CN115149234B - 传输线结构及传输线设计方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种传输线结构及传输线设计方法，包括一传输线单元，传输线单元包括第一电感、第二电感、第一电容及第二电容；其中，第一电感的两端分别作为传输线单元的正相输入端和正相输出端；第二电感的两端分别作为传输线单元的反相输入端和反相输出端；第一电容的两端分别连接传输线单元的正相输入端和反相输出端；第二电容的两端分别连接传输线单元的反相输入端和正相输出端。本发明在插损上呈现高通特性、具有更小的损耗并且插损随着频率增加变化不大，相位随着频率增加变化变慢；能有效拓宽基于四分之一波长传输线实现的功能器件的应用范围；且通过一组电感和一组电容即可实现，结构简单、尺寸小、工作带宽宽。

Description

传输线结构及传输线设计方法

技术领域

本发明涉及一种通信技术领域，特别是涉及一种传输线结构及传输线设计方法。

背景技术

近年来，随着通信技术的发展，微波、毫米波电路得到了长足的发展。传输线作为最为基本的电路元件之一，它除了可以实现电感特性还可以替换电路中所需的电容；而且传输线的实现形式非常丰富，仅需一层介质与一层金属即可以实现最简单的传输线结构，因此被广泛应用在射频电路的设计中。

传输线除了常见的实现电感、电容器件的替换，还发展出了许多基于微带线结构的功能电路，如威尔金森功分器、四分之一波长阻抗变换器、微带环形电桥、支线型功分器等，并且这几种功能器件均是基于四分之一波长传输线实现的。上述几种功能电路的工作带宽都是与传输线相位直接相关，而传统的传输线是宽带低通结构，其相位与工作频率呈现线性关系，因此直接限制了几种电路的带宽从而在一定程度上限制了电路的应用。除此之外，由于传输线属于宽带低通滤波器结构，其插损会随着频率的增加而增大，尤其在具有较大损耗的硅基集成电路中这种现象会更加明显，这在一定程度上为电路的设计造成了困难。虽然通过电路结构的改进，如使用多节威尔金森结构可以改善电路的工作带宽，但与此伴随着的是电路尺寸的增加和损耗的增加。因此，寻找一种可以实现宽带、低损耗、小尺寸的（尤其是四分之一波长）传输线结构对微带电路的发展具有重要意义。

应该注意，上面对技术背景的介绍只是为了方便对本申请的技术方案进行清楚、完整的说明，并方便本领域技术人员的理解而阐述的。不能仅仅因为这些方案在本申请的背景技术部分进行了阐述而认为上述技术方案为本领域技术人员所公知。

发明内容

鉴于以上所述现有技术的缺点，本发明的目的在于提供一种传输线结构及传输线设计方法，用于解决现有技术中传输线的带宽窄、损耗高、尺寸大等问题。

为实现上述目的及其他相关目的，本发明提供一种传输线结构，所述传输线结构至少包括：

一传输线单元，所述传输线单元包括第一电感、第二电感、第一电容及第二电容；

其中，所述第一电感的一端作为所述传输线单元的正相输入端，另一端作为所述传输线单元的正相输出端；所述第二电感的一端作为所述传输线单元的反相输入端，另一端作为所述传输线单元的反相输出端；所述第一电容的一端连接所述传输线单元的正相输入端，另一端连接所述传输线单元的反相输出端；所述第二电容的一端连接所述传输线单元的反相输入端，另一端连接所述传输线单元的正相输出端。

可选地，所述第一电感与所述第二电感的感值相同。

可选地，所述第一电容与所述第二电容的容值相同。

可选地，所述传输线结构实现四分之一波长的传输线特性。

更可选地，所述传输线结构由至少两个传输线单元组成，各传输线单元依次级联，且各传输线单元的特征阻抗相同。

为实现上述目的及其他相关目的，本发明提供一种传输线设计方法，所述传输线设计方法至少包括：

1）根据需要确定传输线结构的目标特征阻抗、目标相位及目标工作频率；

2）获取上述传输线结构，并得到所述传输线结构中各电感和各电容的初始值；

3）分别调整所述传输线结构中各电感和各电容的参数，以使得目标工作频率下所述传输线结构的特征阻抗达到目标特征阻抗、所述传输线结构的相位达到目标相位；此时所述传输线结构的各电感和各电容的参数为设计值；

