CN103762879A - 无直流偏置的双输出单相三开关组mmc逆变器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种无直流偏置的双输出单相三开关组MMC逆变器及其控制方法。所述逆变器包括直流电源、第一电容、第二电容、第三电容、开关桥臂、第一负载和第二负载；所述开关桥臂由上开关组、中开关组、下开关组和耦合电感串联而成；上开关组、中开关组和下开关组分别由N个功率开关单元串联而成；第一负载的一端接到第一电容、第二电容的中点，第一负载的另一端接到中开关组的上端；第二负载的一端接到第二电容、第三电容的中点，第二负载的另一端接到中开关组的下端。该逆变器采用载波移相PWM控制，可以输出两路无直流偏置的N+1电平交流电压，适合于高压、大功率、双负载的场合。所述逆变器中耦合电感可由两个独立电感替代。

Description

无直流偏置的双输出单相三开关组MMC逆变器及其控制方法

技术领域

本发明涉及模块组合多电平（MMC）变换器领域，具体涉及一种无直流偏置的双输出单相三开关组MMC逆变器及其控制方法。

背景技术

目前功率变换器正向小型化、高可靠性和低损耗方向发展，在这种趋势下出现两种改进变换器的方向：减少无源器件或者改进变换器拓扑结构以减少有源器件作为减少有源器件方向的新进展。单相三开关变换器相对于传统的四开关变换器减少了一个开关及相应的驱动电路,在考虑成本与体积的应用中占有一定的优势。然而，三开关变换器的两路单相输出均为两电平，输出交流波形比较差。此外，三个开关中每个开关承受的电压应力为直流母线电压的一半，且存在三个开关管的均压问题，这极大的限制了单相三开关变换器在高压和大功率场合的应用。

近年来，多电平变换技术得到不断推广，并已成功应用在诸如高压直流输电、电力传动、有源滤波、静止同步补偿等工业领域，目前常见的电压型多电平变换器拓扑大致可分为箱位型和单元级联型两大类。模块组合多电平变换器（Modular Multilevel Converter，MMC）作为一种新型的多电平拓扑，除了具有传统多电平变换器的优点，模块组合多电平变换器采用模块化结构设计，便于系统扩容和冗余工作；具有不平衡运行能力、故障穿越和恢复能力，系统可靠性高；由于具有公共直流母线，模块组合多电平变换器尤其适用于高压直流输电系统应用。然而，当两条不同频率的交流线路的相连时，需要2个MMC变换器，这极大的增加了工程成本。

发明内容

本发明的目的在于克服上述现有技术的不足，提出一种无直流偏置的双输出单相三开关组MMC逆变器及其控制方法。

本发明采用的技术方案如下。

无直流偏置的双输出单相三开关组MMC逆变器包括直流电源、第一电容、第二电容、第三电容、开关桥臂、第一负载和第二负载；所述开关桥臂由上开关组、中开关组、下开关组和耦合电感串联而；上开关组由N个功率开关单元串联而成成，中开关组由N个功率开关单元串联而成，下开关组由N个功率开关单元串联而成；第一负载的一端接到第一电容、第二电容的中点，第一负载的另一端接到中开关组的上端；第二负载的一端接到第二电容、第三电容的中点，第二负载的另一端接到中开关组的下端；第一负载的两端作为第一路输出，第二负载的两端作为第二路输出；第一电容、第二电容和第三电容的电压均为U_dc/3。耦合电感的原副边由第一电感和第二电感两个独立电感替代。采用载波移相PWM控制所述变换器中上开关组、中开关组和下开关组的开关管的开通与关断。

上述的无直流偏置的双输出单相三开关组MMC逆变器中，所述无直流偏置的双输出单相三开关组MMC逆变器中，直流电源的正极与第一电容的正极、上开关组的上端连接，上开关组的下端与耦合电感原边的同名端连接，耦合电感原边的非同名端与中开关组的上端连接，中开关组的下端与耦合电感副边的同名端连接，耦合电感副边的非同名端与下开关组的上端连接，下开关组的下端与第三电容的负极、直流电源的负极、地端连接，第三电容的正极与第二电容的负极连接，第二电容的正极与第一电容的负极连接；第一负载的一端与中开关组的上端相连，第一负载的另一端与第二电容的正极连接，第二负载的一端与中开关组的下端相连，b路负载的另一端与第二电容的负极连接。

