CN103956955B - 一种单边可控的共母线开绕组永磁电机系统及其零序电流的抑制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种单边可控的共母线开绕组永磁电机系统及其零序电流的抑制方法，该开绕组永磁电机系统采用共直流电源结构，通过设计比例谐振控制器达到抑制零序电流的目的，系统采用一个全控变流器和一个不控变流器，降低了成本的同时增加了系统的容量，且只涉及一个直流电源且不需要隔离，抑制零序电流只是在控制算法上改动，不需要增加系统硬件成本。同时，本发明抑制零序电流方法，直接基于对零序电流的检测，并设计了一个电流闭环结构，控制简单而又稳定性强。相比于传统的结构，本发明减小了系统复杂度，降低了成本，增加了系统的容量，同时，在不增加硬件的条件下，很好的解决了永磁体反电势含有三次谐波的问题，控制方法简单，且抗干扰能力强。

Description

一种单边可控的共母线开绕组永磁电机系统及其零序电流的抑制方法

技术领域

本发明属于电机控制技术领域，具体涉及一种单边可控的共母线开绕组永磁电机系统及其零序电流的抑制方法。

背景技术

由于铝镍钴、铁氧体和钕铁硼等高磁能密度的永磁材料的出现，使永磁电机得到了空前的发展和壮大。同时，永磁电机摒弃了电刷、集电环等装置，不需要励磁绕组和励磁电源，大大减小了电机的损耗并且提高了电机的运行可靠性。永磁电机由于其高功率密度、高效率、结构简单及运行可靠等性能，已经广泛运用于航天、汽车、国防和发电等各个领域。

近年来，有人提出开绕组电机结构，即将传统的Y接绕组中性点解开，绕组两端各接一个变流器，通过对两个变流器的控制，可以实现三电平控制，提高了电机的电压等级，并且减小了电压调制的谐波含量。将开绕组结构运用于永磁电机，电机反电势依赖于永磁体结构，实际中永磁体旋转产生的反电势往往存在三次谐波。传统的开绕组永磁电机系统结构如图1所示，该结构下，两个变流器分别连接到两个隔离的直流电源，由于两直流电源隔离，系统中不存在零序电流回路，即使电压中存在三次谐波，也不会产生零序电流，但是由于系统需要两个隔离的直流源，增加了系统的复杂程度和成本。然而，两变流器共用同一直流电源时，对应的结构存在零序电流回路，又由于永磁电机中存在反电势三次谐波，故系统中会有零序电流流通，导致系统效率低下，轴承发热等问题。同时，系统采用两个全控变流器，由于全控电力电子器件价格昂贵的同时，容量相对于不控电力电子器件也要小很多，故而此结构成本较高且容量受限。

基于以上考虑，为了降低系统成本，增加系统容量的同时抑制零序电流，有人提出了在三相回路上串电感来抑制三次及更高次谐波电流的大小，然而串入电感会增加系统硬件成本和复杂度，同时，也会增加系统的损耗和无功功率。也有人提出，使用电压空间矢量调制时，采用无共模电压的矢量进行调制，消除逆变器产生的零序电压，此方法适用于感应电机，然而针对于永磁电机，永磁体反电势中存在三次谐波得不到抑制，同时该方法只是基于开环控制，易受各种扰动影响，误差较大。

发明内容

针对现有技术所存在的上述技术问题，本发明提供了一种单边可控的共母线开绕组永磁电机系统及其零序电流的抑制方法，能够有效抑制共直流母线结构开绕组永磁电机的零序电流，结构简单，成本低，抗干扰能力强。

一种单边可控的共母线开绕组永磁电机系统，包括：一开绕组永磁电机、一直流源、一控制器和两台变流器J1～J2；

所述的开绕组永磁电机的三相定子绕组一侧与变流器J1的交流侧对应连接，另一侧与变流器J2的交流侧对应连接；

两台变流器J1～J2的直流侧共同连接所述的直流源；其中，变流器J1中的功率开关器件采用全控型功率开关管(如IGBT等)，变流器J2中的功率开关器件采用不控型功率开关管(如二极管)。