4）获取具有设计值的各电感和各电容，并搭建所述传输线结构。

可选地，得到各电感和各电容的初始值的方法包括：

21a）基于所述传输线结构根据史密斯圆图得到具有目标特征阻抗特性时各电感的感值和各电容的容值；

22a）通过比例缩放各电感的感值和/或各电容的容值获取目标工作频率下所述传输线结构的相位；

23c）将各电感的感值作为对应电感的初始值，将各电容的容值作为对应电容的初始值。

可选地，当所述传输线结构中各电感的感值相同、各电容的容值相同时，获取各电感和各电容的初始值的方法包括：

21b）基于三阶低通滤波器设计原理计算所述三阶低通滤波器中电感的感值和电容的容值，使得所述三阶低通滤波器具有目标特征阻抗及目标工作频率下的相位；

22b）将所述三阶低通滤波器中电感的感值作为所述传输线结构中电感的初始值，将所述三阶低通滤波器中电容的容值作为所述传输线结构中电容的初始值。

可选地，步骤3）中调整各电感和各电容参数的方法包括：

31）根据史密斯圆图调整所述传输线结构中各电感的感值和/或各电容的容值，得到具有目标特征阻抗特性的所述传输线结构；

32）通过比例缩放所述电感的感值和/或所述电容的容值获取目标工作频率下的相位；

33）若所述传输线结构的特征阻抗达到目标特征阻抗，且所述传输线结构的相位达到目标相位，则完成参数调整；否则，返回步骤31）直至所述传输线结构的特征阻抗达到目标特征阻抗，且所述传输线结构的相位达到目标相位。

更可选地，所述目标相位为90°±10°。

如上所述，本发明的传输线结构及传输线设计方法，具有以下有益效果：

1、本发明的传输线结构在插损上呈现高通特性、具有更小的损耗并且插损随着频率增加变化不大；且随着频率增加相位变化变慢，从而可以实现更宽带的四分之一波长传输线特性。能有效拓宽基于四分之一波长传输线实现的功能器件（包括但不限于威尔金森功分器、四分之一波长阻抗变换器、微带环形电桥及支线型功分器）的应用范围。

2、本发明的传输线结构通过一组电感和一组电容即可实现，结构简单、尺寸小、工作带宽宽。

附图说明

图1显示为本发明的传输线结构的一种示意图。

图2显示为的三阶低通滤波器的等效电路示意图。

图3显示为本发明的四分之一波长传输线结构的示意图。

图4显示为五阶集总结构人造传输线的示意图。

图5显示为图3及图4两种传输线结构的插损性能对比的示意图。

图6显示为图3及图4两种结构的相移特性的仿真结果对比的示意图。

图7显示为图3及图4两种结构的反射系数特性的仿真结果对比的示意图。

图8显示为本发明的传输线结构的另一种示意图。

元件标号说明

1-传输线结构；11-传输线单元；11a-第一传输线单元；11b-第二传输线单元；11c-第三传输线单元。

具体实施方式

以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。

请参阅图1~图8。需要说明的是，本实施例中所提供的图示仅以示意方式说明本发明的基本构想，遂图式中仅显示与本发明中有关的组件而非按照实际实施时的组件数目、形状及尺寸绘制，其实际实施时各组件的型态、数量及比例可为一种随意的改变，且其组件布局型态也可能更为复杂。

传统的传输线结构主要以分布式的形式实现，使用信号线、参考地平面、介质即可以实现最简单的传输线结构。由于传输线的结构简单，性能稳定，被大量应用于微波毫米波电路的设计中。传输线特性与超宽带低通滤波器类似，其相位随着频率线性增加并且随着传输线的长度线性增加，损耗随着频率和传输线长度的增大而增大。随着射频电路的发展，又发展出许多小型化技术，其中一类发展方向是通过使用少数几个集总元件实现传输线结构的替换，紧凑的集总元件可以大大减小传输线的尺寸。同时，由于许多工艺场景下，尤其是硅基片上集成工艺下，传输线的损耗随着频率快速增加，因此又发展出了一些降低传输线损耗的方法，如使用慢波结构可以在减小传输线损耗的同时减小传输线的尺寸。

