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CN114172380A - 一种基于单相mmc的直流变换器及其控制方法 - Google Patents

一种基于单相mmc的直流变换器及其控制方法 Download PDF

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CN114172380A
CN114172380A CN202111477806.6A CN202111477806A CN114172380A CN 114172380 A CN114172380 A CN 114172380A CN 202111477806 A CN202111477806 A CN 202111477806A CN 114172380 A CN114172380 A CN 114172380A
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李铮
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North China Electric Power University
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Huaneng Clean Energy Research Institute
North China Electric Power University
Huaneng Group Technology Innovation Center Co Ltd
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Abstract

本发明涉及一种基于单相MMC的直流变换器，所述直流变换器包括：逆变模块、变压模块和整流模块；所述逆变模块与所述变压模块的原边连接，所述整流模块与所述变压模块的副边连接；所述逆变模块包括4n个全桥型MMC子模块，所述整流模块包括4N半桥型MMC子模块；每n个所述全桥型MMC子模块串联连接组成所述逆变模块的一个桥臂，每N个所述半桥型MMC子模块串联连接组成所述整流模块的一个桥臂。本发明的直流变换器采用模块化多电平变换器与基于输入输出串并联的模块化直流变换器相结合的结构，以满足大容量高变比的直流汇集变换器的技术需求。

Description

一种基于单相MMC的直流变换器及其控制方法
技术领域
本发明涉及高压汇集技术领域，特别是涉及一种基于单相MMC的直流变换器及其控制方法。
背景技术
海上风力发电分为交流汇集-交流传输、交流汇集-直流传输以及直流汇集-直流传输三大类，其中直流汇集-直流传输采用了高功率密度的电力电子变换器，省去了体积笨重的交流升压变压器，减小了海上换流站的体积和重量，同时海上风电场内部采用直流电缆代替交流电缆，降低无功电压过高发生的几率，因此具有广阔的发展前景。在全直流风电场中，损耗较低且可行性较高的网络结构为两级升压结构，即由风力发电机发出的电能整流后先进行一次升压，然后经中压直流电网汇集到高压直流变换器中，经高压直流变换器升压至高压直流输电线路水平，从而完成直流汇集-直流传输的功能。
两级升压结构中的高压汇集用直流变换器，该直流变换器不光要满足中压至高压的高变比要求，同时要实现故障隔离以及大容量功率传输的功能。但传统的直流变换器容量较小，适用的电压等级也较低，无法应用在海上全直流风电场中从中压升至高压的大容量功率汇集部分。
如何提供一种高变比且大容量的直流变换器，使其适用于海上全直流风电场的高压汇集，成为一个亟待解决的技术问题。
发明内容
有鉴于此，本发明提供了一种基于单相MMC的直流变换器及其控制方法，以提供一种高变比且大容量的直流变换器，使其适用于海上全直流风电场的高压汇集。
为实现上述目的，本发明提供了如下方案：
一种基于单相MMC的直流变换器，所述直流变换器包括：
逆变模块、变压模块和整流模块；
所述逆变模块与所述变压模块的原边连接，所述整流模块与所述变压模块的副边连接；
所述逆变模块包括4n个全桥型MMC子模块，所述整流模块包括4N半桥型MMC子模块；
每n个所述全桥型MMC子模块串联连接组成所述逆变模块的一个桥臂，每N个所述半桥型MMC子模块串联连接组成所述整流模块的一个桥臂。
可选的，逆变模块的每个桥臂中的全桥型MMC子模块的数量n为：
n＝UMV/UC；
其中，UMV表示逆变侧输入的直流电压，UC为全桥型MMC子模块的电容电压。
可选的，整流模块的每个桥臂中的半桥型MMC子模块的数量N为：
N＝UHV/UC’；
其中，UHV表示整流侧输出的直流电压，UC’表示半桥型MMC子模块的电容电压。
