CN1150654C - 采用频率变换电感器和π电容器的窄带滤波器 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种使用依赖频率的L-C元件的超窄带滤波器。本发明使用一个对作为频率函数的电感数值具有正斜率K的频率依从L-C电路。正的K值元件实现一种很窄频带的滤波器。

Description

采用频率变换电感器和π电容器的窄带滤波器

技术领域

本发明一般涉及电信号的滤波器，尤其涉及使用依赖频率的L-C元件的窄带滤波器，尤其还涉及使用依赖频率的L-C元件并用超导材料构成的0.05％级超窄带滤波器。

背景技术

窄带滤波器专用于通信工业特别是用微波信号的蜂窝通信系统。通常，峰窝通信有两个或更多服务提供商工作在同一地区使用不同频段。在此情况下，一个提供商的信号必须不干扰其他提供商的信号。同时信号流在所分配的频率范围内应当具有很小的损耗。

此外在一个单独的提供商分得的频率内，要求系统能够处理多路信号。有几种系统可用，包括频分多址，时分多址，码分多址，及宽带CDMA(b-CDMA)。使用前两种多址方法的提供商需要有将他们所分得的频率划分成多个频段的滤波器。另一方面，码分多址工作者也可以从将频率范围划分为频段中获得好处。在这种情况下，滤波器的频宽越窄，就可以把通道放得越靠近。为此，以前的努力都用在制造很窄带通的滤波器，最好是具有小于0.05％的小数带宽。

对电信号滤波器的另外考虑是总尺寸。例如，随着蜂窝通信技术的发展，网孔的尺寸(例如说，其中仅有一个单独的基站工作的区域)将变得更小-也许仅覆盖一个小街区或一栋建筑物。其结果，基站提供商需要购买或租用建站的空间。每个站需要很多独立的滤波器，滤波器的尺寸，在这样的环境中变得越来越重要，因此要求将滤波器的尺寸减至最小，同时实现极窄小数带宽及高品质因素Q的滤波器。但是，过去有几种因素制约了减小滤波器大小的努力。

例如，在窄带滤波器的设计中，获得弱耦合就是一个复杂的课题。用微带结构的滤波器设计很容易制造的。然而，极窄带频宽的微带结构滤波器由于谐振器之间的耦合作为元件分离的函数衰减得很慢，而尚未实现。采用选择性耦合技术减小微带结构的小数带宽的尝试只取得有限的成功。最窄的采用微带结构的小数带宽现今报导的是0.6％。用元件分离实现弱耦合，由于滤波器的输入端向输出端的泄漏而受到带外抑制(称为微带电路的馈通电平)的极大限制。

可以考虑，对于极窄带宽滤波器的另外两条途径。首先，腔体滤波器可以采用。然而，这种滤波器通常都比较大。其次，条带线结构的滤波器可以采用，但这种器件常难以封装。因此，不管用这两种器件的哪一种，都不可避免地会增加系统的最终尺寸，复杂性以及工程造价。

因此，存在着对超窄带宽滤波器的需要，这种滤波器具有便于制造的优点，同时获得相当于对超窄小数带宽所必需的非常弱的耦合。这个目的可利用基于依赖频率的电感设计来达到等效的极弱耦合。

发明内容

本发明提供一种采用依赖频率的L-C元件的特窄带滤波器。发明利用一个依赖频率的L-C电路，它对作为频率的函数的电感具有正斜率K值。这个正K值使极窄带滤波器得以实现。虽然这个通信及蜂窄技术的例子在本文中得到了应用，但这类应用仅是可以使用发明原理的许多应用之一。因此，本发明不应被认为局限于所举的例子。

在优选滤波器实施例中，滤波器被设计得满足预定的传输响应S₂₁，它可表示为ABCD矩阵参数

$S_{21}=\frac{2\sqrt{Z_1{Z}_2}}{Z_{2}a+b+Z_1{Z}_{2}c+Z_{1}d}$

式中Z₁及Z₂是输入及输出阻抗，a及d是纯实数，而b及c是纯虚数。保持Lω²不变的频率变换可以被引入(下面将详细探讨)。于是，S₂₁分母中实数部分的a和d将保持不变。而且由于b和c中的jω导致的频率变换引起的变化足够小(在滤波器通带中心ω₀，它正好等于零)，则S₂₁中分母的虚数部分也将保持不变。因此，整个传输响应S₂₁在频率变换后将保持不变。