上述的无直流偏置的双输出单相三开关组MMC逆变器中，功率开关单元由第一开关管、第二开关管、第一二极管、第二二极管和电容。其中，电容的正极与第一开关管的集电极、第一二极管的阴极连接，第一开关管的发射极与第一二极管的阳极、第二开关管的集电极、第二二极管的阴极连接，第二开关管的发射极与第二二极管的阳极、电容的负极连接；第二开关管的集电极作为第一输出端，第二开关管的发射极作为第二输出端。

上述的无直流偏置的双输出单相三开关组MMC逆变器中，上开关组的第i个功率开关单元的第二输出端与第i+1个功率开关单元的第一输出端连接，其中i取值为1～N-1；中开关组的第i个功率开关单元的第二输出端与第i+1个功率开关单元的第一输出端连接；下开关组的第i个功率开关单元的第二输出端与第i+1个功率开关单元的第一输出端连接。

上述的无直流偏置的双输出单相三开关组MMC逆变器的控制方法中，采用载波移相PWM控制上开关组、中开关组和下开关组的开关管的开通与关断；上开关组的第i个功率开关单元和下开关组的第i个功率开关单元采用相同三角波作为第i个载波C_i，其中i取值为1～N；N个载波依次滞后相角360°/N；第一路输出采用正弦波叠加取值为1/3的直流偏置作为第一调制波R_a+1/3，第二路输出采用正弦波叠加取值为1/3的直流偏置作为第二调制波R_b-1/3。

上述控制方法中，第一调制波R_a+1/3与第i个载波C_i通过第一比较器得到上开关组的第i个功率开关单元的第二开关管门极的控制电平，当第一调制波R_a+1/3大于第i个载波C_i时，第一比较器输出高电平，当第一调制波R_a+1/3小于第i个载波C_i时，第一比较器输出低电平，其中i的取值为1～N；第二调制波R_b-1/3与第i个载波C_i通过第二比较器得到下开关组的第i个功率开关单元的第二开关管门极的控制电平，当第二调制波调制波R_b-1/3小于第i个载波C_i时，第二比较器输出高电平，当第二调制波调制波R_b-1/3大于第i个载波C_i时，第二比较器输出低电平；上开关组的第i个功率开关单元的第二开关管门极的控制电平和下开关组的第i个功率开关单元的第二开关管门极的控制电平通过异或门得到中开关组的第i个功率开关单元中第二开关管门极的控制电平；每个开关组的每个功率开关单元中第二开关管门极的控制电平反相后得到该功率开关单元的第一开关管门极的控制电平。

无直流偏置的双输出单相三开关组MMC逆变器的工作模式包括同频工作模式（CF模式）和异频工作模式（DF模式），CF模式中，第一路输出和第二路输出的频率相同，幅值不相同；DF模式中，第一路输出和第二路输出的频率和幅值均不相同。

与现有技术相比，本发明具有的优势为：具有两路N+1电平交流输出，输出电流波形质量很高，功率开关单元中每个开关管承受的电压应力仅为直流母线电压的1/N，同时能保证变换器工作过程中所有开关管承受的电压相等，很好的解决了开关管的均压问题。与现有的单相三开关变换器相比较，本发明所提供的无直流偏置的双输出单相三开关组MMC逆变器的两路输出均为N+1电平交流输出，输出交流波形的质量有了极大的提高。此外，每个开关管的承受的电压应力仅为直流母线电压的1/N，且本发明所提供的控制方法使变换器工作过程中所有开关管承受的电压相等，很好的解决了开关管的均压问题，这将非常有利于无直流偏置的双输出单相三开关组MMC逆变器在高压和大功率场合的应用。与现有的MMC变换器相比较，本发明所提供的无直流偏置的双输出单相三开关组MMC逆变器具有两路交流输出，可直接用于两条不同频率的交流线路的相连，极大的降低了工程成本。

