CN103518325B - 阻抗匹配切换电路、天线装置、高频功率放大装置及通信终端装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种天线装置（101），包括与供电电路（30）相连接的阻抗匹配切换电路（14）、及辐射元件（11）。阻抗匹配切换电路（14）使第二高频电路元件即辐射元件（11）的阻抗与第一高频电路元件即供电电路（30）的阻抗进行匹配。阻抗匹配切换电路（14）包括变压器匹配电路（15）和串联有源电路（16），利用变压器匹配电路（15）对阻抗的实部进行匹配，利用串联有源电路（16）对阻抗的虚部进行匹配。从而，在阻抗不同的高频电路或元件的连接部实现宽频带的阻抗匹配。

Description

阻抗匹配切换电路、天线装置、高频功率放大装置及通信终端 装置

技术领域

本发明涉及在阻抗不同的高频电路或元件的连接部进行阻抗匹配的阻抗匹配切换电路、具备该阻抗匹配切换电路的天线装置、高频功率放大装置及通信终端装置。

背景技术

近年来，以移动电话为首的通信终端装置被要求应对GSM(注册商标)(GlobalSystem for Mobile communications：全球移动通信系统)、DCS(Digital CommunicationSystem:数字通信系统)、PCS(Personal Communication Services:个人通信业务)、UMTS(Universal Mobile Telecommunications System：通用移动通信系统)等通信系统，甚至是GPS(Global Positioning System：全球定位系统)或无线局域网、蓝牙(注册商标)等通信系统。因此，这样的通信终端装置所用的天线装置被要求覆盖700MHz～2.7GHz范围的宽频带。

而为了覆盖宽频带，天线装置通常采用使用有源元件来改变阻抗匹配电路特性的结构。例如专利文献1所示，在天线元件的供电端连接包含有可变电容元件的频率切换电路（频率切换型匹配电路）而构成的天线装置已为公众所知。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利特开2008－35065号公报

专利文献2：日本专利特开平6－53770号公报

发明内容

发明所要解决的技术问题

然而，尤其是通信终端装置所用的小型天线元件的阻抗频率特性非常大，从而成为问题所在。

这里，在图1(A)中示出具有使用了有源元件的阻抗匹配电路的天线装置的例子。图2(A)中示出在1300MHz附近进行谐振的小型单极型天线的阻抗的例子。

该天线的阻抗的实部R为：

900MHz附近：R＝6Ω；

1300MHz附近：R＝18Ω；

1900MHz附近：R＝25Ω。

单极型天线在理想状态下的阻抗为23Ω，但辐射元件的电长度相对于高频无线信号的波长越短，即天线越小型，则阻抗越低。因此，天线的阻抗的实部会随着该辐射元件所发送和接收的高频无线信号的波长而发生非常大的变化。

图2(B)中示出了该小型天线的回波损耗（S11）特性。图2(B)中，AO表示在没有插入图1(A)的串联有源电路的状态下的特性，AL表示所述串联有源电路选择了13nH的电感元件的状态下的特性，AC表示所述串联有源电路选择了0.65pF的电容元件的状态下的特性。

这样，如果在串联有源电路部分插入串联的电感，则谐振频率会向低频带频移，如果插入串联的电容，则谐振频率会向高频带频移。

但是，如图2(B)所示，即使单单以串联方式安装电抗元件来使电感的虚部jx为零，天线阻抗的实部R的值也会随着频率而发生大的变化，因此，阻抗匹配的程度（回波损耗的深度）会随着频率而不同。

因此，仅仅用串联有源电路无法获得理想的阻抗匹配，从而，需要像专利文献2所示的那样，并联地连接电感和电容来进行匹配。但是，并联安装的电抗值在不同频率下的最佳值并不相同，因此，该并联连接的电路也需要是图1(B)所示的有源电路。