由于高温超导体的可用性，电路Q_s为40,000的滤波器现已有可能。本发明若实现高Q实施例，就能使过去不可能的超窄带滤波器成为可能。

本发明的各种特性，包括若干超过现有集总元件方法的优点。举个例子，本发明的方法提供了平面型集总电感器的很大等效值而又不要求薄膜交叠。它也可缩减滤波器的带宽而无需进一步减低弱耦合。第三，在电路特性同样的情况下，比常规集总电路节省了很多芯片面积。

那些熟悉这一技术的人员也将认识到，本发明在窄带电路中有广泛的应用。例如，本发明可用来实现极窄带滤波器，用于为窄频带应用如阻塞高频信号的DC偏置电感器，实现大有效电感值，实现具有更小面积的集总元件电路，给带通及低通滤波器引入附加的电极；可用于其它高Q电路例如超导应用。

所以，根据本发明的一个方面，就是提供使用频率变换的窄带滤波装置，包括(a)一个电容元件及(b)一个具有有效电感值并可与所述电容元件连接工作的电感元件，其中所说有效电感值作为频率的函数增加。

根据本发明的另一方面，提供了一种带通滤波器，包括：多个L-C滤波器元件，每个所说的L-C滤波器元件包括一个电感器，(所说的电感器具有初始及有效的电感值)及一个与所说电感器并联的电容器，这里所说的每个L-C滤波器元件的有效电感值大于所说电感器的所说初始电感值，并且随频率的增加而增加；而多个π电容元件则插在所说的L-C滤波器元件之间，这样就形成了一个集总滤波器。

根据本发明的另一个方面，提供了一种具有一个或一个以上π-电容器元件的滤波器装置，该滤波器装置具有一个电感量，包括：

a.一个电容元件；

b.具有一个初始电感量的一个电感元件，它并联连接到所说电容器，其中所说电容元件与所说电感元件的组合提供了一个大于所说初始电感量的有效电感量，且所述有效电感量随所述滤波器所接收的一个电信号的频率分量的频率的相应增加而增加；以及

c.其中所说电容元件与所说电感元件的组合连接到一个或一个以上的π-电容器元件。

根据本发明的另一个方面，提供了一种带通滤波器，包括：

a.多个频率可变的电感器，用于接收具有频率成分的电信号，每个频率可变的电感器包括：

(i)具有一个初始电感量的相应电感元件；以及

(ii)由叉指形指状条带与所述电感元件并联组成的相应电容元件，其中所说相应电感元件和所说相应电容元件相组合提供了一个有效电感L′，且L′为：

L′＝(L₀)/(1-ω²L₀C)

式中L₀是所述初始电感，ω是信号的频率，c是所说的频率可变电感器的所说相应电容元件的电容量。

b.多个π-电容元件分别插在所说频率可变电感器之间，由此实现一种集总元件滤波器。

为了更好地理解本发明，通过应用本发明所获得的优点和目的，应参考构成本文又一部分的附图，以及所附叙述内容，其中举例说明并叙述了本发明的优选实施例。

附图说明

在附图中，那些相同的标号和字母表示全体几个图中相应元件。

图1示出几阶集总元件带通滤波器的电路模型，示出将全部电感器变换成同一电感值的管状结构。

图2a表示图1滤波器的5阶实施例的传输响应的图解说明，其中曲线a是原始滤波器的响应而曲线b是图1中的所有电感器被依赖频率的值，如L’＝L+K(f-f₀)所代替后的滤波器响应。

图2b是图1滤波器响应的反射的图解说明。

图3是频率依从电感器构造布局的一个例子。

图4说明使用一种实施本发明原理的优化结构设计的带通滤波器布局。

图5a说明图4所示的0.05％带宽滤波器的电磁模拟曲线。

图5b说明ω’域内0.28％滤波器与ω域内的1％滤波器之间的车比雪夫响应例子的偏差曲线。

图6说明依照本发明原理构造的二极滤波器。

具体实施方式

本发明的原理应用于电信号的滤波。可以被用来实现发明的优选装置和方法，包括使用频率依从L-C元件和电感量对频率的正斜率。也就是说，有效电感随频率之增加而增加，熟悉这一技术的那些人员将认识到，在通常实现电感的传输线内，电感斜率K由于对地电容而具有负值。