附图说明

图1是本发明的无直流偏置的双输出单相三开关组MMC逆变器的电路结构图；

图2是本发明的无直流偏置的双输出单相三开关组MMC逆变器的功率开关单元的电路结构图；

图3是图1所示的无直流偏置的双输出单相三开关组MMC逆变器的载波移相PWM控制方法的结构图；

图4a、4b是图1所示的无直流偏置的双输出单相三开关组MMC逆变器分别工作于CF模式和DF模式的调制波与载波的关系；

图5a、5b是无直流偏置的双输出单相五电平三开关组MMC逆变器分别工作于CF模式和DF模式的仿真波形图。

具体实施方式

为进一步阐述本发明的内容和特点，以下结合附图对本发明的具体实施进行说明，但本发明的实施不限于此。

参考图1，本发明的无直流偏置的双输出单相三开关组MMC逆变器，包括直流电源U_dc、第一电容C₁、第二电容C₂、第三电容C₃、开关桥臂、第一负载和第二负载；所述开关桥臂由上开关组H、中开关组M、下开关组L和耦合电感（L_H:L_L）串联而成；上开关组H由N个功率开关单元（SM_H1、SM_H2、…、SM_HN）串联而成，中开关组M由N个功率开关单元（SM_M1、SM_M2、…、SM_MN）串联而成，下开关组L由N个功率开关单元（SM_L1、SM_L2、…、SM_LN）串联而成；第一负载的一端接到第一电容C₁、第二电容C₂的中点，第一负载的另一端接到中开关组M的上端o；第二负载的一端接到第二电容C₂、第三电容C₃的中点，第二负载的另一端接到中开关组M的下端p；第一负载的两端作为第一路输出，第二负载的两端作为第二路输出；第一电容C₁、第二电容C₂和第三电容C₃的电压均为U_dc/3。其中，直流电源U_dc的正极与第一电容C₁的正极、上开关组H的上端o连接，上开关组H的下端p与耦合电感（L_H:L_L）原边L_H的同名端w连接，耦合电感（L_H:L_L）原边L_H的非同名端a与中开关组M的上端o连接，中开关组M的下端p与耦合电感（L_H:L_L）副边L_L的同名端b连接，耦合电感（L_H:L_L）副边L_L的非同名端z与下开关组L的上端o连接，下开关组L的下端p与第三电容C₃的负极、直流电源U_dc的负极、地端n连接，第三电容C₃的正极与第二电容C₂的负极连接，第二电容C₂的正极与第一电容C₁的负极连接；第一负载的一端与中开关组M的上端o相连，第一负载的另一端与第二电容C₂的正极连接，第二负载的一端与中开关组M的下端p相连，b路负载的另一端与第二电容C₂的负极连接。

图2示出图1所示的无直流偏置的双输出单相三开关组MMC逆变器的功率开关单元的电路结构图。功率开关单元由第一开关管S₁、第二开关管S₂、第一二极管D₁、第二二极管D₂和电容C_SM。其中，电容C_SM的正极与第一开关管S₁的集电极、第一二极管D₁的阴极连接，第一开关管S₁的发射极与第一二极管D₁的阳极、第二开关管S₂的集电极、第二二极管D₂的阴极连接，第二开关管S₂的发射极与第二二极管D₂的阳极、电容C_SM的负极连接；第二开关管S₂的集电极作为第一输出端，第二开关管S₂的发射极作为第二输出端。

如图1所示，上开关组H的第i个功率开关单元SM_Hi的第二输出端与第i+1个功率开关单元SM_H(i+1)的第一输出端连接，其中i取值为1～N-1；中开关组M的第i个功率开关单元SM_Mi的第二输出端与第i+1个功率开关单元SM_M(i+1)的第一输出端连接；下开关组L的第i个功率开关单元SM_Li的第二输出端与第i+1个功率开关单元SM_L(i+1)的第一输出端连接。

如图1所示，第一负载和第二负载的两端电压分别为：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_a=u_{\mathrm{an}}-\frac{2}{3}{U}_{\mathrm{dc}}=\frac{u_L+u_M-u_H}{2}-\frac{1}{6}{U}_{\mathrm{dc}}\\ u_b=u_{\mathrm{bn}}-\frac{1}{3}{U}_{\mathrm{dc}}=\frac{u_L-u_M-u_H}{2}+\frac{1}{6}{U}_{\mathrm{dc}}\end{array}\right.$

公式中，u_H为上开关组（H）的输出电压，u_M为上开关组（M）的输出电压，u_L为下开关组（L）的输出电压。

又：

$\frac{U_{\mathrm{dc}}/6}{U_{\mathrm{dc}}/2}=\frac{1}{3}---\left(6\right)$

根据式（6）可知，第一路输出采用正弦波叠加取值为1/3的直流偏置作为第一调制波R_a+1/3，第二路输出采用正弦波叠加取值为1/3的直流偏置作为第二调制波R_b-1/3。

