CN114545123A - 一种提高大功率直流电子负载动态性能的控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种提高大功率直流电子负载动态性能的控制方法，所述直流电子负载包括PWM整流电路和BUCK电路，BUCK电路并联在PWM整流电路的输出端；在载波相邻顶点分别设置中断点A、C、E、G，以中断点A之后的第一个载波底点为起始的相邻载波底点分别设置更新点B、D、F、H、J；在中断点A时刻前，控制方式为输出电流PI控制，中断点A时刻后，控制方式切入到感流预测控制，直流电子负载将负载电流从0安培调节到指令电流，负载电流到达指令电流且稳定若干个周波后，控制方式由感流预测控制切回输出电流PI控制；本发明的优点在于：能够得到较高的负载电流动态性能，从而有助于拓展直流电子负载的应用领域。

Description

一种提高大功率直流电子负载动态性能的控制方法

技术领域

本发明涉及测试装备领域，更具体涉及一种提高大功率直流电子负载动态性能的控制方法。

背景技术

直流电子负载本质是一种能实现直流电流闭环控制的电力电子装置，相比较于传统的电阻等耗能型负载，直流电子负载在具有恒流、恒阻、恒功率等灵活应用的同时，可将能量回馈电网，节能环保。在有电池包充放电设备、半导体器件测试系统、燃料电池特性负载模拟、光伏阵列模拟电源等应用的场合，具有越来越重要的应用需求。

高动态性能、高稳态精度是直流电子负载的核心指标。提高硬件的采样分辨率、对负载电流进行PI闭环控制等方式，可以实现直流电子负载高稳态精度指标。但高动态性和高稳态性往往难以同时实现，高精度采样芯片的采样速率较慢，负载电流PI控制是以电流误差为输入量，也会带来电流响应慢等结果。因此在不降低稳态精度的情况下，提高负载电流的动态指标就显得尤为必要，可以大大拓展直流电子负载的应用领域。

现有技术直流电子负载具有模拟和数字两种实现方式：模拟方式动态指标可以保证，但一般功率不大，且价格高昂；数字方式为满足高动态性指标需要高开关频率的功率器件，MOSFET、SIC的快速器件开关频率高，但过电流能力小且价格昂贵。IGBT过电流能力强，但是开关频率低，常规的PI控制难以满足指标要求。另外，为了满足大功率测试，需要采用并管或并机的方式来实现模拟，这又带来控制复杂、稳定性不高、成本高昂。因此如何得到较高的负载电流动态性能，是直流电子负载面临的新的挑战。

中国专利公开号CN 111327300 A，公开了一种大功率交直流一体化电子负载系统及其控制方法，包括若干个PWM控制桥、减法模块、调制波控制模块、三角载波生成模块和比较模块，每一PWM控制桥之间相互独立，减法模块与调制波控制模块电信号连接，三角载波生成模块和调制波控制模块均与比较模块电信号连接，通过利用PWM控制技术中的波形生成方式和多重化叠加技术中的波形迭代结构产生相移式的PWM波形，进而达到不提高单组开关频率和保持主电路拓扑结构的前提下获得高的等效开关频率，减小系统输出波形中的谐波含量。很好地避免功率场效应管实现的电子负载在负载特性要求多变且功率较大时，极易产生自振荡，不利于运行，且存在功率电流纹波大、功率管发热严重等问题。但是该专利申请并不涉及直流电子负载的负载电流动态性能相关研究，无法得到较高的负载电流动态性能。

发明内容

本发明所要解决的技术问题在于现有技术直流电子负载的控制方法无法得到较高的负载电流动态性能，从而难以拓展直流电子负载的应用领域。

本发明通过以下技术手段实现解决上述技术问题的：一种提高大功率直流电子负载动态性能的控制方法，所述直流电子负载包括PWM整流电路和BUCK电路，所述BUCK电路包括串联的开关管S1、开关管S2，BUCK电路并联在PWM整流电路的输出端；PWM载波配置成增减计数，PWM中断方式配置位顶部中断，PWM波更新方式配置位底部更新，BUCK电路开关管S1、S2配置为占空比互补模式，PWM配置为对称发波，在载波相邻顶点分别设置中断点A、C、E、G，以中断点A之后的第一个载波底点为起始的相邻载波底点分别设置更新点B、D、F、H、J；在中断点A时刻前，BUCK电路的感流平均值为0安培，控制方式为输出电流PI控制，中断点A时刻后，BUCK电路收到指令电流，控制方式切入到感流预测控制，直流电子负载将负载电流从0安培调节到指令电流，负载电流到达指令电流且稳定若干个周波后，控制方式由感流预测控制切回输出电流PI控制；所述感流预测控制包括四种情形：在PWM中断点A时刻，计算下周期BD的占空比；在中断点C时刻，计算下周期DF占空比；在中断点E时刻，计算下周期FH占空比；在中断点G时刻预测下周期HJ占空比，根据占空比控制开关管S1、S2的导通时间；所述指令电流为负值，表示电流从外部指向内部。