正如上面指出的，本发明的一个优先用途是通信系统，更具体地说，是蜂窝通信系统。但是，这种用途仅只是说明一种手段，借助这个手段可以使用根据本发明的原理构造出滤波器。

本发明的详细说明现在将推迟到简单讨论其工作原理之后。

为了更清楚地描述本发明，首先参照图1，其中示出了管状集总元件带通滤波器电路10。在这个集总元件电路10中所有电感器11均变换为同一个电感值L。在相邻电感器11之间插入一个π电容器网络12。相同的π电容器网络13也被用在输入端及输出端以区配相称的电路输入和输出阻抗。对于n极带通滤波器，有n个相同的电感器11及n+1个不同的π电容器网络12，13。

电路的总传输响应S₂₁可以在每个单独元件的ABCD矩阵的乘积之后跟着将总的ABCD矩阵转换为散射的S-矩阵而计算出来。

首先，假设每个电感器的ABCD矩阵为A_L，而π电容网络的矩阵为A_πi其中i＝1，2，3，4，…n+1，则：

$A_L=\left[\begin{array}{cc}1& \mathrm{j\ωL}\\ 0& 1\end{array}\right]----\left(1\right)$

$A_{\mathrm{\πi}}=\begin{array}{}\end{array}\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ \mathrm{j\ω}{C}_{g1,t}& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}1& \frac{1}{j{\mathrm{\ωC}}_{c,t}}\\ 0& 1\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}1& 0\\ j{\mathrm{\ωC}}_{g\mathrm{2,1}}& 1\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}1+\frac{C_{g2,i}}{C_{c,t}}& \frac{1}{j{\mathrm{\ωC}}_{c,t}}\\ \mathrm{j\ω}\frac{(C_{c,i}{C}_{g1,i}+C_{c,i}{C}_{g2,i})}{C_{c,i}}& 1+\frac{C_{g1,i}}{C_{c,i}}\end{array}\right]----\left(2\right)$

式中i是第i个π电容器网络的号数。i＝1，2，3…，n+1，C_ci是耦合电容器，C_g1i及C_g2i是用于同一个第iπ电容器网络的接地电容器

滤波器电路的总ABCD矩阵，则是

$A=A_{\mathrm{\π}1}{A}_L{A}_{\mathrm{\π}2}...A_L{A}_{\mathrm{\π},i+1}...A_L{A}_{\mathrm{\π},n+1}=\left[\begin{array}{cc}a& b\\ c& d\end{array}\right]----\left(3\right)$

显然，单极滤波器的ABCD-矩阵是：

$A_1=A_{\mathrm{\π}1}{A}_L{A}_{\mathrm{\π}2}=\left[\begin{array}{cc}{a}_1& \frac{{\mathrm{jb}}_1}{\mathrm{\ω}}\\ {\mathrm{j\ωc}}_1& d_1\end{array}\right]----\left(3a\right)$

$a_1=(1+\frac{C_{g\mathrm{2,1}}}{C_{c,1}})(1+\frac{C_{g\mathrm{2,2}}}{C_{c,2}}+\frac{(C_{g\mathrm{1,2}}{C}_{c,2}+C_{g\mathrm{1,2}}{C}_{g\mathrm{2,2}}+C_{c,.2}{C}_{g\mathrm{2,2}})}{C_{c,1}{C}_{c,2}})[1-(C_{c,1}+C_{g,\mathrm{2,1}}){\mathrm{Lw}}^2]$

$b_1=\frac{(1+\frac{C_{g\mathrm{1,2}}}{C_{c,2}})[-1+C_{c,1}+C_{g\mathrm{2,1}}){\mathrm{L\ω}}^2]}{C_{c,1}}-\frac{(1+\frac{C_{g\mathrm{2,1}}}{C_{c,1}})}{C_{c,2}}$

$C_1=\frac{(C_{g\mathrm{1,1}}{C}_{c,1}+C_{g1,1}{C}_{g\mathrm{2,1}}+C_{c,1}{C}_{g2,1})(1+\frac{C_{g\mathrm{2,2}}}{C_{c,2}})}{C_{c,1}}$