图1所示的无直流偏置的双输出单相三开关组MMC逆变器采用载波移相PWM控制，如图3所示。第一调制波R_a+1/3与第i个载波C_i通过第一比较器得到上开关组H的第i个功率开关单元SM_Hj的第二开关管S₂门极的控制电平S_Hi，当第一调制波R_a+1/3大于第i个载波C_i时，第一比较器输出高电平，当第一调制波R_a+1/3小于第i个载波C_i时，第一比较器输出低电平，其中i的取值为1～N；第二调制波R_b-1/3与第i个载波C_i通过第二比较器得到下开关组L的第i个功率开关单元SM_Li的第二开关管S₂门极的控制电平S_Li，当第二调制波调制波R_b-1/3小于第i个载波C_i时，第二比较器输出高电平，当第二调制波调制波R_b-1/3大于第i个载波C_i时，第二比较器输出低电平；上开关组H的第i个功率开关单元SM_Hj的第二开关管S₂门极的控制电平S_Hi和下开关组L的第i个功率开关单元SM_Li的第二开关管S₂门极的控制电平S_Li通过异或门得到中开关组M的第i个功率开关单元SM_Mi中第二开关管S₂门极的控制电平S_Mi；每个开关组的每个功率开关单元中第二开关管S₂门极的控制电平反相后得到该功率开关单元的第一开关管S₁门极的控制电平。

所述控制方法可以保证所述变换器在每一时刻有N个功率开关单元的输出电压U_SM=E，2N个功率真单元的输出电压U_SM=0，即满足U_H+U_M+U_L=U_dc，其中E为每个功率开关单元中电容（C_SM）上的电压，且有E=U_dc/N。

图4a示出图1所示的无直流偏置的双输出单相三开关组MMC逆变器工作于CF模式下第一调制波R_a+1/3、第二调制波R_b-1/3与第i载波C_i的关系。从图4a可以看出，第一路输出和第二路输出的电压频率相同，且第一路输出和第二路输出的电压幅值最大均为2/3。图4b示出图1所示的无直流偏置的双输出单相三开关组MMC逆变器工作于DF模式下第一调制波R_a+1/3、第二调制波R_b-1/3与第i载波C_i的关系。从图4b可以看出，第一路输出和第二路输出的电压频率不相同，第一路输出和第二路输出的电压幅值最大为1/3。

图5a为双输出单相五电平三开关组MMC逆变器工作于CF模式的仿真波形图，从上至下依次是第一负载的电压、第二负载的电压、第一负载的电流和第二负载的电流，从图5a可见第一负载和第二负载的电流频率相同，第一负载和第二负载的电流幅值不相同；图5b为双输出单相五电平三开关组MMC逆变器工作于DF模式的仿真波形图，从上至下依次是第一负载的电压、第二负载的电压、第一负载的电流和第二负载的电流，从图5b可见第一负载和第二负载的电流频率和幅值均不相同。

上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受所述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.无直流偏置的双输出单相三开关组MMC逆变器，其特征在于：包括直流电源（U_dc）、第一电容（C₁）、第二电容（C₂）、第三电容（C₃）、开关桥臂、第一负载和第二负载；所述开关桥臂由上开关组（H）、中开关组（M）、下开关组（L）和耦合电感（L_H:L_L）串联而成；上开关组（H）由N个功率开关单元（SM_H1、SM_H2、…、SM_HN）串联而成，中开关组（M）由N个功率开关单元（SM_M1、SM_M2、…、SM_MN）串联而成，下开关组（L）由N个功率开关单元（SM_L1、SM_L2、…、SM_LN）串联而成；第一负载的一端接到第一电容（C₁）、第二电容（C₂）的中点，第一负载的另一端接到中开关组（M）的上端（o）；第二负载的一端接到第二电容（C₂）、第三电容（C₃）的中点，第二负载的另一端接到中开关组（M）的下端（p）；第一负载的两端作为第一路输出，第二负载的两端作为第二路输出；第一电容（C₁）、第二电容（C₂）和第三电容（C₃）的电压均为U_dc/3。

2.根据权利要求1所述的无直流偏置的双输出单相三开关组MMC逆变器，其特征在于：耦合电感（L_H:L_L）的原边及副边由第一电感（L_H）和第二电感（L_L）两个独立电感替代。