本发明通过感流预测控制，使得直流电子负载的负载电流快速从0安培调节到指令电流，实现负载电流的快速响应，给出了每种情形对应的感流预测方法，采用感流预测控制、负载电流PI控制相结合，分别满足负载电流的动态、稳态指标，能够得到较高的负载电流动态性能，从而能够进一步拓展直流电子负载的应用领域。

进一步地，所述BUCK电路包括开关管S1、开关管S2、电容C1、电感L及电容C，电容C1并联在PWM整流电路的输出端，开关管S1和开关管S2串联连接之后并联在电容C1的两端，电感L的一端及电容C的一端分别接在开关管S2的集电极和发射极，电感L的另一端与电容C的另一端连接。

进一步地，所述开关管S1、开关管S2均为IGBT管。

更进一步地，所述开关管S1导通也即开关管S2分断时，感流IL上升，开关管S1分断也即开关管S2导通时，感流IL下降，所述感流IL为每个中断点处DSP采样得到的电感电流平均值。

更进一步地，所述开关管S1当前周期导通时间为Ton，开关管S1当前时刻分断时间为Toff，开关周期为Ts，则Ts＝Ton+Toff。

更进一步地，所述开关管S1导通时上升感流变化量为ΔIL2，开关管S1分断时下降感流变化量为ΔIL1，感流平衡时一个开关周期内ΔIL1＝ΔIL2，ΔIL1＝UoToff/L，ΔIL2＝(Ud-Uo)Ton/L，其中，Uo为外部电压，L为滤波电感感流，Ud为BUCK电路母线电压。

更进一步地，所述在PWM中断点A时刻，计算下周期BD的占空比，包括：

中断点A时刻预测B时刻的感流为Ib，则Ib＝IL+0.5ΔIL2-0.5ΔIL1；

假设下周期BD内开关管S1全分断，A时刻预测1.5周期后即D时刻对应的电感电流为Id，则Id＝Ib-UoTs/L；

如果Ib>Iref，Iref为指令电流，即Ib没有到达指令电流幅值，则下周期开关管S1导通时间Ton’＝0也即开关管S2全通。

更进一步地，所述在中断点C时刻，计算下周期DF占空比，包括：

C时刻预测D时刻的感流为Id，则Id＝IL-0.5UoTs/L；

假设下周期DF内开关管S1全分断，C时刻预测1.5周期后即F时刻对应的电感电流为If，则If＝Id-UoTs/L；

如果If>Iref，即If仍没有到达指令电流幅值，则下周期开关管S1导通时间Ton’＝0也即开关管S2全通。

更进一步地，所述在中断点E时刻，计算下周期FH占空比，包括：

E时刻预测F时刻的感流为If，则If＝IL-0.5UoTs/L；

假设下周期FH内开关管S1全分断，时刻E预测1.5周期后即时刻H对应的电感电流为Ih，则Ih＝If-UoTs/L；

如果Ih≤Iref，即Ih到达并超过指令电流幅值，则下周期FH内的开关管S1占空比非0，则S1导通时间Ton’＝UoTs/Ud。

更进一步地，所述在中断点G时刻预测下周期HJ占空比，包括：

G时刻预测H时刻的感流为Ih，则Ih＝IL+0.5ΔIL2-0.5ΔIL1；

假设HJ周期内开关管S1全分断，G时刻预测1.5周期后即J时刻对应的电感电流为Ij，则Ij＝Ih-UoTs/L；

如果Ij≤Iref，即预计J时刻电流超指令值，HJ周期占空比非0，设时刻I对应的感流为Ii，满足Ii＝Iref；

设HJ周期内开关管S1预计导通时间为Ton’，预计分断时间为Toff’，则ΔIL1’＝UoToff’/L，ΔIL2’＝(Ud-Uo)Ton’/L，则时刻I对应的预测电流Ii＝Ih-0.5ΔIL1’+0.5ΔIL2’；