$+\frac{(C_{g\mathrm{1,2}}{C}_{c,2}+C_{g\mathrm{2,2}}+C_{c,2}{C}_{g2,1})}{C_{c,2}}[1+\frac{C_{g\mathrm{1,1}}}{C_{c,1}}-\frac{(C_{g\mathrm{1,1}}{C}_{c,1}+C_{g\mathrm{1,1}}{C}_{g\mathrm{2,1}}+C_{c,1}{C}_{g\mathrm{2,2}})}{C_{c,1}}{\mathrm{L\ω}}^2]$

$d_1=\frac{(C_{g\mathrm{1,1}}{C}_{c,1}+C_{g\mathrm{1,1}}{C}_{g\mathrm{2,1}}+C_{c,1}{C}_{g\mathrm{2,1}})}{C_{c,1}{C}_{c,2}}+(1-\frac{C_{g\mathrm{1,2}}}{C_{c,2}})[1-\frac{C_{g\mathrm{1,1}}}{C_{c,2}}-\frac{(C_{g\mathrm{1,1}}{C}_{c,1}+C_{g\mathrm{2,1}}+C_{c,1}{C}_{g\mathrm{2,1}})}{C_{c,1}}{\mathrm{L\ω}}^2]$

二极滤波器的ABCD矩阵是A₂＝A₁A₂A_π3＝A₁A_LC，它是单极ABCD矩阵与电感器和π-电容器的ABCD矩阵A_LC的乘积。后者可以表示为：

$A_{\mathrm{LC}}=A_L{A}_{\mathrm{\Π}3}=\left[\begin{array}{cc}{a}_{\mathrm{LC}}& \frac{{\mathrm{jb}}_{\mathrm{LC}}}{\mathrm{\ω}}\\ j{\mathrm{\ωc}}_{\mathrm{LC}}& d_{\mathrm{LC}}\end{array}\right]$

$a_{\mathrm{LC}}=1+\frac{C_{g\mathrm{2,3}}}{C_{c,3}}-\frac{(C_{g\mathrm{1,3}}{C}_{c,3}+C_{g\mathrm{1,3}}{C}_{g\mathrm{2,3}}+C_{c,3}{C}_{g\mathrm{2,3}}){\mathrm{L\ω}}^2}{C_{c,3}}$

$b_{\mathrm{LC}}=\frac{[-1+\left(C_{g\mathrm{1,3}}{C}_{c,3}\right){\mathrm{L\ω}}^2]}{C_{c,3}}---\left(3b\right)$

$c_{\mathrm{LC}}=\frac{(C_{g\mathrm{1,3}}{C}_{c,3}+C_{g\mathrm{1,3}}{C}_{g\mathrm{2,3}}+C_{c,3}{C}_{g\mathrm{2,3}})}{C_{c,3}}$

$d_{\mathrm{LC}}=1-\frac{C_{g\mathrm{1,3}}}{C_{c,3}}$

注意a₁，b₁，c₁，d₁及a_LC，b_LC，C_LC，d_LC只是Lω²的函数，可以断定最终二极ABCD-矩阵A₂也将具有(3a)的形式。而且任何i-极滤波器的ABCD-矩阵均可表示为(i-1)极ABCD-矩阵与电感器和π-电容器的ABCD-矩阵A_LC的乘积。综合以上分析，就能证明(3)中的总ABCD矩阵的矩阵元素a，b，c，d有下列形式：

a＝a₀+a₁(Lω²)+a²(Lω²)²+......+a_n(Lω²)ⁿ

$b=\frac{1}{\mathrm{j\ω}}[b_0+b_1\left({\mathrm{L\ω}}^2\right)+b_2{\left({\mathrm{L\ω}}^2\right)}^2+\…\…b_n{\left({\mathrm{L\ω}}^2\right)}^n]----\left(4\right)$

