CN103825516B - 一种同步电机的复合控制器 - Google Patents

Abstract

本发明提出了一种同步电机复合控制器，属于电机控制领域，其特征在于，含有：一个速度前馈控制器、一个速度反馈控制器和个数与相数相同的相电流控制器。其中相电流控制器包含一个超前-滞后网络、相电流闭环控制器。速度指令经过所述速度前馈控制器得到速度前馈控制电压。速度指令经过所述速度反馈控制器为相电流指令。所述相电流指令分别经过所述超前-滞后网络和所述相电流闭环控制器分别得到相电流前馈控制电压和相电流反馈控制电压。速度前馈控制电压、相电流前馈控制电压和相电流反馈控制电压之和为各相控制电压。本发明较传统闭环控制在相同性能指标下具有更低的闭环增益，更高的稳定裕度。物理概念清晰、控制律设计方便、易于编程实现。

Description

一种同步电机的复合控制器

技术领域

本发明涉及同步电机的驱动控制方法，属于电机控制技术领域。

背景技术

采用前馈控制与反馈闭环控制相结合的复合控制结构。前馈控制器的引入，克服了纯反馈控制需等输出量发生变化并形成偏差后才纠正偏差的控制作用，比纯反馈控制更“及时”，改善了系统的相频特性。同时引入反馈控制并结合前馈控制，消除了逆动力学前馈控制因本身建模误差或外部扰动而造成输出误差。

常规的转速复合控制器，通常在频域下设计其前馈控制器和反馈控制器，其输入输出为直流量，得到频域下的电机控制电压后在再进行旋转坐标变换，其反馈控制电压与前馈控制电压具有相同的相位。本发明采用转速控制与相电流控制双环嵌套的控制结构，转速控制器与相电流控制器分别采用复合控制结构；转速前馈控制以转速给定作为输入，其输出进行旋转坐标变换，与电机反电动势同相；转速闭环控制器的输出作为多相电流控制器的给定输入，其值正比于电机所需转矩；相电流控制器为实现直轴电流分量为零的控制目标，使相电流相位与电机反电动势同相，其电流给定输入进行旋转坐标变换，分别作为相电流超前-滞后网络和相电流反馈控制的给定输入；相电流超前-滞后网络根据电机电枢模型进行前馈补偿，并引入低通滤波器；相电流闭环控制器用于消除转矩误差，实现高精度力矩控制；转速前馈控制电压、相电流前馈控制电压与相电流反馈控制电压的矢量和为实际电机的控制电压。

本发明与常规转速复合控制器相比，实现了对各相电流进行独立控制。其相电流控制器的给定输入、转速前馈的输出分别进行旋转坐标变换，使得相电流超前-滞后网络的前馈输出、相电流闭环控制器的输出和转速前馈控制器的输出具有不同的相位，并对上述三个补偿量进行矢量求和，具有物理概念清晰，算法简单，易于编程，控制精度高的特点。

发明内容

本发明的目的在于提供一种快速、物理概念清晰、鲁棒性高、控制律设计方便且易于编程实现的同步电机的复合控制方法。

为实现上述目的，本发明采用以下技术方案：

一种同步电机的复合控制器，其特征在于，含有：一个速度前馈控制器、一个速度反馈控制器、N个相电流控制器，N代表同步电机的相数；其中：

速度前馈控制器包含一个比例环节、一个旋转坐标变换器；所述比例环节由同步电机反电动势常数确定，其数学表达式为C_e，所述转子速度外部参考输入ω_r经过所述比例环节后，得到速度前馈控制电压幅值C_eω_r；所述旋转坐标变换器为包含电机转子位置角θ和各相与第一相之间相位差φ的正弦函数，其数学表达式为sin(θ+φ)，对两相同步电机，式中对三相及三相以上电机φ=(-2π／N)×(X-1)，X代表电机各相绕组，可取1、2、3、...、N；所述速度前馈控制电压幅值经过所述旋转坐标变换器，得到N个绕组的速度前馈控制电压：e_FFX=C_eω_rsin(θ+φ)；