可选的，所述直流变换器还包括4个第一负载电感和4个第二负载电感；
4个所述第一负载电感分别串联在4个逆变侧桥臂中，4个所述第二负载电感分别串联在4个整流侧桥臂中。
一种基于单相MMC的直流变换器的控制方法，所述控制方法包括如下步骤：
根据逆变模块的变比确定逆变侧调制策略；
利用整流模块的变比确定整流侧调制策略；
根据预设传输功率确定移相角；
根据逆变侧调制策略和所述移相角对所述逆变模块进行控制；
根据整流侧调制策略和所述移相角对所述整流模块进行控制。
可选的，所述根据逆变模块的变比确定逆变侧调制策略，具体包括：
联立求解方程m+s＝n和
Figure BDA0003394176120000021
确定逆变侧调制策略为s/m调制策略；
其中，s表示逆变模块的上桥臂投入的全桥型MMC子模块的数量，m表示逆变模块的下桥臂投入的全桥型MMC子模块的数量，n表示逆变模块的每个桥臂中的全桥型MMC子模块的数量，a1表示逆变模块的变比。
可选的，所述利用整流模块的变比确定整流侧调制策略，具体包括：
联立求解方程M+S＝N和
Figure BDA0003394176120000031
确定整流侧调制策略为S/M调制策略；
其中，S表示整流模块的上桥臂投入的半桥型MMC子模块的数量，M表示整流模块的下桥臂投入的半桥型MMC子模块的数量，N表示整流模块的每个桥臂中的半桥型MMC子模块的数量，a2表示整流模块的变比。
可选的，所述根据预设传输功率确定移相角，具体包括：
根据预设传输功率，求解公式
Figure BDA0003394176120000032
确定移相角；
其中，P表示预设传输功率，UHV表示整流侧输出的直流电压，ω表示变压模块的工作频率，Lk表示桥臂电感，G表示电压增益，φ表示外移相角，θ表示内移相角，θ＝0.1π。
一种基于单相MMC的直流变换器的控制系统，所述控制系统包括：
逆变侧调制策略确定模块，用于根据逆变模块的变比确定逆变侧调制策略；
整流侧调制策略确定模块，用于利用整流模块的变比确定整流侧调制策略；
移相角确定模块，用于根据预设传输功率确定移相角；
逆变模块控制模块，用于根据逆变侧调制策略和所述移相角对所述逆变模块进行控制；
整流模块控制模块，用于根据整流侧调制策略和所述移相角对所述整流模块进行控制。
可选的，所述逆变侧调制策略确定模块，具体包括：
逆变侧调制策略确定子模块，用于联立求解方程m+s＝n和
Figure BDA0003394176120000033
确定逆变侧调制策略为s/m调制策略；
其中，s表示逆变模块的上桥臂投入的全桥型MMC子模块的数量，m表示逆变模块的下桥臂投入的全桥型MMC子模块的数量，n表示逆变模块的每个桥臂中的全桥型MMC子模块的数量，a1表示逆变模块的变比。
根据本发明提供的具体实施例，本发明公开了以下技术效果：
本发明公开一种基于单相MMC的直流变换器，所述直流变换器包括：逆变模块、变压模块和整流模块；所述逆变模块与所述变压模块的原边连接，所述整流模块与所述变压模块的副边连接；所述逆变模块包括4n个全桥型MMC子模块，所述整流模块包括4N半桥型MMC子模块；每n个所述全桥型MMC子模块串联连接组成所述逆变模块的一个桥臂，每N个所述半桥型MMC子模块串联连接组成所述整流模块的一个桥臂。本发明的直流变换器采用模块化多电平变换器(Modular Multilevel Converte，MMC)与基于输入输出串并联的模块化直流变换器相结合的结构，以满足大容量高变比的直流汇集变换器的技术需求。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明提供的基于单相MMC的直流变换器的拓扑结构图；
图2为本发明提供的MMC子模块结构图；图2(a)为半桥型MMC子模块结构图，图2(b)为全桥型MMC子模块结构图；
图3为本发明提供的半桥型MMC子模块工作状态示意图；
图4为本发明提供的全桥型MMC子模块工作状态示意图；
图5为本发明提供的DAB型直流变换器结构图；
图6为本发明提供的基于SM调制的双重移相控制下的电流和电压波形图；
图7为本发明提供的归算后单相MMC型直流变换器等效电路图；
图8为本发明提供的不同工作模式下的电流和电压波形的波形图；图8(a)为0＜φ＜θ工作模式下的电流和电压波形的波形图，图8(b)为π-θ＜φ＜π工作模式下的电流和电压波形的波形图；
图9为本发明提供的传输功率与外移相角的关系图；
图10为本发明提供的逆变侧各桥臂的触发波形图；图10(a)为a相上桥臂与b相下桥臂触发波形图，图10(b)为a相下桥臂与b相下桥臂触发波形图；
图11为本发明提供的逆变侧MMC输出电压波形图；
图12为本发明提供的整流侧MMC桥臂触发波形图；