从而会产生以下问题。

（1）由于包含有源元件的匹配电路变复杂，导致成本增加。

（2）构成包含有源元件的匹配电路的元件数量变多，导致整体尺寸变大。

（3）有源元件并联地安装，会对该有源元件施加大功率，因此容易发生失真。其结果将导致通信特性显著地变差。

上述问题不仅存在于对供电电路与天线进行匹配的电路，对阻抗互不相同的两个高频电路进行阻抗匹配的电路中一般也存在。

本发明是鉴于上述情况而完成的，其目的在于提供一种在阻抗不同的高频电路或元件的连接部实现宽频带的阻抗匹配的阻抗匹配切换电路、具备该阻抗匹配切换电路的天线装置、高频功率放大装置及通信终端装置。

解决技术问题所采用的技术方案

本发明的阻抗匹配切换电路连接在第一高频电路元件和第二高频电路元件之间，其特征在于，包括：

变压器匹配电路，该变压器匹配电路具有第一电路和第二电路，其中，所述第一电路包含第一电感元件，所述第二电路包含与所述第一电感元件进行变压器耦合的第二电感元件；以及

串联有源电路，该串联有源电路与所述变压器匹配电路串联连接，从多个电抗值中选择所希望的电抗值，

通过所述第一电感元件与所述第二电感元件之间的变压器耦合而得到的所述变压器匹配电路的阻抗变换比的频率特性是具有与所述第二高频电路元件的阻抗频率特性相反趋势的特性。

这里，“第一高频电路元件”是指构成高频电路或一部分高频电路的电路元件。同样，“第二高频电路元件”是指构成高频电路或一部分高频电路的电路元件。

本发明的天线装置包括辐射元件、以及与该辐射元件相连接的阻抗匹配切换电路，且所述天线装置与供电电路相连接，其特征在于，

所述阻抗匹配切换电路包括：

变压器匹配电路，该变压器匹配电路具有第一电路和第二电路，其中，所述第一电路包含第一电感元件，所述第二电路包含与所述第一电感元件进行变压器耦合的第二电感元件；以及

串联有源电路，该串联有源电路串联连接在所述变压器匹配电路与所述辐射元件之间，包含多个电抗元件和切换选择这些电抗元件的开关，

通过所述变压器耦合而得到的所述变压器匹配电路的阻抗变换比的频率特性是具有与所述辐射元件的阻抗频率特性相反趋势的特性。

本发明的高频功率放大装置包括高频功率放大器、以及与所述高频功率放大器相连接的阻抗匹配切换电路，其特征在于，

所述阻抗匹配切换电路包括：

变压器匹配电路，该变压器匹配电路具有第一电路和第二电路，其中，所述第一电路包含第一电感元件，所述第二电路包含与所述第一电感元件进行变压器耦合的第二电感元件；以及

串联有源电路，该串联有源电路串联连接在所述变压器匹配电路与所述高频功率放大器之间，包含多个电抗元件和切换选择这些电抗元件的开关，

通过所述变压器耦合而得到的所述变压器匹配电路的阻抗变换比的频率特性是具有与所述高频功率放大器的阻抗频率特性相反趋势的特性。

本发明的通信终端装置将辐射元件、以及插入到所述辐射元件与供电电路之间的阻抗匹配切换电路配置在壳体中，其特征在于，

所述阻抗匹配切换电路包括：

变压器匹配电路，该变压器匹配电路具有第一电路和第二电路，其中，所述第一电路包含第一电感元件，所述第二电路包含与所述第一电感元件进行变压器耦合的第二电感元件；以及

串联有源电路，该串联有源电路串联连接在所述变压器匹配电路与所述辐射元件之间，包含多个电抗元件和切换选择这些电抗元件的开关，

通过所述变压器耦合而得到的所述变压器匹配电路的阻抗变换比的频率特性是具有与所述辐射元件的阻抗频率特性相反趋势的特性。

发明效果

根据本发明，不会使电路结构变复杂，尤其是无需设置并联有源电路，就能在阻抗不同的高频电路或元件的连接部实现宽频带的阻抗匹配。