速度反馈控制器包含一个减法器、一个PID控制器和一个旋转坐标变换器；所述减法器实现转子速度外部参考输入ω_r与转子角速度ω相减运算，得到产生转速误差；上述转速误差经过所述PID控制器，得到与系统所需力矩成正比的相电流参考输入幅值i_r；所述旋转坐标变换器为包含电机转子位置角θ和各相与第一相之间相位差φ的正弦函数，其数学表达式为sin(θ+φ)，对两相同步电机，式中对三相及三相以上电机φ=(-2π／N)×(X-1)，X代表电机各相绕组，可取1、2、3、...、N；所述相电流参考输入幅值i_r经过所述旋转坐标变换器，得到N个相电流参考输入i_{X_r}=i_rsin(θ+φ)，输出到N个相电流控制器；

N个相电流控制器，每个所述相电流控制器包含一个减法器、一个相电流超前-滞后网络、一个相电流反馈控制器；所述减法器实现所述相电流参考输入i_{X_r}与相电流i_X相减运算，得到产生相电流误差；所述相电流反馈控制器为PI控制器，上述相电流误差经过所述相电流反馈控制器，得到相电流反馈控制电压u_FX；所述相电流超前-滞后网络的超前部分由同步电机电枢数学模型得到，其值由同步电机各相绕组电感、各相电阻确定，由于微分环节的引入可能放大测量噪声，因此所述相电流超前-滞后网络的滞后部分为一个低通滤波器，其中所述低通滤波器的时间常数的取值范围是所述相电流超前-滞后网络通过拉式变换，其数学表达式为：其中T为所述低通滤波器的时间常数，L为各相绕组电感，R为各相绕组电阻；所述相电流参考输入i_{X_r}经过所述超前-滞后网络，得到相电流前馈控制电压u_FFX=Zi_rsin(θ+φ)，其中根据同步电机各相电感L、各相电阻R，低通滤波器时间常数求得；N个所述相电流控制器共输出N个所述相电流反馈控制电压u_FX和N个相电流前馈控制电压u_FFX；

所述N个绕组的速度前馈控制电压e_FFX、N个相电流反馈控制电压u_FX和N个相电流前馈控制电压u_FFX进行求和，得到N个绕组的实时控制电压矢量和为：u_X=u_FFX+u_FX+e_FFX

本发明所提供的一种同步电机的复合控制器，具有物理概念清晰、控制律设计方便、编程实现方便、运算实时性高、系统鲁棒性高等优点，便于实现每相绕组的独立控制，非常适合各相绕组相互独立的容错电机，尤其在其发生故障，便于控制非故障相的相位和幅值，而且将控制方法与电机数学模型进行有机结合，引入电机逆模型前馈，使得闭环控制器具有更低的控制器增益和更高的稳定裕度。

本发明提出的对两相同步电机的复合控制器，同样适用于各相绕组相互独立的多相同步电机，该方法不仅描述了整个电机控制系统的矢量控制方法，而且其控制结构具有明确的物理意义，使得该力矩控制方法的物理概念更加清晰。该方法控制律设计方便，利于编程实现，控制效果明显，具有控制精度高、鲁棒性强、系统效率高等优点。

附图说明

图1：本发明的两相同步电机的复合控制器原理框图。

图2：本发明的N相同步电机的复合控制器原理框图。

具体实施方式

下面结合附图和实例对本发明作进一步说明，此处所说明的附图只用来提供对本发明的进一步理解，为本申请的一部分，不构成对本发明方案的限定。

本发明以现有常见的两相同步电机和N相同步电机为例，说明本发明的具体实施过程。

实施例一：

一种同步电机的复合控制器，其特征在于，含有：一个速度前馈控制器、一个速度反馈控制器、两个相电流控制器；其中：

速度前馈控制器包含一个比例环节、一个旋转坐标变换器；所述比例环节由同步电机反电动势常数确定，其数学表达式为C_e，所述转子速度外部参考输入ω_r经过所述比例环节后，得到速度前馈控制电压幅值C_eω_r；所述旋转坐标变换器为包含电机转子位置角θ和各相与第一相之间相位差φ的正弦函数，其数学表达式为sin(θ+φ)，对两相同步电机，式中所述速度前馈控制电压幅值经过所述旋转坐标变换器，得到两个绕组的速度前馈控制电压：