图13为本发明提供的高压侧直流输出电压波形图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
本发明的目的是提供一种基于单相MMC的直流变换器及其控制方法，以提供一种高变比且大容量的直流变换器，使其适用于海上全直流风电场的高压汇集。
为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。
实施例1
如图1所示，本发明实施例1提供一种基于单相MMC的直流变换器，所述直流变换器包括：逆变模块、变压模块和整流模块；所述逆变模块与所述变压模块的原边连接，所述整流模块与所述变压模块的副边连接；所述逆变模块包括4n个全桥型MMC子模块，所述整流模块包括4N半桥型MMC子模块；每n个所述全桥型MMC子模块串联连接组成所述逆变模块的一个桥臂，每N个所述半桥型MMC子模块串联连接组成所述整流模块的一个桥臂。
其中，逆变模块的每个桥臂中的全桥型MMC子模块的数量n为：n＝UMV/UC；
其中，UMV表示逆变侧输入的直流电压，UC为全桥型MMC子模块的电容电压。
整流模块的每个桥臂中的半桥型MMC子模块的数量N为：N＝UHV/UC’；其中，UHV表示整流侧输出的直流电压，UC’表示半桥型MMC子模块的电容电压。
所述直流变换器还包括4个第一负载电感和4个第二负载电感；4个所述第一负载电感分别串联在4个逆变侧桥臂中，4个所述第二负载电感分别串联在4个整流侧桥臂中。
具体的，为适用高压汇集部分的大容量直流变换器拓扑，采用模块化多电平变换器(Modular Multilevel Converter,MMC)与输入串联输出串联型(input series outputseries，ISOS)模块化直流变换器相结合的结构，拓扑结构如图1所示。图1中ISOS中的模块1-模块N均采用单相MMC直流变换器，其中中压逆变侧MMC的子模块采用全桥结构，高压整流侧MMC的子模块采用半桥结构，高低压的MMC经过变比为KT的中频变压器连接起来，因提高了中间连接部分变压器的频率，所以整个直流变换器的体积相较于工频变压器来说大幅减小。图1中UMV、UHV分别为中、高压侧的电压，IMV、IHV分别为中、高压侧的电流。
由于ISOS中各个模块均相同，现以第i个模块(i＝1,2,…,N)为例介绍模块内部各参数的含义：在中压侧，UMV_i为中压直流侧模块i的直流输入电压，n为单个模块中中压逆变侧单相MMC各桥臂子模块的个数，Lp为桥臂电感，uua_i、uub_i、ula_i、ulb_i为桥臂电压，iua_i、iub_i、ila_i、ilb_i为桥臂电流，下标u表示上桥臂，下标l边上下桥臂，下标a、b分别表示a、b两相，各桥臂的子模块数为n；在高压侧，UHV_i为高压直流侧模块i的直流输出电压，N为单个模块中高压整流侧单相MMC各桥臂子模块的个数，Lp为桥臂电感，uuA_i、uuB_i、ulA_i、ulB_i为桥臂电压，iuA_i、iuB_i、ilA_i、ilB_i为桥臂电流，下标u、l与中压侧对应参数的表示一致，下标A、B分别表示A、B两相，各桥臂的子模块数N。连接逆变、整流两侧MMC的中频变压器的变比为1:KT,ipi、isi分别为变压器两侧原、副边的电流，Upi、Usi分别为变压器两侧原、副边的电压。图1中各SM(Sub-Module,SM)模块为组成MMC的子模块，常用SM模块类型有半桥子模块与全桥子模块，如图2所示，各SM模块串联起来，以维持直流侧的电压。逆变侧各桥臂MMC子模块数n＝UMV/UC，UC为各MMC子模块电容电压，同理整流侧各桥臂MMC子模块数N＝UHV/UC。
目前在MMC中常用的子模块主要有全桥型与半桥型，其结构如图2所示，其中图2(a)为半桥型MMC子模块，图2(b)为全桥型MMC子模块。
半桥型子模块由两个全控型器件VT1与VT2串联，每个全控型器件反并联一个二极管构成一个半桥，同时并联一个电容组成半桥型子模块。全桥型子模块在半桥的基础上继续增加一个半桥，构成全桥子模块。全桥子模块相较于半桥子模块来说可以输出负电平，因此输出电平数大大增加，同时可以实现故障隔离功能。以下将具体介绍半桥与全桥子模块的工作原理。
根据全控型器件VT的通断情况，半桥子模块可以工作在闭锁、投入以及切除三种工作状态，同时由于电流流向的不同，每种工作状态又细分两种模式，因此半桥子模块的工作状态共计6种，如图3所示，设电容电压为UC。
图3中0表示关断，1表示开通。在闭锁工作状态下，全控器件VT1、VT2均关断，当电流从A点流向B点时，电流从A点出发，通过VT1反并联的二极管，流经电容返回B点，此时端口电压等于电容电压UC；当电流反向流通时，电流从B点出发，通过VT2反并联的二极管直流返回A点，此时端口电压相当于短路，输出电压为0。
