CN114268233A

CN114268233A - 级联h桥的新型功率均衡调制策略

Info

Publication number: CN114268233A
Application number: CN202111391283.3A
Authority: CN
Inventors: 顾军; 张维国; 许青春; 宋飞; 张明; 杜治斌
Original assignee: Anhui University of Science and Technology
Current assignee: Anhui University of Science and Technology
Priority date: 2021-11-23
Filing date: 2021-11-23
Publication date: 2022-04-01

Abstract

本发明是一种适用于级联H桥多电平变流器的新型功率均衡调制策略，属于多电平PWM变流器技术邻域。该方法基于载波重构及载波自由度重组的思想，首先对三个三角载波进行重构使其均匀分布于不同层间周期循环；其次对正弦调制波垂直自由度进行调整；然后让调制波与载波进行比较得到优化后的PWM脉冲信号。本发明的方法不仅可以实现各个输出单元间功率均衡，使得直流电压放电保持一致，提高变流器输出电压质量；而且最大限度的缩短了均衡所需时间；同时还具有平均开关频率的一致性。此外，该方法可以拓展至n个级联单元，从而提高了变流器的实用性。

Description

级联H桥的新型功率均衡调制策略

技术领域

本发明属于多电平变流器多载波PWM技术领域，具体为一种适用于对称级联H桥多电平逆变器的新型功率均衡调制方法。

背景技术

近年来，多电平逆变器因其具有输出电压等级高、开关应力低、电磁干扰小以及电压变化率(dv/dt)小等诸多优点，在高压大功率领域逐渐取代传统两电平逆变器，成为研究热点。多电平逆变器可分为，箝位型和级联型。钳位型多电平逆变器又可以分为飞跨电容箝位型(flying capacitor,FC)、二极管箝位型(neutral point clamped,NPC)以及混合箝位型三种。其中，级联H桥型(cascaded H-bridge,CHB)逆变器不需要考虑 FC型逆变器的直流侧飞跨电容的均压问题，以及NPC型开关管损耗分布不均匀，散热系统优化设计复杂等问题。又由于其结构简单，易于模块化设计所以在新能源发电、高压大功率直流输电以及电能质量综合治理等场合得到了广泛的运用。

对于CHB型逆变器来说，选择合适的调制策略有助于改善输出电压总畸变率(Total Harmonic Distortion, THD)、提高输出直流分量、实现各单元间功率均衡等。传统的脉宽调制(pulse width modulation,PWM)策略有载波移幅PWM调制(Level-ShiftedPWM,LS-PWM)和载波移相PWM(Carrier Phase Shifted PWM, CPS-PWM)调制。在传统的CPS-PWM调制策略下，级联H桥各单元之间输出平均功率自然均衡，但是输出的电压谐波分布却达不到最优。而在LS-PWM调制策略下，谐波含量较少，却无法实现各单元间功率自均衡。输出功率的不均衡会使得直流电源损耗不均匀，而且会使功率器件损耗分布不一，开关管发热不均衡，使得散热系统优化设计困难，影响系统的稳定性。对于输出功率不均衡的问题，目前解决方法有：1. 载波轮换法，如1/2调制波周期轮换、1/4调制波周期轮换等，这些都是在调制波层面进行变动实现的功率均衡，随着级联单元数的增加到n单元，均衡时间也会增加到n/2个调制波周期才能实现功率均衡。2.基于线性同余法的脉冲分配策略，此方法虽然能实现功率均衡，但是由于引入随机函数，增加了控制难度及均衡时间的不确定性。因此，要解决功率均衡问题并综合考虑均衡时长、输出电压谐波含量及控制复杂度，来提高该调制策略的实用性。

发明内容

发明目的

本发明是针对级联H桥多电平逆变器，在传统LS-PWM调制策略下，各单元输出功率不均衡的问题而提出的一种新型调制策略，解决对称级联H桥在传统调制策略下输出功率不均衡和输出相电压最优化之间的矛盾，同时缩短功率均衡时间。