3.根据权利要求1所述的无直流偏置的双输出单相三开关组MMC逆变器，其特征在于：直流电源（U_dc）的正极与第一电容（C₁）的正极、上开关组（H）的上端连接，上开关组（H）的下端与耦合电感（L_H:L_L）原边（L_H）的同名端（w）连接，耦合电感（L_H:L_L）原边（L_H）的非同名端（a）与中开关组（M）的上端连接，中开关组（M）的下端与耦合电感（L_H:L_L）副边（L_L）的同名端（b）连接，耦合电感（L_H:L_L）副边（L_L）的非同名端（z）与下开关组（L）的上端连接，下开关组（L）的下端与第三电容（C₃）的负极、直流电源（U_dc）的负极、地端（n）连接，第三电容（C₃）的正极与第二电容（C₂）的负极连接，第二电容（C₂）的正极与第一电容（C₁）的负极连接；第一负载的一端与中开关组（M）的上端相连，第一负载的另一端与第二电容（C₂）的正极连接，第二负载的一端与中开关组（M）的下端相连，b路负载的另一端与第二电容（C₂）的负极连接。

4.根据权利要求1所述的无直流偏置的双输出单相三开关组MMC逆变器，其特征在于：功率开关单元由第一开关管（S₁）、第二开关管（S₂）、第一二极管（D₁）、第二二极管（D₂）和电容（C_SM）；其中，电容（C_SM）的正极与第一开关管（S₁）的集电极、第一二极管（D₁）的阴极连接，第一开关管（S₁）的发射极与第一二极管（D₁）的阳极、第二开关管（S₂）的集电极、第二二极管（D₂）的阴极连接，第二开关管（S₂）的发射极与第二二极管（D₂）的阳极、电容（C_SM）的负极连接；第二开关管（S₂）的集电极作为第一输出端，第二开关管（S₂）的发射极作为第二输出端。

5.根据权利要求1所述的无直流偏置的双输出单相三开关组MMC逆变器，其特征在于：上开关组（H）的第i个功率开关单元（SM_Hi）的第二输出端与第i+1个功率开关单元（SM_H(i+1)）的第一输出端连接，其中i取值为1~N-1；中开关组（M）的第i个功率开关单元（SM_Mi）的第二输出端与第i+1个功率开关单元（SM_M(i+1)）的第一输出端连接；下开关组（L）的第i个功率开关单元（SM_Li）的第二输出端与第i+1个功率开关单元（SM_L(i+1)）的第一输出端连接。

6.根据权利要求1所述的无直流偏置的双输出单相三开关组MMC逆变器，其特征在于：工作模式包括同频工作模式和异频工作模式，同频工作模式中，第一路输出和第二路输出的频率相同，幅值不相同；异频工作模式中，第一路输出和第二路输出的频率和幅值均不相同。

7.用于权利要求1所述的无直流偏置的双输出单相三开关组MMC逆变器的控制方法，其特征在于：采用载波移相PWM控制上开关组（H）、中开关组（M）和下开关组（L）的开关管的开通与关断；上开关组（H）的第i个功率开关单元（SM_Hi）和下开关组（L）的第i个功率开关单元（SM_Li）采用相同三角波作为第i个载波C_i，其中i取值为1~N；N个载波（C₁、C₂、…、C_N）依次滞后相角360°/N；第一路输出采用正弦波叠加取值为1/3的直流偏置作为第一调制波R_a+1/3，第二路输出采用正弦波叠加取值为1/3的直流偏置作为第二调制波R_b-1/3。

8.根据权利要求6所述的控制方法，其特征在于：第一调制波R_a+1/3与第i个载波C_i通过第一比较器得到上开关组（H）的第i个功率开关单元（SM_Hj）的第二开关管（S₂）门极的控制电平（S_Hi），当第一调制波R_a+1/3大于第i个载波C_i时，第一比较器输出高电平，当第一调制波R_a+1/3小于第i个载波C_i时，第一比较器输出低电平，其中i的取值为1~N；第二调制波R_b-1/3与第i个载波C_i通过第二比较器得到下开关组（L）的第i个功率开关单元（SM_Li）的第二开关管（S₂）门极的控制电平（S_Li），当第二调制波调制波R_b-1/3小于第i个载波C_i时，第二比较器输出高电平，当第二调制波调制波R_b-1/3大于第i个载波C_i时，第二比较器输出低电平；上开关组（H）的第i个功率开关单元（SM_Hj）的第二开关管（S₂）门极的控制电平（S_Hi）和下开关组（L）的第i个功率开关单元（SM_Li）的第二开关管（S₂）门极的控制电平（S_Li）通过异或门得到中开关组（M）的第i个功率开关单元（SM_Mi）中第二开关管（S₂）门极的控制电平（S_Mi）；每个开关组的每个功率开关单元中第二开关管（S₂）门极的控制电平反相后得到该功率开关单元的第一开关管（S₁）门极的控制电平。

Images