虽然传输线理论获得了多年的发展，但较少有能实现宽带相位特性的结构，尤其在对传输线相位有要求的应用场景下，如四分之一波长传输线的应用，其需要传输线的相位保持在90°左右从而实现特定功能，因此传输线相位随频率线性增加的特点直接限制了功能的带宽，虽然可以通过多段功能器件级联或其它方式增加带宽，但与此伴随着的是损耗的增加和结构复杂度的增加，大大增加了成本和研发难度。

本发明提出了一种传输线结构，带宽宽、尺寸小、适用于四分之一波长传输线，能很好解决上述问题，具体方案如下。

实施例一

如图1~图7所示，本实施例提供一种传输线结构1，所述传输线结构1包括：

一传输线单元11，所述传输线单元11包括第一电感ind1、第二电感ind2、第一电容cap1及第二电容cap2。在本实施例中，所述传输线结构1在目标特征阻抗下实现90°相移，进而得到四分之一波长的传输线。在实际使用中，可根据需要设定所述传输线结构1的相位进而得到对应波长的传输线，在此不一一赘述。

具体地，如图1所示，所述第一电感ind1的一端作为所述传输线单元11的正相输入端，另一端作为所述传输线单元11的正相输出端；所述第二电感ind2的一端作为所述传输线单元11的反相输入端，另一端作为所述传输线单元11的反相输出端。所述第一电容cap1与所述第二电容cap2交叉连接；所述第一电容cap1的一端连接所述传输线单元11的正相输入端，另一端连接所述传输线单元11的反相输出端；所述第二电容cap2的一端连接所述传输线单元11的反相输入端，另一端连接所述传输线单元11的正相输出端。所述传输线单元11的正相输入端作为所述传输线结构1的正相输入端IP，所述传输线单元11的反相输入端作为所述传输线结构1的反相输入端IN，所述传输线结构1的正相输入端IP与反相输入端IN为差分端口。所述传输线单元11的正相输出端作为所述传输线结构1的正相输出端OP，所述传输线单元11的反相输出端作为所述传输线结构1的反相输出端ON，所述传输线结构1的正相输出端OP与反相输出端ON为差分端口。

具体地，在本实施例中，所述第一电感ind1与所述第二电感ind2的感值相同；所述第一电容cap1与所述第二电容cap2的容值相同；作为示例，所述传输线结构1的输入端口与输出端口具有对称性。在实际使用中，所述第一电感ind1与所述第二电感ind2的感值可以不相同，所述第一电容cap1与所述第二电容cap2的容值也可以不相同，通过适当引入不对称性从而进一步提高所需性能，在此不一一赘述。

本实施例的传输线结构1仅采用一对电感和一对电容即可实现宽带小型化四分之一波长传输线，结构简单。

本实施例还提供一种传输线设计方法，确定本实施例的所述传输线结构1的器件参数。所述传输线设计方法包括：

1）根据需要确定传输线结构的目标特征阻抗、目标相位及目标工作频率。

具体地，所述传输线结构的目标特征阻抗基于应用场景的不同而设定，主要为了实现阻抗匹配。

具体地，所述传输线结构的相位决定了带宽，因此可根据相对带宽需求确定所述传输线结构1的目标相位，在本实施例中，为了实现四分之一波长传输线，所述目标相位设定为90°附近，作为示例，所述目标相位位于90°±10°的范围内，包括但不限于以90°为中间值左右偏差±5°、±10°、±15°，在此不一一赘述。

具体地，所述传输线结构的目标工作频率及目标工作频率的中心频点基于实际应用需要设置。

2）获取所述述传输线结构中各电感和各电容的初始值。

作为本实施例的一种实现方式，获取所述传输线结构1中各电感和各电容的初始值的方法包括：

21a）基于所述传输线结构1根据史密斯圆图得到具有目标特征阻抗特性时各电感的感值和各电容的容值。

具体地，史密斯圆图是在反射系散平面上标绘有归一化输入阻抗等值圆族的计算图，主要用于传输线的阻抗匹配；史密斯圆图由三个圆系构成，可以避免繁琐的运算而得到目标特征阻抗。在满足目标特征阻抗时，所述传输线结构1中各电感和各电容具有对应值，各电感的感值可根据需要设置为相同或不同；同样，各电容的容值也可根据需要设置为相同或不同。