技术方案

本发明技术方案如下：

1)该级联H桥多电平逆变器由n个H桥级联而成，其直流侧均为不共地的等压直流电压源，即 U_dc1＝U_dc2＝…＝U_dcn＝E。

2)对于n个级联单元，本发明方法需要n个幅值相等、频率相同的三角载波，呈横向交替层叠排列。以三单元级联的第一层载波为例构造新型载波。首先，将第一个载波(三角波)的后半周期向上频移1个单位。其次，将第二个载波前半周期向上频移2个单位，将后半周期亦向上频移2个单位。然后，将第三个载波的前半周期向上频移1个单位。以半个载波周期为频移对象，则第一层载波频移规则为：0-1-2-2-1-0。第二层载波平移规则为：0-1-0-(-1)-(-1)-0。第三层载波平移规则为：0-(-1)-(-2)-(-2)-(-1)-0。同一层平移后相互连接。三单元级联重构后载波周期为三角载波周期的3倍。

3)新型载波与调制波相互交截产生优化后的PWM控制信号。当调制波位于前半周期且调制波大于对应载波时，PWM控制信号使得H桥输出为正，反之为0。当调制波位于后半周期且调制波小于对应载波时，PWM控制信号使得H桥输出为负，反之为0。

3)逆变器输出电压的理论总电平数为2n+1。

有益效果

本发明的方法既可以使级联H桥多电平逆变器各级联单元输出功率均衡，同时缩短功率均衡时间，还可以保证相电压消谐性能最优，从而改善了逆变器输出特性。同时本发明的方法还可以应用于n个单元的级联H桥多电平逆变器，提高了该逆变器拓扑的实用性。

附图说明

图1为CHB型三单元逆变器拓扑电路图。

图2为传统PD及载波自由度重组调制策略图。其中，(a)传统PD调制策略(b)载波自由度调制策略。

图3为输出状态转换图。

图4为传统1/4周期轮换调制原理图。

图5为新型功率均衡调制原理图。

图6为不同参考电压下对应输出示意图。

图7为传统PD调制法原理图。

图8为新型功率均衡调制原理图。

图9为传统、新型及其优化调制策略输出仿真波形图。

图10为新型调制输出电压波形图。

图11为新型调制各个单元输出功率图。

图12为逆变器输出电压频谱图，其中：(a)传统PD调制策略下输出电压频谱图(b)新型调制输出电压频谱图。

具体实施方式

下面将以对称三单元级联H桥为例，结合附图对本发明中的技术方案进行清楚、完整地描述。所描述的三单元调制法仅是本发明不可分割的一部分实施例，而不是全部的实施例。本发明可以拓展至n单元，显然基于本发明中的具体方法，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。

图1给出了CHB型三单元逆变器拓扑电路图。主拓扑是由三个H桥单元相互级联联而成。其中，H₁桥的右半桥中点与H₂桥的左半桥的中点相互连接。依次，H₂桥的右半桥中点与H₃桥的左半桥中点相连，交流电压从H₁桥的左桥臂中点和H₃桥的右桥臂中点间输出。各单元半桥相互并联，后与直流电压源串接。其中直流电压源相互独立且u_dc1＝u_dc2＝u_dc3＝E。Q_ij为IGBT与续流二级管的并联。输出电压表达式如式(1) 所示：

u_o＝u_o1+u_o2+u_o3 (1)

第i(i＝1,2,3)单元的输出电压与IGBT的通断关系表达式为式(2)：其中，u_o为逆变器输出总电压，u_oi为第i单元输出电压。i_o为输出电流(正方向如图1所示)，可表示为式(3)。式中，I为输出电流幅值，ω_m为输出电压角频率，

为输出阻抗角。

图2为传统PD及载波自由度重组调制策略图。如图2所示，对于任意一个级联单元，在重构前载波周期为T₁，重构后载波周期变为T₀＝3T₁。当载波频率为6000Hz，调制波频率为50Hz时。在T₁时间段内，正弦调制波电压增量为：

其中，M为调制比，且M<1。

因此，在T₁时间段输出电压增量小于3E且近似为0。故各单元，在任意载波周期T₀内输出功率为：

式中i＝1,2,3。

由于电路串联，各点电流相等，电压值近似不变。故新型调制策略中各单元的输出功率与其开通时间成正比。如式(6)所示。

如图2(b)所示，自由度调整满足各单元输出时间相等，如式(7)所示。所以，各个单元在T₀时间内能够满足功率均衡。

t₁+t₂+t₃+t₄＝t₅+t₆+t₇＝t₈+t₉+t₁₀ (7)