由上述两步计算得到Ton’＝2((Iref-Ih)L+Uo)/Ud。

本发明的优点在于：

(1)本发明通过感流预测控制，使得直流电子负载的负载电流快速从0安培调节到指令电流，实现负载电流的快速响应，给出了每种情形对应的感流预测方法，采用感流预测控制、负载电流PI控制相结合，分别满足负载电流的动态、稳态指标，能够得到较高的负载电流动态性能，从而能够进一步拓展直流电子负载的应用领域。

(2)本发明采用具有大电流承载能力的IGBT作为开关器件，提高直流电子负载的单机容量、提高系统稳态性能，降低试验成本，使用低开关频率的IGBT作为功率器件实现大功率负载电流模拟。

(3)本发明硬件电路拓扑简单、可靠。

附图说明

图1为本发明实施例所公开的一种提高大功率直流电子负载动态性能的控制方法中直流电子负载应用示意图；

图2为本发明实施例所公开的一种提高大功率直流电子负载动态性能的控制方法中直流电子负载电路拓扑结构示意图；

图3为本发明实施例所公开的一种提高大功率直流电子负载动态性能的控制方法中PWM调制方式与感流预测时序图。

具体实施方式

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

如图1至图2所示，一种提高大功率直流电子负载动态性能的控制方法，所述直流电子负载包括PWM整流电路和BUCK电路，所述BUCK电路包括开关管S1、开关管S2、电容C1、电感L及电容C，电容C1并联在PWM整流电路的输出端，开关管S1和开关管S2串联连接之后并联在电容C1的两端，电感L的一端及电容C的一端分别接在开关管S2的集电极和发射极，电感L的另一端与电容C的另一端连接。所述开关管S1、开关管S2均为IGBT管。直流电子负载应用示意如图1所示，基于BUCK电路的直流电子负载电路拓扑结构如图2所示。图2中，Ud为BUCK电路母线电压，Uo为外部电压，L为滤波电感感流，C为滤波电容容值，Io为负载电流，IL为每个中断点DSP采样得到的电感电流平均值。

直流电子负载包括以下特性：

1)直流电子负载需要实现对负载电流Io准确、快速控制；

2)负载电流Io的实现是通过对电感电流IL的控制来实现；

3)通过对电感电流IL的快速控制，即可实现对输出负载电流Io的快速控制。

如图3所示，为PWM调制方式与感流预测时序图，PWM载波配置成增减计数，PWM中断方式配置位顶部中断，PWM波更新方式配置位底部更新，BUCK电路开关管S1、S2配置为占空比互补模式，PWM配置为对称发波，在载波相邻顶点分别设置中断点A、C、E、G，以中断点A之后的第一个载波底点为起始的相邻载波底点分别设置更新点B、D、F、H、J；在载波顶点A产生中断，计算新占空比D1，在载波底点B后更新占空比D1；下周期在载波顶顶点C产生中断，计算新占空比D2，在载波底点D后更新占空比D2，往复循环。

所述开关管S1导通也即开关管S2分断时，感流IL上升，开关管S1分断也即开关管S2导通时，感流IL下降，所述感流IL为每个中断点处DSP采样得到的电感电流平均值。

所述开关管S1当前周期导通时间为Ton，开关管S1当前时刻分断时间为Toff，开关周期为Ts，则Ts＝Ton+Toff。

所述开关管S1导通时上升感流变化量为ΔIL2，开关管S1分断时下降感流变化量为ΔIL1，感流平衡时一个开关周期内ΔIL1＝ΔIL2，ΔIL1＝UoToff/L，ΔIL2＝(Ud-Uo)Ton/L，其中，Uo为外部电压，L为滤波电感感流，Ud为BUCK电路母线电压。

继续参阅图3，在中断点A时刻前，BUCK电路以0安培运行，感流平均值为0安培，控制方式为输出电流PI控制，输出电流PI控制为现有常规控制方式，在此不做赘述。中断点A时刻后，BUCK电路收到100A的指令电流，直流电子负载希望以最快速度将负载电流从0A调节到-100A(作为载，电流为负值，即电流从外部指向内部)，控制方式切入到感流预测控制，直流电子负载将负载电流从0安培调节到指令电流，负载电流到达指令电流且稳定若干个周波后，控制方式由感流预测控制切回输出电流PI控制；所述感流预测控制包括四种情形：在PWM中断点A时刻，计算下周期BD的占空比；在中断点C时刻，计算下周期DF占空比；在中断点E时刻，计算下周期FH占空比；在中断点G时刻预测下周期HJ占空比，根据占空比控制开关管S1、S2的导通时间；所述指令电流为负值，表示电流从外部指向内部。下面重点介绍感流预测控制方法。