在投入工作状态下，全控型器件VT1导通，VT2关断，当电流从A点流向B点时，流通路径与闭锁工作状态下电流从A点流向B点的流通路径相同，外电流为电容充电，端口输出电压为电容电压UC；当电流反向流通时，电流从B点出发，流经电容，通过VT1返回A点，端口电压仍为电容电压UC，此时电容向外电路放电。故当半桥子模块工作在投入状态时，无论电流的流向，端口电压均为电容电压UC，但电流的流向会影响电容的充放电状态。
在切除工作状态下，全控型器件VT1关断，VT2切除，当电流从A点流向B点时，电流通过VT2从A点流向B点，忽略器件上的电阻，端口相当于被短路，端口电压为0；当电流从B点流向A点时，电流从B点直接经由VT2反并联的二极管回到A点，端口电压也为0。故当半桥子模块工作在切除状态时，无论电流的流向，端口电压均为0，电容工作在旁路模式下，不在电流的流通路径中，因此也不会发生电容充放电现象。
全桥型子模块如图2(b)所示，由于器件数量的增加，其工作原理相较于半桥子模块来说也更为复杂，最大的不同是全桥子模块的端口电压可以输出负电平，因此参考半桥子模块工作状态的分类，全桥子模块的工作状态会多一种负投入工作状态，则按照全控型器件的开通情况全桥子模块可分为四种工作状态，分别为闭锁、正投入、负投入、旁路，同时根据电流流向的不同，每种工作状态又细分为两种，因此共计八种工作状态，如图4所示。
1)闭锁工作状态：全控型器件VT1～VT4均关断，电流流向不同时的流通路径如图4中第一列所示，当电流从A点流入B点流出时，端口电压为+UC，反之，端口电压为-UC，但无论电流流向如何，外电流均为电容充电。
2)正投入工作状态：全控型器件VT1与VT4开通，电流流向不同时流通路径如图4中第二列所示，无论电流的方向如何变化，端口电压均为+UC，电流的流向仅影响电容的充放电状态。
3)负投入工作状态：全控型器件VT2与VT3开通，电流流向不同时流通路径如图4中第三列所示，无论电流的方向如何变化，端口电压均为-UC，电流的流向仅影响电容的充放电状态。
4)旁路工作状态：全控型器件VT1、VT3或VT2、VT4开通，图4中最后一列旁路工作状态的电流流通路径以VT1与VT3开通为例，在该工作状态下，电容不参与运行，子模块的端口相当于短路，输出电压为0。
实施例2
本发明实施例2提供一种基于单相MMC的直流变换器的控制方法，所述控制方法包括如下步骤：
根据逆变模块的变比确定逆变侧调制策略。
所述根据逆变模块的变比确定逆变侧调制策略，具体包括：联立求解方程m+s＝n和
Figure BDA0003394176120000081
确定逆变侧调制策略为s/m调制策略；其中，s表示逆变模块的上桥臂投入的全桥型MMC子模块的数量，m表示逆变模块的下桥臂投入的全桥型MMC子模块的数量，n表示逆变模块的每个桥臂中的全桥型MMC子模块的数量，a1表示逆变模块的变比。
利用整流模块的变比确定整流侧调制策略。
所述利用整流模块的变比确定整流侧调制策略，具体包括：联立求解方程M+S＝N和
Figure BDA0003394176120000091
确定整流侧调制策略为S/M调制策略；其中，S表示整流模块的上桥臂投入的半桥型MMC子模块的数量，M表示整流模块的下桥臂投入的半桥型MMC子模块的数量，N表示整流模块的每个桥臂中的半桥型MMC子模块的数量，a2表示整流模块的变比。
根据预设传输功率确定移相角。
所述根据预设传输功率确定移相角，具体包括：根据预设传输功率，求解公式
Figure BDA0003394176120000092
确定移相角；其中，P表示预设传输功率，UHV表示整流侧输出的直流电压，ω表示变压模块的工作频率，Lk表示桥臂电感，G表示电压增益，φ表示外移相角，θ表示内移相角，θ＝0.1π。
根据逆变侧调制策略和所述移相角对所述逆变模块进行控制。
根据整流侧调制策略和所述移相角对所述整流模块进行控制。
具体如下：
单相MMC直流变换器两侧采用的是MMC结构，目前MMC常用的调制策略根据子模块中开关器件的开关频率分为高开关频率调制与基本开关频率调制，高开关频率调制主要包括空间矢量PWM调制、载波脉宽调制，而基本开关调制包括最近电平逼近以及特定谐波消除，虽然以上调制策略使用场合大有不同，但目的均为调制出正弦波，无法达到变换电压甚至大幅升压的目标。若采用典型的调制策略，整个直流变换器的升压压力将全部集中在中间的中频变压器上，将会造成变压器两侧电压悬殊较大，增加中频变压器的制造压力，其次中频变压器的高压侧匝数也会随之增多，从而增大整个直流变换器的体积，故亟需研究一种具有升压功能的调制策略，本发明提出了一种基于SM调制的双重移相控制，以下将具体该调制策略的工作原理。