22a）通过比例缩放各电感的感值和/或各电容的容值获取目标工作频率下所述传输线结构1的相位。

具体地，在本示例中，基于线性频率响应的粗略关系在步骤21a）得到的电感感值和电容容值的基础上进行比例缩放；其中，各电感及各电容的缩放比例可相同，也可不同，根据实际需要设定。

23a）将各电感的感值作为对应电感的初始值，将各电容的容值作为对应电容的初始值。

具体地，将步骤22a）得到的电感感值和电容容值作为对应器件的初始值。

作为本实施例的另一种实现方式，当所述传输线结构中各电感的感值相同、各电容的容值相同时，获取所述传输线结构1中各电感和各电容的初始值的方法包括：

21b）基于三阶低通滤波器设计原理计算所述三阶低通滤波器中电感的感值和电容的容值，使得所述三阶低通滤波器具有目标特征阻抗及目标工作频率下的相位。

具体地，如图2所示为普通三阶LC低通滤波器的等效电路，其中，两个电感的感值为L₁，两端电容的容值为C₁，中间节点处电容的容值为2C₁，建立各电感感值及各电容容值与相位、特征阻抗及频率的关系式，作为示例，满足下式：

；

；

其中，θ为目标相位，Z₀为目标特征阻抗，f为目标工作频率；将目标相位、目标特征阻抗、目标工作频率对应到上式，即可得到三阶低通滤波器中各电感感值及各电容容值。

22b）将所述三阶低通滤波器中电感的感值作为所述传输线结构中电感的初始值，将所述三阶低通滤波器中电容的容值作为所述传输线结构中电容的初始值。

具体地，将步骤22b）得到的电感感值和电容容值作为所述传输线结构1中对应器件的初始值。

需要说明的是，所述传输线结构1中各电感和各电容的初始值也可以随意设定，则此时步骤3）中调整各电感和各电容的参数的工作量相对较大，因此，本发明中的两种确定初值的方式可限定一大致范围，进而减小步骤3）的工作量。

3）分别调整所述传输线结构1中各电感和各电容的参数，以使得目标工作频率下所述传输线结构1的特征阻抗达到目标特征阻抗、所述传输线结构1的相位达到目标相位；此时所述传输线结构1的各电感和各电容的参数为设计值。

具体地，采用迭代调整的方式对各电感和各电容参数进行调整，包括：

31）根据史密斯圆图调整所述传输线结构1中各电感的感值和/或各电容的容值，得到具有目标特征阻抗特性的所述传输线结构。

32）通过比例缩放所述电感的感值和/或所述电容的容值获取目标工作频率下的相位，作为示例，可基于线性频率响应的简单粗略关系进行比例缩放。

33）若所述传输线结构1的特征阻抗达到目标特征阻抗，且所述传输线结构1的相位达到目标相位，则完成参数调整；否则，返回步骤31）直至所述传输线结构1的特征阻抗达到目标特征阻抗，且所述传输线结构1的相位达到目标相位。

需要说明的是，在步骤31）中随着所述传输线结构1中各电感的感值和/或各电容的容值变化，步骤2）中确定的所述传输线结构1的相位会发生变化。在步骤32中）随着所述传输线结构1中各电感的感值和/或各电容的容值变化，在步骤31）中确定的所述传输线结构1的特征阻抗会发生改变。通过步骤33）多次反复迭代调整电感和/或电容的参数实现特征阻抗与相位的收敛，进而得到目标特征阻抗及目标相位。