附图说明

图1(A)是具备使用了有源元件的阻抗匹配电路的天线装置的电路图，图1(B)是具有串联有源电路及并联有源电路的现有天线装置的电路图。

图2（A）是表示在1300MHz附近谐振的小型天线的阻抗的频率特性的示例图，图2(B)是表示图1(A)所示的天线装置的回波损耗（S11）特性的图。

图3是实施方式1所涉及的天线装置101的电路图。

图4(A)、图4(B)、图4(C)是图3所示的串联有源电路16的三个示例。

图5是表示图3所示的天线装置101中的变压器匹配电路15的内部电路结构的图。

图6是表示从图5所示的串联有源电路16的连接部看到的变压器匹配电路15的阻抗的实部（电阻分量）的频率特性的图。

图7是示意性地表示变压器匹配电路15和串联有源电路16的作用的图。

图8(A)是变压器匹配电路15的立体图，图8(B)是从下表面侧观察该变压器匹配电路15而得到的立体图。

图9是构成变压器匹配电路15的层叠体40的分解立体图。

图10示出在图9所示的多层基板的各层上形成的导体图案所构成的线圈元件中通过的主要磁通。

图11是表示实施方式1的变压器匹配电路15的变压器部分的各线圈元件的耦合方式的图。

图12（A）是将图5所示的天线装置101在从供电电路30（P1点）观察辐射元件11一侧时得到的反射系数（S11）表示在史密斯圆图上的图。图12（B）是在图5所示的天线装置101没有设置变压器匹配电路15的情况下，从供电电路30（P2点）观察辐射元件11一侧而得到的反射系数（S11）表示在史密斯圆图上的图。

图13是表示实施方式1的天线装置101的回波损耗（S11）特性的图。

图14是实施方式2的天线装置102的电路图。

图15是构成变压器匹配电路25的层叠体40的分解立体图。

图16是构成变压器匹配电路25的层叠体40的另一结构例的分解立体图。

图17是实施方式3的高频功率放大装置的电路图。

图18(A)是实施方式4的例1的通信终端装置的结构图，图18(B)是例2的通信终端装置的结构图。

具体实施方式

《实施方式1》

图3是实施方式1所涉及的天线装置101的电路图。该天线装置101包括与供电电路30相连接的阻抗匹配切换电路14、及辐射元件11。阻抗匹配切换电路14使第二高频电路元件即辐射元件11的阻抗与第一高频电路元件即供电电路30的阻抗进行匹配。阻抗匹配切换电路14包括变压器匹配电路15和串联有源电路16。关于串联有源电路16，有代表性的是可变电容电路。

辐射元件11例如是单极型天线，该辐射元件11的供电端与阻抗匹配切换电路14相连接。供电电路30是用于将高频信号提供给辐射元件11的电路，进行高频信号的生成或处理，但是也可以包括对高频信号进行合波或分波的电路。

图4(A)、图4(B)、图4(C)是图3所示的串联有源电路16的三个示例。图4(A)的串联有源电路16A包括多个电抗元件X1、X2、X3、X4、以及开关SW1。通过开关SW1的切换，电抗元件X1～X4中的任意一个与线路串联连接。在图4(A)的结构中，开关部所产生的寄生电容与电抗元件串联连接，因此，要考虑该寄生电容来确定电抗元件的值。

图4(B)的串联有源电路16B包括多个电抗元件X1、X2、X3、X4、以及两个开关SW1、SW2。开关元件SW1、SW2进行切换，以从电抗元件X1、X2、X3、X4中选择同一电抗元件。从而，通过用开关在电抗元件前后进行选择的结构，能够做到电路几乎不受开关部所产生的寄生电容的影响。