C＝jω[C₀+C₁(Lω²)+C₂(Lω²)²+......+C_n(Lω²)ⁿ]

d＝d₀+d₁(Lω²)+d₂(Lω²)²+......d_n(Lω²)ⁿ

式中所有的系数a_i，b_i，c_i，d_i i＝0，1，2，3，……n，都是实数，且仅为电容量的函数，而且表示式Lω²由是一个公共变数。

S-矩阵可以从上面ABCD-矩阵中算出。令输入和输出阻抗为Z₁及Z₂，则滤波器的频率响应S₂₁则为：

$S_{21}=\frac{2\sqrt{Z_1{Z}_2}}{Z_{2}a+b+Z_1{Z}_{2}c+Z_{1}d}------\left(5\right)$

式中a及d是纯实数，而b及c是纯虚数。

从方程式(4)及(5)可以估量出，如果保持Lω²不变的频率变换可以被使用，则构成S₂₁中分母实数部分的a及d将不变。而且，如果由于b和c中的jω部分导致的频率变换造成的变化足够小的话，则S₂₁分母的虚数部分也将不变。必须注意，在滤波器通带中心ω₀的频率变换因子是一个(1)。所以滤波器的传输响应S₂₁在加上频率变换后将不变。S₂₁分母中的虚数部分的不变性将在本节的下面讨论。

频率变换引入依赖频率的电感L’(ω)去代替未变换电感L。L’(ω)被选得等于滤波器通带中心的L，即L’(ω₀)＝L。因为S₂₁不因频率变换而改变，L’(ω)调节频率ω使得当其斜率为正时滤波器带宽变窄，当斜率的为负时，变宽。这种形式的带宽变换是很有用的。特别是对具有高电路Q的电路中的极窄带滤波器很有用，过去很难以达到的弱耦合，阻碍了超窄带通滤波器的实现。

为了进行这种变换，定义另一个领域ω’，如下：

L′(ω)ω²＝Lω′²                           (6)

$\mathrm{or}{\mathrm{\ω}}^{\′}=\sqrt{\frac{L^{\′}\left(\mathrm{\ω}\right)}{L}}\mathrm{\ω}--------\left(7\right)$

变换方程式(7)保证了用ω’标出的滤波器响应函数S₂₁和实行变换之前用ω标出的原响应函数相比，没有变化。

为了计算滤波器在变换之后的实际带宽，取方程(7)的导数，得：

${\mathrm{d\ω}}^{\′}=d\left(\sqrt{\frac{L^{\′}\left(\mathrm{\ω}\right)}{L}}\mathrm{\ω}\right)=\sqrt{\frac{L^{\′}\left(\mathrm{\ω}\right)}{L}}\mathrm{d\ω}+\mathrm{\ωd}\left(\sqrt{\frac{L^{\′}\left(\mathrm{\ω}\right)}{L}}\right)$

$=[\sqrt{\frac{L^{\′}\left(\mathrm{\ω}\right)}{L}}+\frac{\mathrm{\ω}}{L}\sqrt{\frac{L}{L^{\′}\left(\mathrm{\ω}\right)}}\frac{{\mathrm{dL}}^{\′}\left(\mathrm{\ω}\right)}{\mathrm{d\ω}}]\mathrm{d\ω}$

使用L’(ω)＝L，则带宽关系式为

${\mathrm{\Δ\ω}}^{\′}=[1+\frac{{\mathrm{\ω}}_0}{L}\frac{{\mathrm{dL}}^{\′}\left(\mathrm{\ω}\right)}{\mathrm{d\ω}}{|}_{{\mathrm{\ω}}_0}]\mathrm{\Δ\ω}$

式中Δω’是在ω’域的带宽(由于响应函数的不受性，它也是变换之前的原滤波器的带宽Δω₀而Δω则是在变换之后的新的真实带宽。于是，算出变换后的新带宽为：

$\frac{\mathrm{\Δ\ω}}{{\mathrm{\ω}}_0}=\frac{1}{1+\frac{{\mathrm{\ω}}_0}{L}\frac{{\mathrm{dL}}^{\′}\left(\mathrm{\ω}\right)}{\mathrm{d\ω}}{|}_{{\mathrm{\ω}}_0}}\frac{\mathrm{\Δ\ω}}{{\mathrm{\ω}}_0}----\left(8\right)$

方程式(8)示出滤波器带宽被一个因子变换：

${[1+\frac{{\mathrm{\ω}}_0}{L}\frac{{\mathrm{dL}}^{\′}\left(\mathrm{\ω}\right)}{\mathrm{d\ω}}{|}_{{\mathrm{\ω}}_0}]}^{-1\·}$