SM调制是一种方波调制，在半个周期内上桥臂投入s个子模块，下桥臂投入m个子模块，在下半个周期内上下桥臂投入的子模块数交换，即上桥臂投入m个子模块，下桥臂投入s个子模块，以上的变换周期性循环。现以图1中第i个模块的逆变侧为例分析该调制策略如何实现升压功能，假设在前半个周期内a相上半桥臂投入s个模块，下半桥臂投入m个子模块，则b相上半桥臂投入m个子模块，下半桥臂投入s个子模块，则中频变压器原边侧的电压Upi：
Upi＝ulai-ulbi＝mUc-sUc＝(m-s)Uc (1)
MMC最基本的特征是无论采用何种调制方式，直流侧电压必须保持稳定，即上下桥臂的电压和必须时刻等于直流电压，则有式(2)
UMV_i＝ulai+ulbi＝mUc+sUc＝(m+s)Uc (2)
此外，电容电压UC是根据直流侧电压UMV_i与桥臂的子模块数n共同决定的，满足下式：
Figure BDA0003394176120000101
结合式(2)与式(3)可得：
m+s＝n (4)
由式(1)与式(2)可得直流变换器逆变侧交流电压与直流电压的比值为：
Figure BDA0003394176120000102
由式(5)可以看出为了使交流电压大于中压侧直流电压，必须使|m-s|＞(m+s),则需子模块负投入使m或s为负值，而以上介绍的两种子模块类型中只有全桥子模块可以负投入，使端口输出负电平，因此逆变侧必须保证采用全桥才能达到升压的目标。
同理对整流侧进行分析，假设在前半个周期内A相上半桥臂投入S个模块，下半桥臂投入M个子模块，则B相上半桥臂投入M个子模块，下半桥臂投入S个子模块，具体分析过程与逆变侧相同，不再赘述。分析可得直流变换器整流侧直流电压与交流电压的比值为：
Figure BDA0003394176120000111
由式(6)可以看出，整流侧MMC的子模块无需负投入便可实现交流侧至直流侧的升压功能，为减小器件的数量以及整个直流变换器的体积，该侧子模块采用半桥子模块即可。假设中频变压器原副边的变比为1：KT，则整个直流变换器的变比为：
Figure BDA0003394176120000112
因此通过合理设定上下桥臂投入的子模块数量以及中频变压器的变比会产生较大的升压变比，完成高压大容量直流变换器高变比的技术需求。
图1中ISOS结构中的模块采用单相MMC型直流变换器，从整体来看，其结构类似于双有源桥直流变换器(Dual Active Bridge DC-DC Converter，DAB)，DAB型直流变换器的结构如图5所示。
DAB型直流变换器常采用双重移相控制，该控制策略控制变压器原边和副边H桥之间以及一侧H桥内两桥臂之间的移相角，由于单相MMC型直流变换器结构与DAB型直流变换器结构类似，故可考虑在采用SM的基础上使用双重移相控制。以整流侧MMC为例，若不考虑桥臂内部的移相，当各桥臂投入的子模块数在S、M之间周期性变换时，各桥臂将产生S UC与M UC的两电平数，但由于MMC的每个桥臂中都含有多个子模块，当桥臂电压在S UC与M UC跳变时，可以通过改变该过程中投入与切除的子模块数的数量k并加以适当的时间保持，使桥臂电压变为S UC、K UC与M UC的三电平阶梯波。例如在t时刻，桥臂投入的子模块数从之前的S个子模块变为k个子模块，并将k个子模块投入的状态保持t0时间，从而在t时刻桥臂电压从S UC跳变到K UC，并将K UC保持t0时间，在t+t0时间将桥臂投入的k个子模块变为M个子模块，则桥臂电压从KUC跳变为MUC,故桥臂电压从之前在S UC与M UC跳变，变为在S UC、K UC与MUC三个电平间跳动，变为三电平的阶梯波，同一相上下桥臂电压的总和必须保证等于直流侧电压，同时同一侧MMC的对角线的桥臂电压必须保证一致，则中频变压器原边或副边的电压波形也为三电平的阶梯波，从效果上来看类似于DAB型直流变换器采用双重移相控制时，当控制一侧H桥内两桥臂之间的移相角时，变压器原副边两侧的电压也产生了三电平的阶梯波。需要指出的是，无论桥臂投入的子模块数如何变化，上下桥臂投入子模块总数之和都要满足式(4)的等式，同时上下桥臂投入的子模块数要同跳变到K个子模块，因此K的取值只能为(M+S)/2。
以上所述为单相MMC型直流变换器整流侧或逆变侧内部的移相，是双重移相控制中的一重移相，称为内移相角θ，另一重移相与DAB型直流变换器中控制交流变压器原副边两侧电压波形的移相角相同，即控制中频变压器两侧三电平阶梯波的移相角，称为外移相角φ，完成功率传输功能。
单相MMC型直流变换器作为ISOS型直流变换器结构中的模块，以上针对该模块所述的调制策略，即基于SM调制的双重移相控制，所对应的桥臂电压以及中频变压器两侧波形如图6所示，图6所表示工作模态，外移相角φ与内移相角θ的关系为θ＜φ＜π-θ。