【预测情形1：计算非0占空比到0占空比】

在PWM中断点A时刻，计算下周期BD的占空比，包括：

中断点A时刻预测B时刻的感流为Ib，则Ib＝IL+0.5ΔIL2-0.5ΔIL1；

假设下周期BD内开关管S1全分断，A时刻预测1.5周期后即D时刻对应的电感电流为Id，则Id＝Ib-UoTs/L；

如果Ib>Iref，Iref为指令电流，即Ib没有到达指令电流幅值，则下周期开关管S1导通时间Ton’＝0也即开关管S2全通。

【预测情形2：计算0占空比到0占空比】

在中断点C时刻，计算下周期DF占空比，包括：

C时刻预测D时刻的感流为Id，则Id＝IL-0.5UoTs/L；

假设下周期DF内开关管S1全分断，C时刻预测1.5周期后即F时刻对应的电感电流为If，则If＝Id-UoTs/L；

如果If>Iref，即If仍没有到达指令电流幅值，则下周期开关管S1导通时间Ton’＝0也即开关管S2全通。

【预测情形3：计算0占空比到非0占空比】

在中断点E时刻，计算下周期FH占空比，包括：

E时刻预测F时刻的感流为If，则If＝IL-0.5UoTs/L；

假设下周期FH内开关管S1全分断，时刻E预测1.5周期后即时刻H对应的电感电流为Ih，则Ih＝If-UoTs/L；

如果Ih≤Iref，即Ih到达并超过指令电流幅值，则下周期FH内的开关管S1占空比非0，则S1导通时间Ton’＝UoTs/Ud。

【预测情形4：计算非0占空比到非0占空比】

在中断点G时刻预测下周期HJ占空比，包括：

G时刻预测H时刻的感流为Ih，则Ih＝IL+0.5ΔIL2-0.5ΔIL1；

假设HJ周期内开关管S1全分断，G时刻预测1.5周期后即J时刻对应的电感电流为Ij，则Ij＝Ih-UoTs/L；

如果Ij≤Iref，即预计J时刻电流超指令值，HJ周期占空比非0，设时刻I对应的感流为Ii，满足Ii＝Iref；

设HJ周期内开关管S1预计导通时间为Ton’，预计分断时间为Toff’，则ΔIL1’＝UoToff’/L，ΔIL2’＝(Ud-Uo)Ton’/L，则时刻I对应的预测电流Ii＝Ih-0.5ΔIL1’+0.5ΔIL2’；

由上述两步计算得到Ton’＝2((Iref-Ih)L+Uo)/Ud。

综上，在外部电压Uo、Ud一定，滤波电感感流L一定的情况下，按照上述方法，通过软件算法即可使电感电流平均值以最快速度到达指令电流。感流变化的所有情形不外乎上述4种，本发明给出了每种情形对应的占空比预测方法。电感电流到达指令值且稳定若干个周波后，控制方式由感流预测控制切入输出电流PI控制，以提高负载电流的控制精度。

通过以上技术方案，本发明通过感流预测控制，使得直流电子负载的负载电流快速从0安培调节到指令电流，实现负载电流的快速响应，给出了每种情形对应的感流预测方法，采用感流预测控制、负载电流PI控制相结合，分别满足负载电流的动态、稳态指标，能够得到较高的负载电流动态性能，从而能够进一步拓展直流电子负载的应用领域。

以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。

Claims (10)

1.一种提高大功率直流电子负载动态性能的控制方法，其特征在于，所述直流电子负载包括PWM整流电路和BUCK电路，所述BUCK电路包括串联的开关管S1、开关管S2，BUCK电路并联在PWM整流电路的输出端；PWM载波配置成增减计数，PWM中断方式配置位顶部中断，PWM波更新方式配置位底部更新，BUCK电路开关管S1、S2配置为占空比互补模式，PWM配置为对称发波，在载波相邻顶点分别设置中断点A、C、E、G，以中断点A之后的第一个载波底点为起始的相邻载波底点分别设置更新点B、D、F、H、J；在中断点A时刻前，BUCK电路的感流平均值为0安培，控制方式为输出电流PI控制，中断点A时刻后，BUCK电路收到指令电流，控制方式切入到感流预测控制，直流电子负载将负载电流从0安培调节到指令电流，负载电流到达指令电流且稳定若干个周波后，控制方式由感流预测控制切回输出电流PI控制；所述感流预测控制包括四种情形：在PWM中断点A时刻，计算下周期BD的占空比；在中断点C时刻，计算下周期DF占空比；在中断点E时刻，计算下周期FH占空比；在中断点G时刻预测下周期HJ占空比，根据占空比控制开关管S1、S2的导通时间；所述指令电流为负值，表示电流从外部指向内部。