要证明由于频率变换导致b及c的jω项改变小到足可忽略，定义出下列各项：

B＝[b₀+b₁(Lω²)+b₂(Lω²)²+......+b_n(Lω²)ⁿ]

                                                       (9)

C＝[C₀+C₁(Lω²)+C₂(Lω²)²+......+C_n(Lω²)ⁿ]

其结果是：

$b=\frac{1}{\mathrm{j\ω}}B\left(\mathrm{\ω}\right)=\sqrt{\frac{L^{\′}\left(\mathrm{\ω}\right)}{L}}\frac{1}{{\mathrm{j\ω}}^{\′}}B\left({\mathrm{\ω}}^{\′}\right)----\left(10\right)$

$C=\mathrm{j\ωc}\left(\mathrm{\ω}\right)=\sqrt{\frac{L}{L^{\′}\left(\mathrm{\ω}\right)}}j{\mathrm{\ω}}^{\′}C\left({\mathrm{\ω}}^{\′}\right)$

用窄带近似值，L’(ω)取形式L’(ω)＝L〔1+K(ω-ω₀)〕其中K是非常小的频率系数，|K(ω-ω₀)|＜＜1。所以下面近似可以成立：

$b\≈[1+\frac{k}{2}\left(\mathrm{\ω}{-\mathrm{\ω}}_0\right)]\frac{1}{j{\mathrm{\ω}}^{\′}}B\left({\mathrm{\ω}}^{\′}\right)----\left(11\right)$

$c\≈[1-\frac{k}{2}\left(\mathrm{\ω}{-\mathrm{\ω}}_0\right)]j{\mathrm{\ω}}^{\′}C\left({\mathrm{\ω}}^{\′}\right)$

因而方程(5)分母里的虚数部分是：

$b\left(\mathrm{\ω}\right)+Z_1{Z}_{2}c\left(\mathrm{\ω}\right)$

$=[1+\frac{k}{2}\left(\mathrm{\ω}{-\mathrm{\ω}}_0\right)]\frac{1}{j{\mathrm{\ω}}^{\′}}B\left({\mathrm{\ω}}^{\′}\right)+Z_1{Z}_2[1-\frac{k}{2}(\mathrm{\ω}-{\mathrm{\ω}}_0)]j{\mathrm{\ω}}^{\′}C\left({\mathrm{\ω}}^{\′}\right)$

$=\frac{1}{j{\mathrm{\ω}}^{\′}}B\left({\mathrm{\ω}}^{\′}\right)+Z_1{Z}_{2}j{\mathrm{\ω}}^{\′}C\left({\mathrm{\ω}}^{\′}\right)+\frac{k}{2}(\mathrm{\ω}-{\mathrm{\ω}}_0)[\frac{1}{j{\mathrm{\ω}}^{\′}}B\left({\mathrm{\ω}}^{\′}\right)-Z_1\mathrm{Zj}{\mathrm{\ω}}^{\′}C\left({\mathrm{\ω}}^{\′}\right)]$

$=b\left({\mathrm{\ω}}^{\′}\right)+Z_1{Z}_{2}c\left({\mathrm{\ω}}^{\′}\right)+\frac{k}{2}(\mathrm{\ω}-{\mathrm{\ω}}_0)[\frac{1}{j{\mathrm{\ω}}^{\′}}B\left({\mathrm{\ω}}^{\′}\right)-Z_1\mathrm{Zj}{\mathrm{\ω}}^{\′}C\left({\mathrm{\ω}}^{\′}\right)]$

$\&ap;b\left({\mathrm{\&omega;}}^{\&prime;}\right)+Z_1{Z}_{2}c\left({\mathrm{\&omega;}}^{\&prime;}\right),\mathrm{where}\left|k(\mathrm{\&omega;}-{\mathrm{\&omega;}}_0)\right|<<1.$

从表示式L’-L〔1+K(ω-ω₀)〕中可以看出，在K值为正的场合，若ω＞ω₀电感L’大于L，若ω＜ω₀，则小于L。这一变换将上下3db的频点移向通带中心，从而减少了滤波器的带宽。这是一个普遍的设计规则，可应用于任何形式的滤波器。例如集总元件及空腔滤波器的设计。