4）获取具有设计值的各电感和各电容，并搭建所述传输线结构1。

具体地，基于设计值确定所述传输线结构1中各器件的参数。

基于上述设计方法使用Q值（品质因子）为12的有损电感和理想电容设计了一段四分之一波长微带线，其中，所述第一电感及所述第二电感的感值为2195pH，所述第一电容及所述第二电容的容值为115fF，如图3所示。如图4所示为使用五阶集总结构实现的传统的人造传输线结构，其中，各电感的感值为820pH，两端电容容值为80fF，中间节点处电容容值为197F。本发明的宽带小型化四分之一波长传输线较传统人造传输线结构具有更紧凑的布局，面积大大减小、所需器件数量也大大减少、设计更简单。图5为图3及图4两种传输线结构的插损性能对比，其中，dB(S(2，1) )为插损的传输函数；图6为图3及图4两种结构的相移特性的仿真结果对比，其中，phase(S(2，1))为相移的传输函数；图7为图3及图4两种结构的反射系数特性的仿真结果对比，其中，dB(S(1，1) )为发射系数的函数。图5、图6及图7中，细实线为本实施例的传输线结构1的仿真特性，粗实线为五阶集总结构人造传输线得到的仿真特性。由此可见，本发明的传输线结构的插损相较于五阶集总结构人造传输线的插损有明显的改善（本发明的传输线结构的插损更接近0），且本发明的传输线结构的插损在90°相移频段附近变化更小（基本保持一恒定值），不随频率的增加而增大；本发明的传输线结构在90°相移附近频段相位变化明显慢于传统五阶集总结构人造传输线的相位变化，80°-100°相移工作带宽增加了66.7%，具有较明显的优势；本发明的传输线结构的反射系数相较于五阶集总结构人造传输线的反射系数也更小，且基本不受频率的影响。

本发明提供的宽带小型化四分之一波长传输线结构可以仅用一组电感和一组电容实现，结构简单，尺寸较小，较传统的五阶集总式传输线具有更大的工作带宽；较传统结构相位随频率变化速度更慢从而可以实现更宽带的四分之一波长传输线特性。上诉优势可以应用在大多数的传输线电路设计中，不仅为宽带四分之一波长传输线提供了解决方案，还能实现损耗的减小，尺寸的降低，能有效提高电路的性能，降低成本，可广泛应用于射频/微波/毫米波频段的无线通信系统当中。

实施例二

如图8所示，本实施例提供一种传输线结构1，与实施例一的不同之处在于，本实施例的传输线结构1包括至少两个传输线单元。

具体地，在本实施例中，设定三个传输线单元，分别记为第一传输线单元11a，第二传输线单元11b，第三传输线单元11c，各传输线单元的结构与实施例一中的传输线单元11结构相同，在此不一一赘述。

具体地，各传输线单元依次级联，且各传输线单元的特征阻抗相同。即所述第一传输线单元11a的正相输入端作为所述传输线结构1的正相输入端IP，所述第一传输线单元11a的反相输入端作为所述传输线结构1的反相输入端IN；所述第二传输线单元11b的正相输入端连接所述第一传输线单元11a的正相输出端，所述第二传输线单元11b的反相输入端连接所述第一传输线单元11a的反相输出端；所述第三传输线单元11c的正相输入端连接所述第二传输线单元11b的正相输出端，所述第三传输线单元11c的反相输入端连接所述第二传输线单元11b的反相输出端；所述第三传输线单元11c的正相输出端作为所述传输线结构1的正相输出端OP，所述第三传输线单元11c的反相输出端作为所述传输线结构1的反相输出端ON。

在实际上使用中可根据需要设定传输线单元的数量，不以本实施例为限。此外，各传输线单元的结构及所述传输线结构的设计原理参见实施例一，在此不一一赘述。

综上所述，本发明提供一种传输线结构及传输线设计方法，包括：一传输线单元，所述传输线单元包括第一电感、第二电感、第一电容及第二电容；其中，所述第一电感的一端作为所述传输线单元的正相输入端，另一端作为所述传输线单元的正相输出端；所述第二电感的一端作为所述传输线单元的反相输入端，另一端作为所述传输线单元的反相输出端；所述第一电容的一端连接所述传输线单元的正相输入端，另一端连接所述传输线单元的反相输出端；所述第二电容的一端连接所述传输线单元的反相输入端，另一端连接所述传输线单元的正相输出端。本发明的传输线结构在插损上呈现高通特性、具有更小的损耗并且插损随着频率增加变化不大；且随着频率增加相位变化变慢，从而可以实现更宽带的四分之一波长传输线特性。能有效拓宽基于四分之一波长传输线实现的功能器件（包括但不限于威尔金森功分器、四分之一波长阻抗变换器、微带环形电桥及支线型功分器）的应用范围。本发明的传输线结构通过一组电感和一组电容即可实现，结构简单、尺寸小、工作带宽宽。所以，本发明有效克服了现有技术中的种种缺点而具高度产业利用价值。