图4(C)的串联有源电路16C由可变电容元件VC与电感L的串联电路构成。该可变电容元件VC的电容值会随着所施加的控制电压而发生变化，利用LC串联电路，在适用频率下可以得到规定的电抗值。作为可变电容元件，可以使用MEMS（Micro Electro MechanicalSystem：微机电系统）元件或可变电容二极管，但用MEMS元件来构成可变电容元件在不会因电压-电容的非线性而产生失真这一点上较为有利。

图5是表示图3所示的天线装置101中的变压器匹配电路15的内部电路结构的图。变压器匹配电路15具有第一电路和第二电路，其中，第一电路包含第一电感元件L1，第二电路包含与第一电感元件L1进行变压器耦合的第二电感元件L2。即，第一电路具备串联连接的第一线圈元件L1a和第二线圈元件L1b，第二电路具备串联连接的第三线圈元件L2a和第四线圈元件L2b。而且，第三线圈元件L2a与第一线圈元件L1a电磁耦合，第四线圈元件L2b与第二线圈元件L1b电磁耦合。

线圈元件L1a、L1b、L2a、L2b配置成各自的互感满足图5的关系。即，第三线圈元件L2a与第一线圈元件L1a同相耦合（减极性耦合），第四线圈元件L2b与第二线圈元件L1b同相耦合（减极性耦合）。而第二线圈元件L1b与第一线圈元件L1a反相耦合（加极性耦合），第四线圈元件L2b与第三线圈元件L2a反相耦合（加极性耦合）。

如后文所述，第二电感元件L2与第一电感元件L1以高耦合度进行变压器耦合，以相当于初级侧电感与次级侧电感之比的比例进行阻抗变换。这里，若将第一电感元件L1的电感表示为L1，将第二电感元件L2的电感表示为L2，则该变压器匹配电路15的阻抗变换比为L2/(L1+L2+2M)（其中，k为耦合系数）。

如图5所示，设有与第二电感元件L2并联的并联电容Cp。从而，从图5的P2点观察供电电路30一侧时得到的阻抗的实部能够具有与天线的辐射电阻相同趋势的频率特性。即，在未设置并联电容Cp的情况下，第一电感元件L1与第二电感元件L2的阻抗比固定，而与频率无关，而在设置并联电容Cp的情况下，该并联电容Cp与第二电感元件L2的并联电路的阻抗在谐振频率以下，会随着频率的上升而逐渐增大。因此，从所述P2点观察供电电路30一侧时得到的阻抗的实部的值在谐振频率以下，会随着频率升高而变大。因而，通过适当地设定L1、L2、Cp各元件的值，能够使从P2点观察供电电路30一侧时得到的阻抗的实部的频率特性与天线的辐射电阻的频率特性等同。

所述并联电容Cp可通过与第二电感元件L2并联地连接作为元器件的电容元件来设置，也可以由将第二电感元件L2的布线靠近接地导体而产生的寄生电容来构成。

图6是表示从图5所示的串联有源电路16的连接部看到的变压器匹配电路15的阻抗的实部（电阻分量）的频率特性的图。图6中，A是天线的辐射电阻，B1是设有所述并联电容Cp的情况下的变压器匹配电路15的阻抗的实部，B2是未设并联电容Cp的情况下的变压器匹配电路15的阻抗的实部。可知在设有并联电容Cp的情况下，阻抗的实部Rc的频率特性更加接近天线的辐射电阻Rr的频率特性，而且变压器匹配电路15能够在宽频带中使天线与高频电路进行匹配。

由此，通过变压器耦合而得到的变压器匹配电路的阻抗变换比的频率特性是具有与天线的阻抗频率特性相反趋势的特性。即，“相反趋势的特性”是指“若天线的阻抗变高，则变压器匹配电路的阻抗变换比变小的趋势”。

在图2等中也有所示，随着天线的小型化，辐射元件的电长度相对于辐射元件所发送和接收的高频无线信号的波长越短，则天线的阻抗越低，因此，小型通信终端装置所具备的天线的阻抗基本上小于50Ω，在低频带下达到极低的5Ω左右。因此，低频带下的阻抗匹配更加困难。