下面叙述一个说明本发明的频率变换概念的电路例子。所要的滤波器的详细说明如下：一个中心频率为f₀＝900兆赫的5极微带滤波器，小数带宽ω＝0.28％，通带波纹L_r＝0.05dB。

假如考虑车比雪夫响应，这个滤波器需要一个-51.1dB的最弱耦合。这个耦合电平用微带结构是难以达到的，因为谐振器之间的绝缘通常都不好。滤波器谐振元件需要放得较开，以获得弱耦合电平。因为即使较窄带宽的滤波器例如0.05％，是弱耦合必须只有-66.1dB。这在事实上不大可能使用普通的耦合方案并用微带形式制造出一个0.05％滤波器，因为典型的2英寸滤波器的馈通刚接近-60dB。

但是，如果考虑一个类似的滤波器，其规格除了分数带宽现在用10％代替0.28％以外完全一样，则这个1％滤波器将需要-40dB的最弱耦合，这可用微带形式达到。从这个1％滤波器设计开始并使用如图1所示的管状布局结构，随后使用依赖频率的电感器L’(ω)代入所设计的电路中就得到一个具0.28％估计带宽的新型滤波器。

这1％滤波器的传输及反射损耗响应以曲线a示于图2a及2b中。在图2a及2b中还示出了频率变换以后的滤波器响应曲线b，其电感值为L’(ω)＝L〔1+K(ω-ω₀)〕，这里K＝9.085×10^-4/MHz及L＝17.52nH。

这些响应曲线说明车比雪夫近似值保持不变，而滤波器的带宽则通过频率变换而从1％降到0.28％，它正好是利用所提供的K及L值从方程8计算出来的数值。

在ω’域的这0.28％已变换滤波器及ω域的原1％滤波器之间的传输响应的偏差被计算出来并绘于图5b。在通带之内，对原车比雪夫函数形成的最大偏差小于0.02dB而通带的最大偏差在40dB衰减时小于0.2dB。这说明即使在带宽减小4倍以后，车比雪夫函数也可以很好地保持不变。

本发明中一个重要概念是控制作为频率的函数的电感值的斜率，在电感器的普通传输线实现中，因为有对地的电容而具有一个负值。为了获得使带宽变向较窄一侧的正的K值，需要将其它的L(f)机制引入电路中。

一个具有正K的L(f)的简单实现可用一个电容器c与一个电感器L₀并联。由合成阻抗Z_e4得到：

$\frac{1}{\mathrm{Zeq}}=\frac{1}{\mathrm{j\&omega;}{L}_0}+\mathrm{j\&omega;C}$

          Zeq＝jωL′

在低端的等效电感可以计算出来：

${\mathrm{\&omega;}}^{\&prime;}=\frac{1}{\sqrt{L_{0}C}}----\left(12\right)$

$L^{\&prime;}=\frac{L_0}{1-{\mathrm{\&omega;}}^2{L}_{0}C}$

$\&ap;L_0(1+{\mathrm{\&omega;}}^2{L}_{0}C)----\left(13\right)$

$\&ap;L_0(1+{\mathrm{\&omega;}}_0^2{L}_{0}C)+{2\mathrm{\&omega;}}_0{L}_0^{2}C(\mathrm{\&omega;}-{\mathrm{\&omega;}}_0)$

式中L₀是电感器的初始电感量，而c是与电感器并联的电容器的串接电容量。斜率参量K＝4πω₀L₀ ²C具有一个正值。并联的L-C元件可以很容易地用电感器的半环与叉指式电容器并联来实现，如图3所示。5阶集总元件滤波器设计就使用了这一方法布局，它具有0.28％带宽，示于图4。正像从方程(13)可以看出的一样，L’的有效电感量远大于原并联电感器L的电感量。正是这个较大的有效电感量及此值的频率-依从性，使实现极窄带滤波器成为可能。

图6说明了用实验的方法对根据本发明原理建造的2极滤波器测量取得的实际测试数据。图3说明用于本发明的优选实施例中的叉指式电感器20。如图3所示，一个电容元件由并联连接到所述电感元件的叉指形指状条带构成。图6所示的测试数据就使用了以这样方式建造的电感器。此外，图4说明了五极器件25，它包括n(例如五)个电感器元件20及n+1(例如六)个π-电容器元件21。图6说明的测试数据使用了类似于在图4中的5极布局的2极布局。