所述的控制器用于采集开绕组永磁电机的三相定子电压、三相定子电流以及公共的直流母线电压，进而根据这些信号通过控制策略构造出一组PWM信号以对变流器J1进行控制。

所述的直流源两端并联有母线电容。

上述共母线开绕组永磁电机系统零序电流的抑制方法，包括如下步骤：

（1）采集电机的三相定子电压、三相定子电流以及两台变流器公共的直流母线电压，进而通过测量或估算得到电机的转速和转子位置角；

（2）利用所述的转子位置角对三相定子电流进行dq变换(同步旋转坐标变换)，得到三相定子电流的d轴分量和q轴分量；

（3）根据所述的转速以及三相定子电流的d轴分量和q轴分量，计算出电机的实际输出功率、有功轴电压补偿量和无功轴电压补偿量；进而根据基于无功轴电流为零的矢量控制算法计算出电机的有功轴电压指令u_q和无功轴电压指令u_d；

（4）根据所述的三相定子电流确定变流器J2交流侧的三相电压，并对该三相电压进行dq变换，得到该三相电压的d轴分量u_d2和q轴分量u_q2；

（5）使电机的有功轴电压指令u_q和无功轴电压指令u_d对应与q轴分量u_q2和d轴分量u_d2相加，得到变流器J1的有功轴电压指令u_q1和无功轴电压指令u_d1；

（6）取三相定子电流的平均值作为零序电流分量，对所述的零序电流分量进行比例谐振控制以确定变流器J1的零轴电压指令u₀₁；

（7）对变流器J1的零轴电压指令u₀₁、有功轴电压指令u_q1和无功轴电压指令u_d1进行dq反变换，并通过SPWM(正弦脉宽调制)技术构造得到一组PWM(脉宽调制)信号以对变流器J1进行控制。

所述的步骤（1）中采用反电势估测法或高频信号注入法估算电机的转速和和转子位置角。

所述的步骤（2）中根据以下表达式对三相定子电流进行dq变换：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{sd}}\\ i_{\mathrm{sq}}\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}\cos \mathrm{\θ}& \cos (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})& \cos (\mathrm{\θ}+\frac{2\mathrm{\π}}{3})\\ -\sin \mathrm{\θ}& -\sin (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})& -\sin (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_a\\ i_b\\ i_c\end{array}\right]$

其中：i_sd和i_sq分别为三相定子电流的d轴分量和q轴分量，i_a～i_c对应为电机的三相定子电流，θ为电机的转子位置角。

所述的步骤（3）中根据以下算式计算电机的实际输出功率、有功轴电压补偿量和无功轴电压补偿量：

$\begin{array}{c}P=\frac{3}{2}{n}_p{\mathrm{\ω}}_s[{\text{\Ψ}}_f{i}_{\mathrm{sq}}+(L_{\mathrm{sd}}-L_{\mathrm{sq}})i_{\mathrm{sd}}{i}_{\mathrm{sq}}]\\ {\mathrm{\Δu}}_{\mathrm{sq}}={\mathrm{\ω}}_s{\mathrm{\Ψ}}_f-{\mathrm{\ω}}_s{L}_{\mathrm{sd}}{i}_{\mathrm{sd}}\\ {\mathrm{\Δu}}_{\mathrm{sd}}={\mathrm{\ω}}_s{L}_{\mathrm{sq}}{i}_{\mathrm{sq}}\end{array}$

其中：P为电机的实际输出功率，Δu_sd和Δu_sq分别为电机的无功轴电压补偿量和有功轴电压补偿量，ω_s为电机的转速，n_p为电机的极对数，L_sd和L_sq分别为电机的直轴电感和交轴电感，Ψ_f为电机的转子磁链，i_sd和i_sq分别为三相定子电流的d轴分量和q轴分量。

所述的步骤（3）中基于无功轴电流为零的矢量控制算法的具体实现方式如下：

A1.使预设的目标输出功率减去所述的实际输出功率，得到功率误差；

A2.对所述的功率误差进行PI调节得到有功轴电流指令，并令无功轴电流指令为零；

A3.使无功轴电流指令和有功轴电流指令分别减去三相定子电流的d轴分量和q轴分量，得到无功轴电流误差和有功轴电流误差；

A4.分别对有功轴电流误差和无功轴电流误差进行PI调节得到有功轴电压误差和无功轴电压误差；使电机的有功轴电压补偿量和无功轴电压补偿量分别减去有功轴电压误差和无功轴电压误差，即得到电机的有功轴电压指令u_q和无功轴电压指令u_d。