$\left\{\begin{array}{c}{e}_{\mathrm{FFA}}=C_e{\mathrm{\ω}}_r\sin \mathrm{\θ}\\ e_{\mathrm{FFB}}=C_e{\mathrm{\ω}}_r\sin (\mathrm{\θ}-\frac{\mathrm{\π}}{2})\end{array}\right.;$

速度反馈控制器包含一个减法器、一个PID控制器和一个旋转坐标变换器；所述减法器实现转子速度外部参考输入ω_r与转子角速度ω相减运算，得到产生转速误差；上述转速误差经过所述PID控制器，得到与系统所需力矩成正比的相电流参考输入幅值i_r；所述旋转坐标变换器为包含电机转子位置角θ和各相与第一相之间相位差φ的正弦函数，其数学表达式为sin(θ+φ)，对两相同步电机，式中所述相电流参考输入幅值i_r经过所述旋转坐标变换器，得到两个相电流参考输入 $\left\{\begin{array}{c}{i}_{A\_r}=i_r\sin \mathrm{\θ}\\ i_{B\_r}=i_r\sin (\mathrm{\θ}-\frac{\mathrm{\π}}{2})\end{array}\right.,$ 输出到两个相电流控制器；

两个相电流控制器，每个所述相电流控制器包含一个减法器、一个相电流超前-滞后网络、一个相电流反馈控制器；所述减法器实现所述相电流参考输入i_{A_r}、i_{B_r}与相电流i_A、i_B相减运算，得到产生相电流误差；所述相电流反馈控制器为PI控制器，上述相电流误差经过所述相电流反馈控制器，得到相电流反馈控制电压u_FA、u_FB；所述相电流超前-滞后网络的超前部分由同步电机电枢数学模型得到，其值由同步电机各相绕组电感、各相电阻确定，由于微分环节的引入可能放大测量噪声，因此所述相电流超前-滞后网络的滞后部分为一个低通滤波器，其中所述低通滤波器的时间常数的取值范围是所述相电流超前-滞后网络通过拉式变换，其数学表达式为：其中T为所述低通滤波器的时间常数，L为各相绕组电感，R为各相绕组电阻；所述相电流参考输入i_{A_r}、i_{B_r}经过所述超前-滞后网络，得到相电流前馈控制电压 $\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{FFA}}=Z{i}_r\sin \mathrm{\θ}\\ u_{\mathrm{FFB}}=Z{i}_r\sin (\mathrm{\θ}-\frac{\mathrm{\π}}{2})\end{array}\right.,$ 其中根据同步电机各相电感L、各相电阻R，低通滤波器时间常数求得；

所述两个绕组的速度前馈控制电压e_FFA、e_FFA，两个相电流反馈控制电压u_FA、u_FB和两个相电流前馈控制电压u_FFA、u_FFB进行求和，得到两个绕组的实时控制电压矢量和为：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_A=u_{\mathrm{FA}}+u_{\mathrm{FFA}}+e_{\mathrm{FFA}}\\ u_B=u_{\mathrm{FB}}+u_{\mathrm{FFB}}+e_{\mathrm{FFB}}\end{array}\right..$