各单元输出共有三种电平状态，即E、-E、0。当输出电压为±E时，输出状态记为±1，当输出电压为 0时，输出状态记为0。将三个H桥的输出状态进行组合，能得到输出状态函数S＝S₁S₂S₃。传统PD调制法的输出状态的转换过程，可以表示为图3。由图3可知，在每层载波下仅存在两个输出状态相互转换。例如，在调制波位于E～2E内，当其大于此层载波v_cr2+时，输出电平状态为011，小于时输出电平状态为001。电平在转换的过程中，第三单元一直处于开通状态，第一单元一直处于关断状态，第二单元则一直处于高频的通断状态。由表1各电平对应输出状态可知，当输出为±E、±2E、0时，均具有较多的输出冗余开关状态。在这些冗余状态开关状态中，剔除与输出极性相反的状态仍具有丰富的开关余量。因此在调制过程中，理论上可以通过对冗余状态进行重新排列组合，在不改变总输出电压的前提下，最终实现各个单元输出功率均衡。

表1各电平对应的输出状态

在调制法中自由度包含两大块：载波自由度和调制波自由度。自由度包括载波的幅值、频率、相位、垂直偏移量等。在调制法中，调制波的自由度常用到：幅值、相位和垂直偏移量。其中，通过控制载波的垂直偏移量，对其进行有规律的重新组合，可以改变各个单元输出电压的分布，达到理想输出效果。经过自由度调整后一方面：可以继承传统PD调制策略输出谐波含量较少的优点且兼具传统CPS调制策略功率均衡的特点。另一方面：可以缩短功率均衡所需时间。

其具体实现为，对传统的PD调制波进行垂直自由度调整，使载波均匀分布于各层之间，如图2(b)所示，调整前调制波如图2(a)所示。传统的PD调制策略中，任意载波例如v_cr2+，只分布于确定的一层。经过载波自由度调制过后，v_cr2+均匀分布于0～3E之间，增加了输出情况的多样性。PD调制策略中，对应的输出状态共有2种：110和001，载波调整过后输出状态变为6种：110、001、101、011、100、010。相比调整前的两种输出状态，调整后一共增加了4种输出状态,即:101、011、100、010，这充分的利用了输出电平间的冗余开关状态,使其输出状态不在单一。

图4为传统的1/4周期载波轮换调制原理图。在传统的PD调制基础上，对载波进行1/4周期重组实现输出单元间的功率均衡。在3个调制波周期内，载波实现了的第一次循环。此调制法，各单元利用了输出电压为±E和±2E时，表1中所具有的冗余开关状态。

图4调制法中输出功率表达式为(8)：

在前3/2调制波周期内，各单元输出功率如式(9)：

由式(9)可知：P_uo1＝P_uo2＝P_uo3＝P₁₁+P₁₂+P₂₁+P₂₂+P₃₁+P₃₂。

所以输出在3/2个调制波周期内，输出达到功率均衡。但这个均衡时间会随着输出单元数的增加而不断增加。当输出为N级串联时，所需要的均衡时间变将为(N/2)T_o。

图5所示。图中调制波(v_ref)为正弦波，v_cr1+、v_cr2+、v_cr3+、v_cr1-、v_cr2-、v_cr3-为载波。在3T_c时间段内(T_c为三角波周期)，载波均匀分布于0-3E区间且3T_c为一个载波循环周期。因此，新型调制方法最短功率均衡时间即为载波周期，所以相比上述传统1/4调制波周期轮换法，此方法极大的缩短了CHB单元间输出功率均衡所需时间。

在一个大载波周期中，不同参考电压下的输出情况如图6所示。

当调制比M>2/3时，设一个载波循环周期为T₁，T₁＝3T_c，v_ref为定值，v_cr1+、v_cr2+、v_cr3+为载波，t₁、t₂、 t₃…为开通时间。

在不同的参考电压下，开通时间计算如下：

1)0<v_ref≤1/3时，各单元开通时间如式(10)所示。通过计算可知，各单元输出时间相等，且输出时间如式(11)所示。将其带入式(6)中，可以计算出，在一个载波周期内，各单元输出平均功率有Po1＝Po2＝Po3成立。所以，在调制波小于1/3时，各单元输出可以达到功率均衡。