所述的步骤（4）中确定变流器J2交流侧三相电压的标准如下：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{a2}=\begin{array}{c}\left\{\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{dc}},\mathrm{if}(i_a<0)\\ 0,\mathrm{if}(i_a>0)\end{array}\right\}\end{array}\\ u_{b2}=\left\{\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{dc}},\mathrm{if}(i_b<0)\\ 0,\mathrm{if}(i_b>0)\end{array}\right\}\\ u_{c2}=\left\{\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{dc}},\mathrm{if}(i_c<0)\\ 0,\mathrm{if}(i_c>0)\end{array}\right\}\end{array}\right.$

其中：i_a～i_c对应为电机的三相定子电流且定子电流从变流器J2流向变流器J1的方向为正，反之为负；u_a2～u_c2对应为变流器J2交流侧的三相电压，U_dc为两台变流器公共的直流母线电压。

所述的步骤（4）中根据以下表达式对变流器J2交流侧的三相电压进行dq变换：

$\left[\begin{array}{c}{u}_{d2}\\ u_{q2}\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}\cos \mathrm{\&theta;}& \cos (\mathrm{\&theta;}-\frac{2\mathrm{\&pi;}}{3})& \cos (\mathrm{\&theta;}+\frac{2\mathrm{\&pi;}}{3})\\ -\sin \mathrm{\&theta;}& -\sin (\mathrm{\&theta;}-\frac{2\mathrm{\&pi;}}{3})& -\sin (\mathrm{\&theta;}-\frac{2\mathrm{\&pi;}}{3})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{a2}\\ u_{b2}\\ u_{c2}\end{array}\right]$

其中：u_a2～u_c2对应为变流器J2交流侧的三相电压，θ为电机的转子位置角。

所述的步骤（6）中通过以下算式对零序电流分量进行比例谐振控制：

$u_{01}=(K_P+\frac{K_R{\mathrm{\&omega;}}_{c}s}{s^2+{2\mathrm{\&omega;}}_{c}s+{\mathrm{\&omega;}}_0^2})i_0$

其中：K_P和K_R分别为比例系数和谐振系数，s为拉普拉斯算子，i₀为零序电流分量，ω_c为比例谐振控制的截止频率，ω₀为零序电流分量的角频率。

本发明基于单边可控的开绕组结构的永磁电机，采用共直流电源结构，通过设计比例谐振控制器达到抑制零序电流的目的，该系统采用一个全控变流器和一个不控变流器，降低了成本的同时增加了系统的容量，且只涉及一个直流电源且不需要隔离，抑制零序电流只是在控制算法上改动，不需要增加系统硬件成本。同时，本发明抑制零序电流方法，直接基于对零序电流的检测，并设计了一个电流闭环结构，控制简单而又稳定性强。相比于传统的结构，本发明减小了系统复杂度，降低了成本，增加了系统的容量，同时，在不增加硬件的条件下，很好的解决了永磁体反电势含有三次谐波的问题，控制方法简单，且抗干扰能力强。

附图说明

图1为传统开绕组永磁电机系统的结构示意图。

图2为本发明基于单边可控共直流母线开绕组永磁电机系统的结构示意图。

图3为本发明抑制电机零序电流的控制流程图。

图4为反电势估测法的原理流程示意图。

图5为零序电流分量通过比例谐振控制器的控制框图。

图6(a)为本发明单边可控共直流母线开绕组电机在无抑制情况下a相电流的波形图。

图6(b)为本发明单边可控共直流母线开绕组电机在无抑制情况下a相电流的谐波分析示意图。

图7(a)为本发明单边可控共直流母线开绕组电机在有抑制情况下a相电流的波形图。

图7(b)为本发明单边可控共直流母线开绕组电机在有抑制情况下a相电流的谐波分析示意图。

具体实施方式

为了更为具体地描述本发明，下面结合附图及具体实施方式对本发明的技术方案进行详细说明。

如图2所示，一种基于单边可控的共直流母线开绕组永磁电机系统，包括：一台永磁电机、一台全控型变流器J1、一台不控型变流器J2、一直流电源S和一台控制器；其中，永磁电机具有三相绕组，并且为开绕组结构；变流器J1采用三相可控全桥整流器，变流器J2采用三相不控全桥整流器，变流器J1和J2直流侧共用同一直流电源，并且直流电源上并有母线电容C，每个桥臂上至少由一个电力电子开关器件串联组成，本实施方式中全控开关器件采用IGBT，不控开关器件采用二极管；永磁电机任一相绕组的一端与全控型变流器J1中对应相上下桥臂的中心接点相连，另一端与不控型变流器J2中对应相上下桥臂的中心接点相连。