实施例二：

一种同步电机的复合控制器，其特征在于，含有：一个速度前馈控制器、一个速度反馈控制器、N个相电流控制器，N代表同步电机的相数；其中：

速度前馈控制器包含一个比例环节、一个旋转坐标变换器；所述比例环节由同步电机反电动势常数确定，其数学表达式为C_e，所述转子速度外部参考输入ω_r经过所述比例环节后，得到速度前馈控制电压幅值C_eω_r；所述旋转坐标变换器为包含电机转子位置角θ和各相与第一相之间相位差φ_X的正弦函数，其数学表达式为sin(θ+φ_X)，对三相及三相以上电机φ_X＝(-2π／N)×(X-1)，X代表电机各相绕组，可取1、2、3、...、N；所述速度前馈控制电压幅值经过所述旋转坐标变换器，得到N个绕组的速度前馈控制电压：

$\left\{\begin{array}{c}{e}_{\mathrm{FF}1}=C_e{\mathrm{\ω}}_r\sin \mathrm{\θ}\\ e_{\mathrm{FF}2}=C_e{\mathrm{\ω}}_r\sin (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{N})\\ ...\\ e_{\mathrm{FFN}}=C_e{\mathrm{\ω}}_r\sin (\mathrm{\θ}-\frac{2(N-1)\mathrm{\π}}{N})\end{array}\right.;$

速度反馈控制器包含一个减法器、一个PID控制器和一个旋转坐标变换器；所述减法器实现转子速度外部参考输入ω_r与转子角速度ω相减运算，得到产生转速误差；上述转速误差经过所述PID控制器，得到与系统所需力矩成正比的相电流参考输入幅值i_r；所述旋转坐标变换器为包含电机转子位置角θ和各相与第一相之间相位差φ_X的正弦函数，其数学表达式为sin(θ+φ_X)，对三相及三相以上电机φ_X=(-2π／N)×(X-1)，X代表电机各相绕组，可取1、2、3、...、N；所述相电流参考输入幅值i_r经过所述旋转坐标变换器，得到N个相电流参考输入 $\left\{\begin{array}{c}{i}_{1\_r}=i_r\sin \mathrm{\θ}\\ i_{2\_r}=i_r\sin (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{N})\\ ...\\ i_{N\_r}=i_r\sin (\mathrm{\θ}-\frac{2(N-1)\mathrm{\π}}{N})\end{array}\right.,$ 输出到N个相电流控制器；

N个相电流控制器，每个所述相电流控制器包含一个减法器、一个相电流超前-滞后网络、一个相电流反馈控制器；所述减法器实现所述相电流参考输入i_{X_r}与相电流i_X相减运算，得到产生相电流误差；所述相电流反馈控制器为PI控制器，上述相电流误差经过所述相电流反馈控制器，得到相电流反馈控制电压u_FX；所述相电流超前-滞后网络的超前部分由同步电机电枢数学模型得到，其值由同步电机各相绕组电感、各相电阻确定，由于微分环节的引入可能放大测量噪声，因此所述相电流超前-滞后网络的滞后部分为一个低通滤波器，其中所述低通滤波器的时间常数的取值范围是所述相电流超前-滞后网络通过拉式变换，其数学表达式为：其中T为所述低通滤波器的时间常数，L为各相绕组电感，R为各相绕组电阻；所述相电流参考输入i_{X_r}经过所述超前-滞后网络，得到相电流前馈控制电压 $\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{FF}1}=Z_1{i}_r\sin \mathrm{\θ}\\ u_{\mathrm{FF}2}=Z_2{i}_r\sin (\mathrm{\θ}-\frac{2\mathrm{\π}}{N})\\ ...\\ u_{\mathrm{FFN}}=Z_N{i}_r\sin (\mathrm{\θ}-\frac{2(N-1)\mathrm{\π}}{N})\end{array}\right.,$ 其中根据同步电机各相电感L、各相电阻R，低通滤波器时间常数求得；N个所述相电流控制器共输出N个所述相电流反馈控制电压u_FX和N个相电流前馈控制电压u_FFX；