2)1/3<v_ref≤2/3时，根据图6可以计算出，各单元输出时长，在一个载波周期内累加求和后相等如式(12)，输出功率相等。

3)2/3<v_ref≤1时，同理根据图6可以求出一个载波周期内输出高电平时长的累加和，如式(13)所示。因此，各单元输出功率亦相等。

以上三种情况，在不同的参考电压下输出各单元有效输出时间均相等。可以得出以下结论：新型调制策略在全调制范围内均能保证各单元输出功率达到均衡。其达到功率均衡所用的时长为一个载波周期。并且三个单元的动作次数大致相同，这使得开关管的平均开关频率趋于一致。

图8所示为新型功率均衡调制原理图，其中调制波是由正弦波后半周期向上平移3E单位得到如式(14) 所示，k为实数。

此调制法只使用到v_cr1+、v_cr2+、v_cr3+三个载波。此载波由3个幅值相等，频率相同，位置不同的三个周期性三角载波(如图7中所示)构成。以三单元级联的第一层载波为例构造新型载波。首先，将第一个载波(三角波)的后半周期向上频移1个单位。其次，将第二个载波前半周期向上频移2个单位，将后半周期亦向上频移2个单位。然后，将第三个载波的前半周期向上频移1个单位。以半个载波周期为频移对象，则第一层载波频移规则为：0-1-2-2-1-0。第二层载波平移规则为：0-1-0-(-1)-(-1)-0。第三层载波频平移规则为：0-(-1)-(-2)-(-2)-(-1)-0。同一层平移后相互连接。

当调制波位于前半周期且大于对应载波时，PWM控制信号使得H桥输出为正，反之为0。当调制波位于后半周期且小于对应载波时，PWM控制信号使得H桥输出为负，反之为0。

下面以三单元CHB型逆变器为例，利用Matlab2018a/Simulink搭建仿真平台，对本发明的新型功率均衡调制方法的特点及性能作进一步说明。具体参数设置如下：直流侧电源电压E为1000V，负载电阻R为 50Ω，滤波电感L为10mH，基波频率f_m为50Hz，三角载波频率f_c为7.2kHz。

图9为传统调制及新型调制策略下输出电压与电流的波形。经过测量在传统PD调制下,当调制比 M＝0.9时，平均功率之比为：

各单元输出功率极不均衡。改进之后在相同的调制度下，各单元输出平均功率比为：12.10kW：12.10kW：12.10kW输出满足功率均衡，输出电压波形如图10所示。各单元输出功率如图11所示。传统调制及新型调制在不同调制比下各单元输出情况如表2所示。在全调制范围内新型调制实现了各单元间输出功率均衡。

图12为CHB输出电压频谱图。通过输出频谱图可知，在传统PD调制策略下输出电压基波幅值为 2695V，谐波含量为22.47％，在基于自由度重组的调制策略下输出电压基波幅值为2695V，谐波含量为 22.47％。所以，新型调制策略能够使得输出相电压的谐波含量与传统PD调制策略达到一致且输出谐波主要集中在调制波频率以及边带谐波附近。

表2不同调制比下各单元输出平均功率

应当理解的是，对于本领域普通技术人员来说，可以根据上述说明加以改进或变换，而所有这些改进和变换都应属于本发明所附权要求的保护范围。

Claims

1.一种适用于级联H桥多电平逆变器的新型功率均衡调制策略，其特征是包括：

(1)该方法适用于n单元级联H桥多电平逆变器，该拓扑的逆变器直流侧均为独立、等压电源。

(2)该方法应用于n单元级联H桥多电平逆变器时，需要n个等幅、同频、不同相位的新型载波，呈横向交替排列。在调制波正半周时，调制波与载波比较产生的PWM波控制H桥单元左侧桥臂。在调制波在负半周时，调制波与载波比较产生的PWM波控制H桥单元右侧桥臂。其中载波及调制波均周期循环，调制波与新型载波比较后产生PWM控制信号从而实现级联单元输出功率均衡，并保持最优的输出电压消谐性能。