CN103630735B - 一种电压斜率变化检测电路及方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种电压斜率变化检测电路及方法，其利用电容冲放电时dV/dT变化的斜率来提取冲放电电流，再将此电流同一基准电流相比较，从而检测出dV/dT发生变化时所对应的时刻，由此可以实现当电压斜率发生较大变化时，将变化的突变时刻检测出来。此电压斜率变化检测电路可以用于，但不仅限于用于，原边控制无光耦反馈的反激式（Flyback）开关电源二次侧电感电流过零检测。

Description

一种电压斜率变化检测电路及方法

技术领域

本发明涉及一种电压斜率变化检测电路及方法，主要用于原边控制无光耦反馈的反激式（Flyback）开关电源二次侧电感电流过零检测，可以准确地检测出二次侧电感电流放电到零的时刻。

背景技术

原边控制无光耦反馈的反激式（Flyback）开关电源由于其外围元器件少，成本低，因而在手机充电器，隔离式LED照明中得到广泛应用。

以隔离式LED照明驱动为例，一个典型的原边控制无光耦反馈的Flyback如图1所示。其包括：变压器以及输出整流滤波电路101，一个VCC调节器和反馈电阻网络102，一个原边PWM控制芯片103，一个NMOS功率开关管105，一个初级电感电流感应电阻106，以及LED负载107。

变压器以及输出整流滤波电路101用于将交流输入电能转换到次级LED恒流输出端VOUT。其中变压器的原边耦合到输入电源VIN。变压器的次级耦合到输出整流二极管D1和滤波电容C1。变压器的辅助绕组耦合到VCC调节器和反馈电阻网络102。

VCC调节器和反馈电阻网络102用于产生VCC直流电压和信号VFB给原边PWM控制芯片103。VCC直流电压用来给原边PWM控制芯片103供电。VFB用来给原边PWM控制芯片103提供间接的LED输出电流和电压的信息，以供原边PWM控制芯片103来控制LED输出恒流。

原边PWM控制芯片103利用辅助绕组反馈电阻网络102生成的反馈信号VFB和电阻106上生成的初级电感电流感应电压VCS，产生NMOS功率开关管105的导通关断信号GATE。

如此通过周期性的NMOS功率开关管105的导通关断，其由原边PWM控制芯片103生成的GATE信号控制，交流输入VIN的电能通过变压器以及输出整流滤波电路101转换为LED的恒流输出能量。

图2示出了一个典型的反激式LED驱动电路次级电感电流ISEC和辅助绕组上的电压波形AUX。由图知反激式LED恒流由下式决定：

$\mathrm{IOUT}=\frac{1}{2}\·N_X\·\mathrm{IPRIPK}\·T_{\mathrm{DEMAG}}\·\mathrm{fsw}$

其中N_X是变压器初级线圈和次级线圈的匝比，IPRIPK是初级电感峰值电流，T_DEMAG是次级电感电流放电到零的时间，fsw是NMOS管开关频率。

假定IPRIPK可以由原边控制芯片103内部基准电压和外部感应电阻106精确控制，fsw是定频运行，则由上式所见，要想LEDIOUT恒流，T_DEMAG需要越准确越好。

由图2，在次级电感电流ISEC放电的T_DEMAG时间内，AUX的电压波形下降斜率较小，其主要是由二次侧整流二极管上的压降随导通电流的减小而减小决定的，所以AUX电压近似不变。当次级电感电流ISEC放电到零时，原边的电感和NMOS开关管105漏端的寄生电容引起谐振，耦合到AUX信号，所以AUX电压变化很快。如果能检测出AUX信号dV/dT变化的转折点，次级电感电流ISEC放电到零的时间T_DEMAG就可以精确的检测出来，从而可以控制LED输出恒流。

综上所述，需要一个可以精确检测电压斜率变化的电路，实现反激式LED驱动次级电感电流放电的过零点检测，以实现LED驱动的精确恒流。

发明内容

针对上述现有技术中存在的问题，本发明的目的是：提供了一种可以精确检测电压斜率变化的电路及方法,实现反激式LED驱动次级电感电流放电的过零点检测，以实现LED驱动的精确恒流。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：

一种电压斜率变化检测电路，包括：一电容、一PMOS电压跟随器、一对NMOS电流管、一电流基准和一反相器，所述一对NMOS电流管包括：电流镜主管NMOS和电流镜镜像管NMOS；所述检测电路的整体电路结构为：