本发明的滤波器器件最好用能够产生高电路Q滤波器的材料来做，最好是电路Q至少10,000或至少电路Q在40,000以上更好。超导材料适合于高Q电路。超导体包括某些金属及金属合金，如铌及某些钙钛矿氧化物如YB_a2C_a3O_7-δ(YBCO)。在基底上淀积超导体并制造器件的方法，在技术方面已经知道，它很类似于在半导体工业中所用的方法。

在钙钛矿类高温氧化物超导体情况下，淀积可以用任何已知的方法，包括溅射，激光剥离，化学淀积，或并合蒸发。基底最好是与超导体晶格匹配的单晶材料。在氧化物超导体与基底之间可以用中间缓冲层以改善薄膜的质量。这种缓冲层的工艺在这个技术中是知道的。例如，在为Newman等人发布的美国专利No.5,132,282中就作了叙述。这里引用在本文中作为参考。适合用作氧化物超导体的绝缘基底的有蓝宝石(单晶氧化铝Al₂O₃)及铝酸镧(LaAlO₃)。

不用说，虽然本发明的很多特性和优点已经在前面的叙述中与发明的详细结构和功能一起摆出来了。但是，说明仅仅是作为例证并且可在细节上改变。另外在熟悉这一技术的人员的知识范围内，其它修改和代替都是好事情，并且都被包括在所附权利要求书的更广泛范围之中。

Claims (14)

1.一种具有一个或一个以上π-电容器元件的滤波器装置，该滤波器装置具有一个电感量，包括：

a.一个电容元件；

b.具有一个初始电感量的一个电感元件，它并联连接到所说电容器，其中所说电容元件与所说电感元件的组合提供了一个大于所说初始电感量的有效电感量，且所述有效电感量随所述滤波器所接收的一个电信号的频率分量的频率的相应增加而增加；以及

c.其中所说电容元件与所说电感元件的组合连接到一个或一个以上的π-电容器元件。

2.权利要求1的滤波器装置，其中所说电容元件及所说电感元件组成一个集总元件器件。

3.权利要求1的滤波器装置，其中所说电容元件及所说电感元件每一个都由电介质基底第一侧的相应导电材料组成。

4.权利要求3的滤波器装置，其中所说的基底由铝酸镧或蓝宝石制成。

5.权利要求1的滤波器装置，其中所说的电感元件及所说的电容元件均由超导元件组成。

6.权利要求5的滤波器装置，其中所说超导元件是铌超导体。

7.权利要求5的滤波器装置，其中所说的超导元件是一种氧化物超导体。

8.权利要求7的滤波器装置，其中所说的氧化物超导体是YBCO。

9.权利要求1的滤波器装置，其中滤波器元件的特征在于有一个至少为10,000的电路Q。

10.权利要求9的滤波器装置，其中滤波器元件的特征在于具有一个至少为40,000的电路Q。

11.权利要求2的滤波器装置，其中所说的电容元件由叉指环指状条带与所说的电感元件并联组成。

12.权利要求1的滤波器装置，其中所说的有效电感量是L′，且L′为：

L′＝(L₀)/(1-ω²L₀C)

式中L₀是初始电感量，ω是信号的频率，c是所说电容元件的电容量。

13.一种带通滤波器，包括：

a.多个频率可变的电感器，用于接收具有频率成分的电信号，每个频率可变的电感器包括：

(i)具有一个初始电感量的相应电感元件；以及

(ii)由叉指形指状条带与所述电感元件并联组成的相应电容元件，其中所说相应电感元件和所说相应电容元件相组合提供了一个有效电感L′，且L′为：

L′＝(L₀)/(1-ω²L₀C)

式中L₀是所述初始电感，ω是信号的频率，c是所说的频率可变电感器的所说相应电容元件的电容量，

b.多个π-电容元件分别插在所说频率可变电感器之间，由此实现一种集总元件滤波器。

14.权利要求13的带通滤波器，其中所说的基底由铝酸镧或蓝宝石组成，其中所说的频率可变电感器及所说的π-电容元件，是用铌或氧化物制成的超导体，并且其中滤波器的特征在于具有至少40,000的电路Q。

Images