于将由频率控制单元产生的斜坡电压信号OSC_ramp与参考电压信号Vref进行比较，产生过流保护占空比信号OCP_duty，过流保护占空比信号OCP_duty可以被输入到过流保护阈值产生控制单元1144，以产生与占空比相关的过流保护阈值电压Vth_oc，过流保护阈值电压Vth_oc(Vth_oc1...Vth_ocN)可以被提供给比较器116，比较器116可以用于将过流保护阈值电压Vth_oc与感测电流表征信号Vcs进行比较，产生用于控制开关管Q1从导通状态变为关断状态的OCP关断信号OCP_Trigger。

参考图12，图12示出了图7所示的反激式开关电源工作在宽输出电压条件下发生过流保护时的工作频率区域的示意图。

如图12所示，当输出电压的大小处于电压范围Vout1之内时，此时开关电源发生过流保护时的工作频率保持在第一频率曲线的上钳频信号f1附近，当输出电压的大小处于电压范围VoutN之内时，此时开关电源发生过流保护时的工作频率保持在第N频率曲线的上钳频信号fn附近。

参考图13，图13示出了图7所示的反激式开关电源在宽输出电压条件下发生过流保护时的过流保护占空比信号OCP_duty与过流保护阈值电压Vth_oc之间的关系时序图。

如图13所示，开关电源的宽输出电压Vout1..VoutX通过图7所示的分段输出电压控制单元122分多段输出给负载供电，其中Vout1>Vout2…>VoutX。

通过这种侦测输出电压而选择不同频率控制单元的自适应过流保护控制方式，可以使得过流保护阈值电压Vth_oc随着输出电压的逐步降低而逐步降低，最终实现宽输出电压系统的宽输出电压限功率保护要求，防止变压器饱和开关被损坏。

本发明实施例提供的宽输入宽输出过流保护方案，适用于宽输入宽输出工作的开关电源，可以理解的是，以上反激式开关电源仅仅是作为示例提供的，而不应被解释为限制性的，其电源拓扑还可以包括降压型开关电源、升压型开关电源、升降压式开关电源、正激式开关电源、非对称半桥式开关电源等。

本发明实施例提供的开关电源通过利用自适应宽输入宽输出占空比过流保护技术，实现了开关电源在宽输入宽输出电压条件下发生过流保护时，通过选择频率控制单元来选择不同的过流保护阈值电压，从而可以减小宽输入宽输出条件下由于过流保护点工作频率差异较大，最终带来的实际需要的过流保护阈值与实际产生的过流保护阈值之间的较大差异，从而进一步优化开关电源的设计。

需要明确的是，本发明并不局限于上文所描述并在图中示出的特定配置和处理。为了简明起见，这里省略了对已知方法的详细描述。在上述实施例中，描述和示出了若干具体的步骤作为示例。但是，本发明的方法过程并不限于所描述和示出的具体步骤，本领域的技术人员可以在领会本发明的精神后，作出各种改变、修改和添加，或者改变步骤之间的顺序。

还需要说明的是，本发明中提及的示例性实施例，基于一系列的步骤或者装置描述一些方法或系统。但是，本发明不局限于上述步骤的顺序，也就是说，可以按照实施例中提及的顺序执行步骤，也可以不同于实施例中的顺序，或者若干步骤同时执行。

以上所述，仅为本发明的具体实施方式，所属领域的技术人员可以清楚地了解到，为了描述的方便和简洁，上述描述的系统、模块和单元的具体工作过程，可以参考前述方法实施例中的对应过程，在此不再赘述。应理解，本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到各种等效的修改或替换，这些修改或替换都应涵盖在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种用于开关电源的过流保护电路，其特征在于，所述过流保护电路被配置为：

基于所述开关电源的输入电压或输出电压的大小，生成过流保护占空比信号；

基于所述过流保护占空比信号，生成过流保护阈值电压；以及

基于所述过流保护阈值电压和表征所述开关电源的输出电流的感测电流表征信号，生成用于控制所述开关电源中的开关管从导通状态变为关断状态的开关控制信号。

2.根据权利要求1所述的过流保护电路，其特征在于，所述过流保护电路进一步被配置为：

基于所述开关电源的输入电压或输出电压所处的电压范围，生成具有相应占空比的所述过流保护占空比信号。

3.根据权利要求2所述的过流保护电路，其特征在于，所述过流保护占空比信号的占空比与所述开关控制信号的占空比之间的差值在预设阈值之内。

4.根据权利要求2所述的过流保护电路，其特征在于，所述过流保护电路进一步被配置为：

基于所述开关电源的输入电压或输出电压所处的电压范围，产生的斜坡电压信号中选择对应的斜坡电压信号，其中，所述斜坡电压信号与过流保护点工作频率有关；以及

将所选斜坡电压信号与参考电压信号进行比较，生成所述过流保护占空比信号。

5.根据权利要求4所述的过流保护电路，其特征在于，所述过流保护电路包括多个频率控制单元和多个开关，其中：

如果所述开关电源的输入电压或输出电压介于第一电压范围之内，则控制所述多个开关中的第一开关处于导通状态，并且控制所述多个开关中的剩余开关处于关断状态；以及

通过控制所述第一开关处于导通状态并且控制所述剩余开关处于关断状态，选择所述多个频率控制单元中的第一频率控制单元，以选择所述多个斜坡电压信号中的第一斜坡电压信号。

6.根据权利要求1所述的过流保护电路，其特征在于，所述过流保护电路进一步被配置为：

将所述过流保护阈值电压与所述感测电流表征信号进行比较，生成过流保护点关断信号；以及

基于所述过流保护点关断信号，生成所述开关控制信号。

7.根据权利要求1所述的过流保护电路，其特征在于，所述过流保护阈值电压的大小随着所述开关电源的输入电压所处的电压范围的增大而减小。

8.根据权利要求1所述的过流保护电路，其特征在于，所述过流保护阈值电压的大小随着所述开关电源的输出电压所处的电压范围的减小而减小。

9.一种开关电源，其特征在于，包括如权利要求1至8中任一项所述的过流保护电路。

10.如权利要求1至9中任一项所述的开关电源为以下各项中的一项：降压型开关电源、升压型开关电源、升降压式开关电源、反激式开关电源、正激式开关电源、非对称半桥式开关电源。

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