电容的一端接电源VCC或地，另一端接PMOS管的源极,PMOS管的栅极接输入电压，PMOS管的漏极接电流镜主管NMOS的漏极，电流镜主管NMOS的源极接地，电流镜主管NMOS的栅极接电流镜主管NMOS的漏极和电流镜镜像管NMOS的栅极，电流镜镜像管NMOS的源极接地，电流镜镜像管NMOS的漏极接电流基准的一端，电流基准的另一端接电源VCC，电流镜镜像管NMOS的漏极同时接反相器的输入端，反相器的输出端接输出信号。

所述电源VCC为整个电路提供一输入电流。

所述PMOS电压跟随器用于跟踪输入信号电压的变化，并将此变化转换为电容上的电压变化。

所述电流镜主管NMOS能够利用电容上的电压变化产生一个与dV/dT成比例的电流。

所述电流镜镜像管NMOS能够将所述与dV/dT成比例的电流镜像生成另外一个与之成比例的镜像电流。

所述电流基准能够产生一基准电流，用于与所述镜像电流比较。

所述反相器能够将所述镜像电流与所述基准电流比较后结果放大并输出。

所述PMOS电压跟随器和所述NMOS电流管可以互相替代，即PMOS电压跟随器可采用NMOS电流管替代，或所述NMOS电流管可采用PMOS电压跟随器替代。

一种电压斜率变化检测方法，包括以下步骤：

S1：用一PMOS电压跟随器去跟随输入信号电压的变化，并将此变化转换为电容上的电压的变化；

S2：用一NMOS电流镜管将电容上的电压变化生成一个与dV/dT成比例的电流；

S3：将S2步骤中所生成的电流利用另一个NMOS电流镜管生成一镜像电流；

S4：将S3步骤中生成的镜像电流与一电流基准产生的基准电流比较，并输出一比较结果；

S5：利用反相器将S4步骤中输出的比较结果放大后输出。

另外，S2步骤中所述的NMOS电流镜管和S3步骤中所述的另一个NMOS电流镜管构成一对NMOS电流镜管，且S2步骤中所述的NMOS电流镜管为电流镜主管，S3步骤中所述的另一个NMOS电流镜管为电流镜镜像管。

当输入电压VIN变化时，利用相应的电容上的电压dV/dT变化，产生一个感应的电容放电电流I1。这个电流被镜像后同一个基准电流相比较，经反相器放大后输出TRB。

当输入电压VIN变化较小时，电容上感应到的电流小于基准电流，所以输出TRB信号为低电平。

当输入电压VIN变化较大时，电容上感应到的电流大于基准电流，所以输出TRB信号为高电平。

本发明的有益效果是：根据输入电压VIN斜率变化的大小，本发明电压斜率变化检测电路就可以精确检测出VIN斜率变化的转折点。具体到反激式LED驱动电路，由于AUX电压在次级电感电流放电到零时会有很大的变化，如图2所示，因而本发明电压斜率变化检测电路可以精确检测出次级电感电流放电到零的时刻。

附图说明

图1是一个典型的原边控制反激式LED驱动电路。

图2是图1中典型的AUX电压和次级电感电流的波形图。

图3是一个本发明电压斜率变化检测电路的实现。

图4是为说明图3所示的实施电路的波形图。

图5是本发明电压斜率变化检测电路的另一种实现。

具体实施方式

现在结合附图对本发明作进一步详细的说明。

本发明电压斜率变化检测电路包括一个电容301，一个电压跟随PMOS管302，一对NMOS电流镜管303和304，一个电流基准305，和一个反相器306。

电容301的一端接电源VCC，另一端接PMOS管302的源极。PMOS302的栅极接输入电压VIN，漏极接电流镜NMOS管303的漏极。303的源极接地，栅极接它的漏极和304的栅极。304的源极接地，漏极接电流基准305的一端。305的另一端接电源VCC。304的漏极同时接反相器306的输入端，306的输出端是TRB信号。

当VIN缓慢减小时，PMOS电压跟随器302的源端电压VA也逐渐减小，因而在电容301上形成压差变化。由电容充电的基本公式

$I_{\mathrm{CHARGE}}=C\·\frac{\mathrm{dV}}{\mathrm{dT}},$

所以电容上小的压差变化会产生一个很小的电流I1。然而当VIN变化很大时，电容上压差的变化dV/dT也会加剧，从而产生一个很大的电流I1。这个电流I1被NMOS管303感应到,并被镜像到NMOS管304。镜像电流然后同一个电流基准305相比较，结果被反相器306放大后输出TRB。