图6中Um、Us为分别逆变侧MMC投入m、s个子模块所对应的桥臂电压，UM、US为分别整流侧MMC投入M、S个子模块所对应的桥臂电压，k为逆变侧MMC在投入s与m个子模块之间投入的中间量子模块数，φ为中频变压器两侧阶梯波之间的移相角，称为外移相角，θ为有K(或k)个子模块投入时维持的角度，称为内移相角，up为中频变压器原边侧交流电压，为三电平阶梯波，电平分别为Uab、0、-Uab,Up值为：
Uab＝(m-s)UC (7)
u'p为变压器副边侧电压归算到原边侧的电压，相应地三电平阶梯波电平也从原边侧归算到副边侧，归算后原边侧的三电平阶梯波为U'ab、0、-U'ab。us为中频变压器副边侧交流电压，也为三电平阶梯波，电平分别为UAB、0、-UAB,UAB值为：
UAB＝(M+S)UC (8)
三电平阶梯波相较于直接采用SM的方波而言可以降低变压器两侧du/dt的值，增加了电平数也有利于MMC的电容电压均衡控制，同时保证可以实现升压的目标。
图6仅为针对θ＜φ＜π-θ情况下各电压的波形图，根据DAB型直流变换器的工作原理可知，当交流变压器原边电压超前副边电压时，功率反向传输，反之当原边电压滞后副边电压时功率正向传输，由于本发明是针对海上直流风力场向电网供电的系统，故仅考虑功率正向传输的情况，即φ＞0。为简化图1所示的电路拓扑，将中频变压器原边侧的电压、电感以及变压器自身的漏感归算到副边侧，得到如图7所示的归算后的等效电路图，其中Lk为等效的总电感,u'p与us所代表的物理量与上述相同。
当单相MMC型直流变换器工作在功率正向传输时，共有三种工作模式，分为0＜φ＜θ、θ＜φ＜π-θ与π-θ＜φ＜π，θ＜φ＜π-θ工作模式下相关电流电压如图6所示，另两种工作模式下各桥臂电压、归算前后中频变压器两侧的电压波形以及电感Lk上的电流、电压波形如图8所示。
根据图6与图8中不同模式下电流与电压的波形图，对等效电感上的电流进行推导，进一步得到传输功率的表达式。结合在不同桥臂模数下逆变侧与整流侧MMC可以达到的变比情况，得到无论桥臂模块数如何变化，两侧的变比都可以达到2，为了方便推导确定整流侧与逆变侧MMC的变比为2。假设电压传输比
Figure BDA0003394176120000131
中频交流变压器的频率为f，则角频率ω＝2πf，对不同工作模式下等效电感电流iLk表达式进行推导。现以工作模式θ＜φ＜π-θ为例详细推导等效电感电流iLk。
(1)θ＜φ＜π-θ
当
Figure BDA00033941761200001311
时，有
Figure BDA0003394176120000132
I0为0时刻下电感电流iLk的初始值，由于逆变侧MMC变比为2，故
Figure BDA0003394176120000133
则
Figure BDA0003394176120000134
同理可得当
Figure BDA0003394176120000135
时，
Figure BDA0003394176120000136
当
Figure BDA0003394176120000137
Figure BDA0003394176120000138
当
Figure BDA0003394176120000139
时，
Figure BDA00033941761200001310
由于工作模式的半周期对称性，漏感电流在
Figure BDA0003394176120000141
与
Figure BDA0003394176120000142
时大小相等，方向相反，即I0＝-Iπ，带入相应阶段中电感电流的表示式，进而得到I0、Iφ-θ、Iφ、Iπ-θ具体表达式，故电感电流最终表达式如下所示：
Figure BDA0003394176120000143
Figure BDA0003394176120000144
Figure BDA0003394176120000145
Figure BDA0003394176120000146
0＜φ＜θ与π-θ＜φ＜π工作模式下电感电流的推导过程与上述推导过程相似，不做赘述，结果如下所示：
(2)0＜φ＜θ
Figure BDA0003394176120000147
Figure BDA0003394176120000148
Figure BDA0003394176120000149
Figure BDA00033941761200001410
(3)π-θ＜φ＜π
Figure BDA00033941761200001411
Figure BDA00033941761200001412
Figure BDA00033941761200001413
Figure BDA00033941761200001414
根据不同情况下流过等效电感Lk的电流iLk与中频变压器副边侧电压，通过式(9)推导整个单相DAB型MMC直流变换器的传输功率，结果如式(10)所示。