控制器用于采集永磁同步电机的端电压u_a～u_c、相电流i_a～i_c以及两台变流器公共的直流母线电压U_dc，进而通过控制策略构造出PWM信号以对变流器J1进行控制。本实施方式中，控制器采用DSP。

如图3所示，上述电机系统零序电流的抑制方法，包括如下步骤：

（1）采集永磁电机的端电压u_a～u_c和相电流i_a～i_c以及两台变流器公共的直流输出电压U_dc，进而利用反电势估测法估算出永磁电机的转速ω_s和转子位置角θ，反电势估测法的实施流程如图4所示，其中R_s为电机的定子相电阻，本实施方式中，R_s=1.1Ω。

（2）利用转子位置角θ对相电流进行dq变换，得到相电流的d轴分量i_sd和q轴分量i_sq：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{sd}}\\ i_{\mathrm{sq}}\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}\cos \mathrm{\&theta;}& \cos (\mathrm{\&theta;}-\frac{2\mathrm{\&pi;}}{3})& \cos (\mathrm{\&theta;}+\frac{2\mathrm{\&pi;}}{3})\\ -\sin \mathrm{\&theta;}& -\sin (\mathrm{\&theta;}-\frac{2\mathrm{\&pi;}}{3})& -\sin (\mathrm{\&theta;}-\frac{2\mathrm{\&pi;}}{3})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_a\\ i_b\\ i_c\end{array}\right]$

（3）根据转速ω_s以及相电流的d轴分量i_sd和q轴分量i_sq，根据以下算式计算出永磁电机的实际输出功率P、有功轴电压补偿量Δu_sq和无功轴电压补偿量Δu_sd；

$\begin{array}{c}P=\frac{3}{2}{n}_p{\mathrm{\&omega;}}_s[{\text{\&Psi;}}_f{i}_{\mathrm{sq}}+(L_{\mathrm{sd}}-L_{\mathrm{sq}})i_{\mathrm{sd}}{i}_{\mathrm{sq}}]\\ {\mathrm{\&Delta;u}}_{\mathrm{sq}}={\mathrm{\&omega;}}_s{\mathrm{\&Psi;}}_f-{\mathrm{\&omega;}}_s{L}_{\mathrm{sd}}{i}_{\mathrm{sd}}\\ {\mathrm{\&Delta;u}}_{\mathrm{sd}}={\mathrm{\&omega;}}_s{L}_{\mathrm{sq}}{i}_{\mathrm{sq}}\end{array}$

其中：n_p为永磁电机的极对数，L_sd和L_sq分别为永磁电机的直轴电感和交轴电感，Ψ_f为永磁电机的转子磁链；本实施方式中，n_p=8，Ψ_f=2.802V.s，L_sd=77.56mH，L_sq=107.4mH。

进而根据基于无功轴电流为零的矢量控制算法计算出电机的有功轴电压指令u_q和无功轴电压指令u_d；

3.1使预设目标输出功率P_ref减去实际输出功率P，得到功率误差ΔP；本实施方式中P_ref=1100W；

3.2根据以下算式对功率误差ΔP进行PI调节得到有功轴电流指令I_sq，并令无功轴电流指令I_sd为0；

$I_{\mathrm{sq}}=(K_{p1}+\frac{K_{i1}}{s})\mathrm{\&Delta;P}$

其中，K_p1和K_i1分别为比例系数和积分系数，s为拉普拉斯算子；本实施方式中，K_p1=0.5，K_i1=0.005。

3.3使无功轴电流指令I_sd和有功轴电流指令I_sq分别减去相电流的d轴分量i_sd和q轴分量i_sq，得到无功轴电流误差Δi_sd和有功轴电流误差Δi_sq；