2.根据权利要求1所述的一种提高大功率直流电子负载动态性能的控制方法，其特征在于，所述BUCK电路包括开关管S1、开关管S2、电容C1、电感L及电容C，电容C1并联在PWM整流电路的输出端，开关管S1和开关管S2串联连接之后并联在电容C1的两端，电感L的一端及电容C的一端分别接在开关管S2的集电极和发射极，电感L的另一端与电容C的另一端连接。

3.根据权利要求1所述的一种提高大功率直流电子负载动态性能的控制方法，其特征在于，所述开关管S1、开关管S2均为IGBT管。

4.根据权利要求2所述的一种提高大功率直流电子负载动态性能的控制方法，其特征在于，所述开关管S1导通也即开关管S2分断时，感流IL上升，开关管S1分断也即开关管S2导通时，感流IL下降，所述感流IL为每个中断点处DSP采样得到的电感电流平均值。

5.根据权利要求4所述的一种提高大功率直流电子负载动态性能的控制方法，其特征在于，所述开关管S1当前周期导通时间为Ton，开关管S1当前时刻分断时间为Toff，开关周期为Ts，则Ts＝Ton+Toff。

6.根据权利要求5所述的一种提高大功率直流电子负载动态性能的控制方法，其特征在于，所述开关管S1导通时上升感流变化量为ΔIL2，开关管S1分断时下降感流变化量为ΔIL1，感流平衡时一个开关周期内ΔIL1＝ΔIL2，ΔIL1＝UoToff/L，ΔIL2＝(Ud-Uo)Ton/L，其中，Uo为外部电压，L为滤波电感感流，Ud为BUCK电路母线电压。

7.根据权利要求6所述的一种提高大功率直流电子负载动态性能的控制方法，其特征在于，所述在PWM中断点A时刻，计算下周期BD的占空比，包括：

中断点A时刻预测B时刻的感流为Ib，则Ib＝IL+0.5ΔIL2-0.5ΔIL1；

假设下周期BD内开关管S1全分断，A时刻预测1.5周期后即D时刻对应的电感电流为Id，则Id＝Ib-UoTs/L；

如果Ib>Iref，Iref为指令电流，即Ib没有到达指令电流幅值，则下周期开关管S1导通时间Ton’＝0也即开关管S2全通。

8.根据权利要求6所述的一种提高大功率直流电子负载动态性能的控制方法，其特征在于，所述在中断点C时刻，计算下周期DF占空比，包括：

C时刻预测D时刻的感流为Id，则Id＝IL-0.5UoTs/L；

假设下周期DF内开关管S1全分断，C时刻预测1.5周期后即F时刻对应的电感电流为If，则If＝Id-UoTs/L；

如果If>Iref，即If仍没有到达指令电流幅值，则下周期开关管S1导通时间Ton’＝0也即开关管S2全通。

9.根据权利要求6所述的一种提高大功率直流电子负载动态性能的控制方法，其特征在于，所述在中断点E时刻，计算下周期FH占空比，包括：

E时刻预测F时刻的感流为If，则If＝IL-0.5UoTs/L；

假设下周期FH内开关管S1全分断，时刻E预测1.5周期后即时刻H对应的电感电流为Ih，则Ih＝If-UoTs/L；

如果Ih≤Iref，即Ih到达并超过指令电流幅值，则下周期FH内的开关管S1占空比非0，则S1导通时间Ton’＝UoTs/Ud。

10.根据权利要求6所述的一种提高大功率直流电子负载动态性能的控制方法，其特征在于，所述在中断点G时刻预测下周期HJ占空比，包括：

G时刻预测H时刻的感流为Ih，则Ih＝IL+0.5ΔIL2-0.5ΔIL1；

假设HJ周期内开关管S1全分断，G时刻预测1.5周期后即J时刻对应的电感电流为Ij，则Ij＝Ih-UoTs/L；

如果Ij≤Iref，即预计J时刻电流超指令值，HJ周期占空比非0，设时刻I对应的感流为Ii，满足Ii＝Iref；

设HJ周期内开关管S1预计导通时间为Ton’，预计分断时间为Toff’，则ΔIL1’＝UoToff’/L，ΔIL2’＝(Ud-Uo)Ton’/L，则时刻I对应的预测电流Ii＝Ih-0.5ΔIL1’+0.5ΔIL2’；

由上述两步计算得到Ton’＝2((Iref-Ih)L+Uo)/Ud。

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