Figure BDA0003394176120000151
Figure BDA0003394176120000152
在两侧电压一定以及电路参数确定(包括桥臂电感Lk、中频变压器工作频率ω以及电压增益G)的情况下，由式(10)可以得到，输出功率仅与外移相角φ与内移相角θ有关，一般内移相角设置的很小，从而对整个电路的传输功率影响不大，因此传输功率主要和外移相角φ有关。设
Figure BDA0003394176120000153
内移相角θ＝0.1π，传输功率P(标幺值p.u.)与外移相角φ的关系曲线如图9所示：
从图9中可以看出在θ＜φ＜π-θ的情况下，传输功率最大，为使直流变换器尽可能多地传输功率，需要将外移相角φ保持在该状态下，同时根据DAB的双重移相控制可知外移相角的占空比(占空比D＝移相角/2π)一般不能超过0.5，故外移相角一般控制在θ＜φ＜π之间，随着传输功率的变化不断调整外移相角，从而使传输功率稳定，同时可以保证传输功率与外移相角一一对应。
实施例3
本发明实施例3对实施例1和2中的技术方案进行仿真验证。
利用Matlab/Simulink软件搭建图1中单相DAB型MMC直流变换器，通过仿真验证在基于SM调制的双重移相控制下直流变换器可以实现升压的功能。设置输入的中压侧电压为6kV，中频变压器的工作频率为1kHz,变比KT为2.5，桥臂电感为1mH,归算到一次侧的变压器漏感LT为1mH，子模块电容为4700μF,额定电压为1.5kV，中压侧桥臂子模块数为4个，高压侧桥臂子模块为40个，为了尽可能多地传输功率，维持工作模式在θ＜φ＜π-θ下，进一步将内移相角θ设置为0.1π，将外移相角φ设置为0.15π，在内移相角0.1π范围内，上下桥臂投入的子模块数k为N/2。
为实现逆变侧MMC直流电压与交流电压幅值为1:2的升压比，即
Figure BDA0003394176120000154
同时还需满足m+s＝4，解得m＝6、s＝-2,即逆变侧要进行-2/6的S/M调制策略，上下桥臂投入的子模块数需要不断在-2与6之间反复跳变；同理整流侧MMC也要实现交流电压幅值与直流输出电压为1:2的升压比，故S＝10,M＝30，整流侧MMC需要完成10/30的S/M调制策略。
逆变侧各桥臂的触发波形(各桥臂需要投入的子模块数)如图10所示，图10(a)为a相上桥臂与b相下桥臂触发波形图，图10(a)为a相下桥臂与b相下桥臂触发波形图。逆变侧MMC输出的三电平交流电压波形如如图11所示。
逆变侧MMC输出的交流方波的幅值在12kV、0kV、-12kV之间跳变，满足了1:2的升压比。
整流侧MMC桥臂的触发波形如图12所示，以A相的上桥臂与B相的下桥臂为例。
对比图12与图10(a)桥臂的触发波形，发现逆变侧的触发波形超前于整流侧的触发波形，方可保证功率从中压侧传输到高压侧。最终高压侧的直流输出电压如图13所示。
从图13中可以看出，经过逆变侧MMC、中频交流变压器与整流侧MMC，直流电压从6kV升高至60kV,从而完成1:10的升压，实现高变比的功能,进一步采用ISOS型的结构，使得本专利提出的直流变换器应用在电压等级更高的场合中，同时可以增大传输容量，满足海上全直流风电场中对高压直流变换器高变比、大容量的要求。
实施例4
本发明实施例4提供一种基于单相MMC的直流变换器的控制系统，所述控制系统包括：
逆变侧调制策略确定模块，用于根据逆变模块的变比确定逆变侧调制策略。
所述逆变侧调制策略确定模块，具体包括：逆变侧调制策略确定子模块，用于联立求解方程m+s＝n和
Figure BDA0003394176120000161
确定逆变侧调制策略为s/m调制策略；其中，s表示逆变模块的上桥臂投入的全桥型MMC子模块的数量，m表示逆变模块的下桥臂投入的全桥型MMC子模块的数量，n表示逆变模块的每个桥臂中的全桥型MMC子模块的数量，a1表示逆变模块的变比。
整流侧调制策略确定模块，用于利用整流模块的变比确定整流侧调制策略。
移相角确定模块，用于根据预设传输功率确定移相角。
逆变模块控制模块，用于根据逆变侧调制策略和所述移相角对所述逆变模块进行控制。
整流模块控制模块，用于根据整流侧调制策略和所述移相角对所述整流模块进行控制。
与现有技术相比，本发明的有益效果在于：
(1)提出了一种适用于大功率传输的新型直流变换器拓扑，将MMC与模块组合型结构相结合，单相DAB型MMC直流变换器作为ISOS结构中的模块，实现大功率的传输。
(2)本发明针对单相DAB型MMC直流变换器，基于双重移相控制并结合SM调制设计了一种调制策略，在该调制策略下，逆变侧MMC与整流侧MMC都具有了升压的功能，再结合变压器本身的升压性能，整个直流变换器便可实现很高的升压比。