3.4根据以下公式分别对有功轴电流误差Δi_sq和无功轴电流误差Δi_sd进行PI调节得到有功轴电压误差和无功轴电压误差，使有功轴电压补偿量Δu_sq和无功轴电压补偿量Δu_sd分别减去有功轴电压误差和无功轴电压误差，即得到电机的有功轴电压指令u_q和无功轴电压指令u_d；

$u_q={\mathrm{\&Delta;u}}_{\mathrm{sq}}-(K_{p2}+\frac{K_{i2}}{s}){\mathrm{\&Delta;i}}_{\mathrm{sq}}$

$u_d={\mathrm{\&Delta;u}}_{\mathrm{sd}}-(K_{p2}+\frac{K_{i2}}{s}){\mathrm{\&Delta;i}}_{\mathrm{sd}}$

其中，K_p2和K_i2分别为比例系数和积分系数，本实施方式中，K_p2=5，K_i2=0.08。

（4）根据电机的相电流i_a～i_c，确定不控型变流器J2交流侧三相电压的大小u_a2、u_b2、u_c2：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{a2}=\begin{array}{c}\left\{\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{dc}},\mathrm{if}(i_a<0)\\ 0,\mathrm{if}(i_a>0)\end{array}\right\}\end{array}\\ u_{b2}=\left\{\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{dc}},\mathrm{if}(i_b<0)\\ 0,\mathrm{if}(i_b>0)\end{array}\right\}\\ u_{c2}=\left\{\begin{array}{c}{U}_{\mathrm{dc}},\mathrm{if}(i_c<0)\\ 0,\mathrm{if}(i_c>0)\end{array}\right\}\end{array}\right.$

其中：定子电流从变流器J2流向变流器J1的方向为正，反之为负；U_dc为两台变流器公共的直流母线电压；

进而利用转子位置角θ对变流器J2交流侧的三相电压u_a2、u_b2、u_c2进行dq变换，得到变流器J2的有功轴电压u_q2、无功轴电压u_d2；

$\left[\begin{array}{c}{u}_{d2}\\ u_{q2}\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}\cos \mathrm{\&theta;}& \cos (\mathrm{\&theta;}-\frac{2\mathrm{\&pi;}}{3})& \cos (\mathrm{\&theta;}+\frac{2\mathrm{\&pi;}}{3})\\ -\sin \mathrm{\&theta;}& -\sin (\mathrm{\&theta;}-\frac{2\mathrm{\&pi;}}{3})& -\sin (\mathrm{\&theta;}-\frac{2\mathrm{\&pi;}}{3})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{a2}\\ u_{b2}\\ u_{c2}\end{array}\right]$

再将步骤（3）中得到的有功轴电压指令u_q、无功轴电压指令u_d对应与变流器J2的有功轴电压u_q2、无功轴电压u_d2相加得到变流器J1的有功轴电压指令u_q1和无功轴电压指令u_d1。

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{d1}=u_d+u_{d2}\\ u_{q1}=u_q+u_{q2}\end{array}\right.$

（5）取相电流i_a～i_c的平均值作为零序电流分量i₀，再将零序电流分量i₀通过以下比例谐振控制器，计算得到变流器J1的零轴电压指令u₀₁，图5为比例谐振控制器的流程框图；

$u_{01}=(K_P+\frac{K_R{\mathrm{\&omega;}}_{c}s}{s^2+{2\mathrm{\&omega;}}_{c}s+{\mathrm{\&omega;}}_0^2})i_0$

其中，K_P和K_R分别为比例系数和谐振系数，s为拉普拉斯算子，ω_c为比例谐振控制器的截止频率，ω₀为零序电流分量的角频率；本实施方式中，K_P=25，K_R=200，ω_c=2rad/s，ω₀=3ω_s。

（6）对变流器J1的有功轴电压指令u_q1、无功轴电压指令u_d1和零轴电压指令u₀₁进行dq反变换，得到变流器J1的三相电压指令u_abc1，进而通过SPWM技术构造得到一组PWM信号分别对变流器J1进行控制。