由此可见，当VIN的电压变化dV/dT小时，电容301上感应的电流小于电流基准305，输出TRB为低电平。当VIN的电压变化dV/dT大时，电容301上感应的电流大于电流基准305，输出TRB为高电平。TRB随VIN斜率变化的波形图如图4所示。

所以根据输入电压VIN斜率变化的大小，本发明电压斜率变化检测电路就可以精确检测出VIN斜率变化的转折点。具体到反激式LED驱动电路，由于AUX电压在次级电感电流放电到零时会有很大的变化，如图2所示，因而本发明电压斜率变化检测电路可以精确检测出次级电感电流放电到零的时刻。

图3所示的本发明电压斜率变化检测电路中的电容301的一端是接在电源VCC上的。不难看出，若此电容的一端接在地上，如图5所示，电压斜率变化检测电路同样可以正常工作。

以上所述的利用较佳的实施例详细说明本发明，而非限制本发明的范围。本领域技术人员可通过阅读本发明后，做出细微的改变和调整，例如：有经验的工程师也不难看出与图3互补型的电压斜率变化检测电路，将其中的PMOS跟随器改成NMOS跟随器，NMOS型的电流镜改成PMOS型的电流镜等等，仍将不失为本发明的要义所在，亦不脱离本发明的精神和范围。

Claims (7)

1.一种电压斜率变化检测电路，包括：一电容、一PMOS电压跟随器、一对NMOS电流管、一电流基准和一反相器，所述一对NMOS电流管包括：电流镜主管NMOS和电流镜镜像管NMOS；其特征在于，所述检测电路的整体电路结构为：

电容的一端接电源VCC或地，另一端接PMOS电压跟随器的源极,PMOS电压跟随器的栅极接输入电压，PMOS电压跟随器的漏极接电流镜主管NMOS的漏极，电流镜主管NMOS的源极接地，电流镜主管NMOS的栅极接电流镜主管NMOS的漏极和电流镜镜像管NMOS的栅极，电流镜镜像管NMOS的源极接地，电流镜镜像管NMOS的漏极接电流基准的一端，电流基准的另一端接电源VCC，电流镜镜像管NMOS的漏极同时接反相器的输入端，反相器的输出端接输出信号；

所述电流镜主管NMOS能够利用电容上的电压变化产生一个与dV/dT成比例的电流。

2.如权利要求1所述的一种电压斜率变化检测电路，其特征在于，所述电流镜镜像管NMOS能够将所述与dV/dT成比例的电流镜像生成另外一个与之成比例的镜像电流。

3.如权利要求2所述的一种电压斜率变化检测电路，其特征在于，所述电流基准能够产生一基准电流，用于与所述镜像电流比较。

4.如权利要求3所述的一种电压斜率变化检测电路，其特征在于，所述反相器能够将所述镜像电流与所述基准电流比较后结果放大并输出。

5.如权利要求1所述的一种电压斜率变化检测电路，其特征在于，所述PMOS电压跟随器和所述NMOS电流管可以互相替代，即PMOS电压跟随器可采用NMOS电流管替代，或所述NMOS电流管可采用PMOS电压跟随器替代。

6.一种电压斜率变化检测方法，其特征在于，包括以下步骤：

S1：用一PMOS电压跟随器去跟随输入信号电压的变化，并将此变化转换为电容上的电压的变化；

S2：用一NMOS电流镜管将电容上的电压变化生成一个与dV/dT成比例的电流；

S3：将S2步骤中所生成的电流利用另一个NMOS电流镜管生成一镜像电流；

S4：将S3步骤中生成的镜像电流与一电流基准产生的基准电流比较，并输出一比较结果；

S5：利用反相器将S4步骤中输出的比较结果放大后输出。

7.如权利要求6所述的一种电压斜率变化检测方法，其特征在于，S2步骤中所述的NMOS电流镜管和S3步骤中所述的另一个NMOS电流镜管构成一对NMOS电流镜管，且S2步骤中所述的NMOS电流镜管为电流镜主管，S3步骤中所述的另一个NMOS电流镜管为电流镜镜像管。