所述N个绕组的速度前馈控制电压e_FFX、N个相电流反馈控制电压u_FX和N个相电流前馈控制电压u_FFX进行求和，得到N个绕组的实时控制电压矢量和为： $\left\{\begin{array}{c}{u}_1=u_{F1}+u_{\mathrm{FF}1}+e_{\mathrm{FF}1}\\ u_2=u_{F2}+u_{\mathrm{FF}2}+e_{\mathrm{FF}2}\\ ...\\ u_N=u_{\mathrm{FN}}+u_{\mathrm{FFN}}+e_{\mathrm{FFN}}\end{array}\right..$

以上所述的具体实施方式，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施方式而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (1)

1.一种同步电机的复合控制器，其特征在于，含有：一个速度前馈控制器、一个速度反馈控制器、N个相电流控制器，N代表同步电机的相数；其中：

速度前馈控制器包含一个比例环节、一个旋转坐标变换器；所述比例环节由同步电机反电动势常数确定，其数学表达式为C_e，转子速度外部参考输入ω_r经过所述比例环节后，得到速度前馈控制电压幅值C_eω_r；所述旋转坐标变换器为包含电机转子位置角θ和各相与第一相之间相位差φ的正弦函数，其数学表达式为sin(θ+φ)，对两相同步电机，式中对三相及三相以上电机φ_X＝(-2π/N)×(X-1)，X代表电机各相绕组，可取1、2、3、...、N；所述速度前馈控制电压幅值经过所述旋转坐标变换器，得到N个绕组的速度前馈控制电压：e_FFX＝C_eω_rsin(θ+φ_X)；

速度反馈控制器包含一个减法器、一个PID控制器和一个旋转坐标变换器；所述减法器实现转子速度外部参考输入ω_r与转子角速度ω相减运算，得到产生转速误差；上述转速误差经过所述PID控制器，得到与系统所需力矩成正比的相电流参考输入幅值i_r；所述旋转坐标变换器为包含电机转子位置角θ和各相与第一相之间相位差φ的正弦函数，其数学表达式为sin(θ+φ)，对两相同步电机，式中对三相及三相以上电机φ_X＝(-2π/N)×(X-1)，X代表电机各相绕组，可取1、2、3、...、N；所述相电流参考输入幅值i_r经过所述旋转坐标变换器，得到N个相电流参考输入i_{X_r}＝i_rsin(θ+φ_X)，输出到N个相电流控制器；

N个相电流控制器，每个所述相电流控制器包含一个减法器、一个相电流超前-滞后网络、一个相电流反馈控制器；所述减法器实现所述相电流参考输入i_{X_r}与相电流i_X相减运算，得到产生相电流误差；所述相电流反馈控制器为PI控制器，上述相电流误差经过所述相电流反馈控制器，得到相电流反馈控制电压u_FX；所述相电流超前-滞后网络的超前部分由同步电机电枢数学模型得到，其值由同步电机各相绕组电感、各相电阻确定，由于微分环节的引入可能放大测量噪声，因此所述相电流超前-滞后网络的滞后部分为一个低通滤波器，其中所述低通滤波器的时间常数的取值范围是所述相电流超前-滞后网络通过拉式变换，其数学表达式为：其中T为所述低通滤波器的时间常数，L为各相绕组电感，R为各相绕组电阻；所述相电流参考输入i_{X_r}经过所述超前-滞后网络，得到相电流前馈控制电压u_FFX＝Zi_rsin(θ+φ_X)，其中根据同步电机各相电感L、各相电阻R，低通滤波器时间常数求得；N个所述相电流控制器共输出N个所述相电流反馈控制电压u_FX和N个相电流前馈控制电压u_FFX；

所述N个绕组的速度前馈控制电压e_FFX、N个相电流反馈控制电压u_FX和N个相电流前馈控制电压u_FFX进行求和，得到N个绕组的实时控制电压矢量和为：u_X＝u_FFX+u_FX+e_FFX。