以下我们对本实施方式电机系统进行仿真测试，电机的参数如表1所示：

表1

电机参数	参数值
		额定功率	5500W
额定电压	230V
		额定电流	13.8A
额定频率	10.67Hz
		额定转速	80r/min
定子相电阻	1.1Ω
		定子d轴电感	77.56mH
定子q轴电感	107.4mH
		零序轴电感	17.3mH
极对数	8
		直流输出电压	200V

图6和图7为采用本实施方式对共直流母线开绕组永磁电机系统控制的仿真波形图，波形取0.5s～2s时间段，系统处于稳定运行状态。此时，系统目标功率为1100W，转速为40转/分钟。从仿真结果可以得出，单边可控的共直流母线永磁电机系统，在无零序电流抑制的情况下，电流波形中含有很大成分的谐波，谐波主要由三次谐波构成，谐波含量高达47.08%；加入本发明所设计的比例谐振控制器后，三次电流大幅度减小，总谐波含量只有2.53%。仿真结果表明，本发明所提出的系统和控制方法能够很好的抑制零序电流，使系统高效且稳定运行。

Claims (8)

1.一种单边可控的共母线开绕组永磁电机系统零序电流的抑制方法，所述的共母线开绕组永磁电机系统包括：一开绕组永磁电机、一直流源、一控制器和两台变流器J1～J2；所述的开绕组永磁电机的三相定子绕组一侧与变流器J1的交流侧对应连接，另一侧与变流器J2的交流侧对应连接；两台变流器J1～J2的直流侧共同连接所述的直流源；其中，变流器J1中的功率开关器件采用全控型功率开关管，变流器J2中的功率开关器件采用不控型功率开关管；所述的控制器用于采集开绕组永磁电机的三相定子电压、三相定子电流以及公共的直流母线电压，进而根据这些信号通过控制策略构造出一组PWM信号以对变流器J1进行控制；

所述的抑制方法包括如下步骤：

(1)采集电机的三相定子电压、三相定子电流以及两台变流器公共的直流母线电压，进而通过测量或估算得到电机的转速和转子位置角；

(2)利用所述的转子位置角对三相定子电流进行dq变换，得到三相定子电流的d轴分量和q轴分量；

(3)根据所述的转速以及三相定子电流的d轴分量和q轴分量，计算出电机的实际输出功率、有功轴电压补偿量和无功轴电压补偿量；进而根据基于无功轴电流为零的矢量控制算法计算出电机的有功轴电压指令u_q和无功轴电压指令u_d；

(4)根据所述的三相定子电流确定变流器J2交流侧的三相电压，并对该三相电压进行dq变换，得到该三相电压的d轴分量u_d2和q轴分量u_q2；

(5)使电机的有功轴电压指令u_q和无功轴电压指令u_d对应与q轴分量u_q2和d轴分量u_d2相加，得到变流器J1的有功轴电压指令u_q1和无功轴电压指令u_d1；

(6)取三相定子电流的平均值作为零序电流分量，对所述的零序电流分量进行比例谐振控制以确定变流器J1的零轴电压指令u₀₁；

(7)对变流器J1的零轴电压指令u₀₁、有功轴电压指令u_q1和无功轴电压指令u_d1进行dq反变换，并通过SPWM技术构造得到一组PWM信号以对变流器J1进行控制。

2.根据权利要求1所述的抑制方法，其特征在于：所述的步骤(1)中采用反电势估测法或高频信号注入法估算电机的转速和和转子位置角。

3.根据权利要求1所述的抑制方法，其特征在于：所述的步骤(2)中根据以下表达式对三相定子电流进行dq变换：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{sd}\\ i_{sq}\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}cos\mathrm{\&theta;}& cos(\mathrm{\&theta;}-\frac{2\mathrm{\&pi;}}{3})& \cos (\mathrm{\&theta;}+\frac{2\mathrm{\&pi;}}{3})\\ -sin\mathrm{\&theta;}& -sin(\mathrm{\&theta;}-\frac{2\mathrm{\&pi;}}{3})& -sin(\mathrm{\&theta;}-\frac{2\mathrm{\&pi;}}{3})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_a\\ i_b\\ i_c\end{array}\right]$