本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。对于实施例公开的装置而言，由于其与实施例公开的方法相对应，所以描述的比较简单，相关之处参见方法部分说明即可。
本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处。综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。

Claims (10)

1.一种基于单相MMC的直流变换器，其特征在于，所述直流变换器包括：
逆变模块、变压模块和整流模块；
所述逆变模块与所述变压模块的原边连接，所述整流模块与所述变压模块的副边连接；
所述逆变模块包括4n个全桥型MMC子模块，所述整流模块包括4N半桥型MMC子模块；
每n个所述全桥型MMC子模块串联连接组成所述逆变模块的一个桥臂，每N个所述半桥型MMC子模块串联连接组成所述整流模块的一个桥臂。
2.根据权利要求1所述的基于单相MMC的直流变换器，其特征在于，逆变模块的每个桥臂中的全桥型MMC子模块的数量n为：
n＝UMV/UC；
其中，UMV表示逆变侧输入的直流电压，UC为全桥型MMC子模块的电容电压。
3.根据权利要求1所述的基于单相MMC的直流变换器，其特征在于，整流模块的每个桥臂中的半桥型MMC子模块的数量N为：
N＝UHV/UC’；
其中，UHV表示整流侧输出的直流电压，UC’表示半桥型MMC子模块的电容电压。
4.根据权利要求1所述的基于单相MMC的直流变换器，其特征在于，所述直流变换器还包括4个第一负载电感和4个第二负载电感；
4个所述第一负载电感分别串联在4个逆变侧桥臂中，4个所述第二负载电感分别串联在4个整流侧桥臂中。
5.一种基于单相MMC的直流变换器的控制方法，其特征在于，所述控制方法包括如下步骤：
根据逆变模块的变比确定逆变侧调制策略；
利用整流模块的变比确定整流侧调制策略；
根据预设传输功率确定移相角；
根据逆变侧调制策略和所述移相角对所述逆变模块进行控制；
根据整流侧调制策略和所述移相角对所述整流模块进行控制。
6.根据权利要求5所述的基于单相MMC的直流变换器的控制方法，其特征在于，所述根据逆变模块的变比确定逆变侧调制策略，具体包括：
联立求解方程m+s＝n和
Figure FDA0003394176110000021
确定逆变侧调制策略为s/m调制策略；
其中，s表示逆变模块的上桥臂投入的全桥型MMC子模块的数量，m表示逆变模块的下桥臂投入的全桥型MMC子模块的数量，n表示逆变模块的每个桥臂中的全桥型MMC子模块的数量，a1表示逆变模块的变比。
7.根据权利要求5所述的基于单相MMC的直流变换器的控制方法，其特征在于，所述利用整流模块的变比确定整流侧调制策略，具体包括：
联立求解方程M+S＝N和
Figure FDA0003394176110000022
确定整流侧调制策略为S/M调制策略；
其中，S表示整流模块的上桥臂投入的半桥型MMC子模块的数量，M表示整流模块的下桥臂投入的半桥型MMC子模块的数量，N表示整流模块的每个桥臂中的半桥型MMC子模块的数量，a2表示整流模块的变比。
8.根据权利要求5所述的基于单相MMC的直流变换器的控制方法，其特征在于，所述根据预设传输功率确定移相角，具体包括：
根据预设传输功率，求解公式
Figure FDA0003394176110000023
确定移相角；
其中，P表示预设传输功率，UHV表示整流侧输出的直流电压，ω表示变压模块的工作频率，Lk表示桥臂电感，G表示电压增益，φ表示外移相角，θ表示内移相角，θ＝0.1π。
9.一种基于单相MMC的直流变换器的控制系统，其特征在于，所述控制系统包括：
逆变侧调制策略确定模块，用于根据逆变模块的变比确定逆变侧调制策略；
整流侧调制策略确定模块，用于利用整流模块的变比确定整流侧调制策略；
移相角确定模块，用于根据预设传输功率确定移相角；
逆变模块控制模块，用于根据逆变侧调制策略和所述移相角对所述逆变模块进行控制；
整流模块控制模块，用于根据整流侧调制策略和所述移相角对所述整流模块进行控制。
10.根据权利要求9所述的基于单相MMC的直流变换器的控制系统，其特征在于，所述逆变侧调制策略确定模块，具体包括：
逆变侧调制策略确定子模块，用于联立求解方程m+s＝n和
Figure FDA0003394176110000031
确定逆变侧调制策略为s/m调制策略；
其中，s表示逆变模块的上桥臂投入的全桥型MMC子模块的数量，m表示逆变模块的下桥臂投入的全桥型MMC子模块的数量，n表示逆变模块的每个桥臂中的全桥型MMC子模块的数量，a1表示逆变模块的变比。
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