上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其功效，而非用于限制本发明。任何熟悉此技术的人士皆可在不违背本发明的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰或改变。因此，举凡所属技术领域中具有通常知识者在未脱离本发明所揭示的精神与技术思想下所完成的一切等效修饰或改变，仍应由本发明的权利要求所涵盖。

Claims (10)

1.一种传输线结构，其特征在于，所述传输线结构至少包括：

一传输线单元，所述传输线单元包括第一电感、第二电感、第一电容及第二电容；

其中，所述第一电感的一端作为所述传输线单元的正相输入端，另一端作为所述传输线单元的正相输出端；所述第二电感的一端作为所述传输线单元的反相输入端，另一端作为所述传输线单元的反相输出端；所述第一电容的一端连接所述传输线单元的正相输入端，另一端连接所述传输线单元的反相输出端；所述第二电容的一端连接所述传输线单元的反相输入端，另一端连接所述传输线单元的正相输出端。

2.根据权利要求1所述的传输线结构，其特征在于：所述第一电感与所述第二电感的感值相同。

3.根据权利要求1所述的传输线结构，其特征在于：所述第一电容与所述第二电容的容值相同。

4.根据权利要求1所述的传输线结构，其特征在于：所述传输线结构实现四分之一波长的传输线特性。

5.根据权利要求1-4任意一项所述的传输线结构，其特征在于：所述传输线结构由至少两个传输线单元组成，各传输线单元依次级联，且各传输线单元的特征阻抗相同。

6.一种传输线设计方法，其特征在于，所述传输线设计方法至少包括：

1）根据需要确定传输线结构的目标特征阻抗、目标相位及目标工作频率；

2）获取如权利要求1-5任意一项所述的传输线结构中各电感和各电容的初始值；

3）分别调整所述传输线结构中各电感和各电容的参数，以使得目标工作频率下所述传输线结构的特征阻抗达到目标特征阻抗、所述传输线结构的相位达到目标相位；此时所述传输线结构的各电感和各电容的参数为设计值；

4）获取具有设计值的各电感和各电容，并搭建所述传输线结构。

7.根据权利要求6所述的传输线设计方法，其特征在于：获取各电感和各电容的初始值的方法包括：

21a）基于所述传输线结构根据史密斯圆图得到具有目标特征阻抗特性时各电感的感值和各电容的容值；

22a）通过比例缩放各电感的感值和/或各电容的容值获取目标工作频率下所述传输线结构的相位；

23a）将各电感的感值作为对应电感的初始值，将各电容的容值作为对应电容的初始值。

8.根据权利要求6所述的传输线设计方法，其特征在于：当所述传输线结构中各电感的感值相同、各电容的容值相同时，获取各电感和各电容的初始值的方法包括：

21b）基于三阶低通滤波器设计原理计算所述三阶低通滤波器中电感的感值和电容的容值，使得所述三阶低通滤波器具有目标特征阻抗及目标工作频率下的相位；

22b）将所述三阶低通滤波器中电感的感值作为所述传输线结构中电感的初始值，将所述三阶低通滤波器中电容的容值作为所述传输线结构中电容的初始值。

9.根据权利要求6所述的传输线设计方法，其特征在于：步骤3）中调整各电感和各电容参数的方法包括：

31）根据史密斯圆图调整所述传输线结构中各电感的感值和/或各电容的容值，得到具有目标特征阻抗特性的所述传输线结构；

32）通过比例缩放所述电感的感值和/或所述电容的容值获取目标工作频率下的相位；

33）若所述传输线结构的特征阻抗达到目标特征阻抗，且所述传输线结构的相位达到目标相位，则完成参数调整；否则，返回步骤31）直至所述传输线结构的特征阻抗达到目标特征阻抗，且所述传输线结构的相位达到目标相位。

10.根据权利要求6-9任意一项所述的传输线设计方法，其特征在于：所述目标相位为90°±10°。

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