其中：i_sd和i_sq分别为三相定子电流的d轴分量和q轴分量，i_a～i_c对应为电机的三相定子电流，θ为电机的转子位置角。

4.根据权利要求1所述的抑制方法，其特征在于：所述的步骤(3)中根据以下算式计算电机的实际输出功率、有功轴电压补偿量和无功轴电压补偿量：

$P=\frac{3}{2}{n}_p{\mathrm{\&omega;}}_s\&lsqb;{\mathrm{\&Psi;}}_f{i}_{sq}+(L_{sd}-L_{sq})i_{sd}{i}_{sq}\&rsqb;$

Δu_sq＝ω_sΨ_f-ω_sL_sdi_sd

Δu_sd＝ω_sL_sqi_sq

其中：P为电机的实际输出功率，Δu_sd和Δu_sq分别为电机的无功轴电压补偿量和有功轴电压补偿量，ω_s为电机的转速，n_p为电机的极对数，L_sd和L_sq分别为电机的直轴电感和交轴电感，Ψ_f为电机的转子磁链，i_sd和i_sq分别为三相定子电流的d轴分量和q轴分量。

5.根据权利要求1所述的抑制方法，其特征在于：所述的步骤(3)中基于无功轴电流为零的矢量控制算法的具体实现方式如下：

A1.使预设的目标输出功率减去所述的实际输出功率，得到功率误差；

A2.对所述的功率误差进行PI调节得到有功轴电流指令，并令无功轴电流指令为零；

A3.使无功轴电流指令和有功轴电流指令分别减去三相定子电流的d轴分量和q轴分量，得到无功轴电流误差和有功轴电流误差；

A4.分别对有功轴电流误差和无功轴电流误差进行PI调节得到有功轴电压误差和无功轴电压误差；使电机的有功轴电压补偿量和无功轴电压补偿量分别减去有功轴电压误差和无功轴电压误差，即得到电机的有功轴电压指令u_q和无功轴电压指令u_d。

6.根据权利要求1所述的抑制方法，其特征在于：所述的步骤(4)中确定变流器J2交流侧三相电压的标准如下：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{a2}=\left\{\begin{array}{c}{U}_{dc},if\left(i_a<0\right)\\ 0,if\left(i_a>0\right)\end{array}\right\}\\ u_{b2}=\left\{\begin{array}{c}{U}_{dc},if\left(i_b<0\right)\\ 0,if\left(i_b>0\right)\end{array}\right\}\\ u_{c2}=\left\{\begin{array}{c}{U}_{dc},if\left(i_c<0\right)\\ 0,if\left(i_c>0\right)\end{array}\right\}\end{array}\right.$

其中：i_a～i_c对应为电机的三相定子电流且定子电流从变流器J2流向变流器J1的方向为正，反之为负；u_a2～u_c2对应为变流器J2交流侧的三相电压，U_dc为两台变流器公共的直流母线电压。

7.根据权利要求1所述的抑制方法，其特征在于：所述的步骤(4)中根据以下表达式对变流器J2交流侧的三相电压进行dq变换：

$\left[\begin{array}{c}{u}_{d2}\\ u_{q2}\end{array}\right]=\frac{2}{3}\left[\begin{array}{ccc}cos\mathrm{\&theta;}& cos(\mathrm{\&theta;}-\frac{2\mathrm{\&pi;}}{3})& cos(\mathrm{\&theta;}+\frac{2\mathrm{\&pi;}}{3})\\ -sin\mathrm{\&theta;}& -sin(\mathrm{\&theta;}-\frac{2\mathrm{\&pi;}}{3})& -sin(\mathrm{\&theta;}-\frac{2\mathrm{\&pi;}}{3})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{u}_{a2}\\ u_{b2}\\ u_{c2}\end{array}\right]$

其中：u_a2～u_c2对应为变流器J2交流侧的三相电压，θ为电机的转子位置角。

8.根据权利要求1所述的抑制方法，其特征在于：所述的步骤(6)中通过以下算式对零序电流分量进行比例谐振控制：

$u_{01}=(K_P+\frac{K_R{\mathrm{\&omega;}}_{c}s}{s^2+2{\mathrm{\&omega;}}_{c}s+{\mathrm{\&omega;}}_0^2})i_0$

其中：K_P和K_R分别为比例系数和谐振系数，s为拉普拉斯算子，i₀为零序电流分量，ω_c为比例谐振控制的截止频率，ω₀为零序电流分量的角频率。