图7是示意性地表示变压器匹配电路15和串联有源电路16的作用的图。图7中，曲线S0是将辐射元件11的使用频带中对频率进行扫描时的阻抗轨迹表示在史密斯图上而得到。因为辐射元件11单体的电感分量较大，因此，如图7所示，阻抗会随着频率变化而发生较大的变化。

在图7中，曲线S1是从图5所示的P2点观察辐射元件11一侧时得到的阻抗轨迹。如图7中（1）所示的变化那样，辐射元件的电感分量被串联有源电路16的电抗分量抵消，从P2点观察辐射元件11一侧时的阻抗的轨迹大幅缩小。

在图7中，曲线S2是从供电电路30观察到的阻抗、即天线装置101的阻抗的轨迹。由于变压器匹配电路15的变压器使得阻抗的虚部不变，而实部变化，因此，变压器匹配电路15的阻抗变换比使得天线装置101的阻抗接近50Ω(史密斯图的中心)，如图7中（2）所示的变化那样。

由此，能够在宽频带中抑制天线装置的阻抗变化。而且，能够在宽频带中与供电电路实现阻抗匹配。

图8(A)是所述变压器匹配电路15的立体图，图8(B)是从下表面侧观察该变压器匹配电路15而得到的立体图。图9是构成变压器匹配电路15的层叠体40的分解立体图。

如图9所示，各基材层由电介质片材或磁性体片材构成，在各层上形成有导体图案。在图9所示的范围内，在基材层51a上形成有导体图案73，在基材层51b上形成有导体图案72、74，在基材层51c上形成有导体图案71、75。在基材层51d上形成有导体图案63，基材层51e上形成有导体图案62、64，基材层51f上形成有导体图案61、65。基材层51g上形成有导体图案66，基材层51h上形成有供电端子41、接地端子42、天线端子43。图9中沿纵向延伸的线是通孔电极，在层间对导体图案彼此进行连接。

图9中，导体图案63的右半部分与导体图案61、62构成第一线圈元件L1a。导体图案63的左半部分与导体图案64、65构成第二线圈元件L1b。导体图案73的右半部分与导体图案71、72构成第三线圈元件L2a。导体图案73的左半部分与导体图案74、75构成第四线圈元件L2b。各线圈元件L1a、L1b、L2a、L2b的卷绕轴朝向多层基板的层叠方向。而且，第一线圈元件L1a与第二线圈元件L1b的卷绕轴以不同的关系并排设置。同样，第三线圈元件L2a和第四线圈元件L2b各自的卷绕轴也以不同的关系进行并排设置。此外，俯视时，第一线圈元件L1a与第三线圈元件L2a各自的卷绕范围至少有一部分重叠，第二线圈元件L1b与第四线圈元件L2b各自的卷绕范围俯视时也至少有一部分重叠。在本例中，几乎完全重合。由此，利用“8字型”结构的导体图案来构成四个线圈元件。

图10示出在图9所示的多层基板的各层上形成的导体图案所构成的线圈元件中通过的主要磁通。磁通FP12通过由导体图案61～63所形成的第一线圈元件L1a、以及由导体图案63～65所形成的第二线圈元件L1b。磁通FP34通过由导体图案71～73所形成的第三线圈元件L2a、以及由导体图案73～75所形成的第四线圈元件L2b。

图11是表示实施方式1的变压器匹配电路15的变压器部分的各线圈元件的耦合方式的图。第一线圈元件L1a与第三线圈元件L2a在线圈轴方向上相邻设置，以使第一线圈元件L1a和第三线圈元件L2a的卷绕轴共用（位于同一直线上）。第二线圈元件L1b与第四线圈元件L2b也在线圈轴方向上相邻设置，以使第二线圈元件L1b和第四线圈元件L2b的卷绕轴共用（位于同一直线上）。利用该结构，第一线圈元件L1a和第二线圈元件L1b构成有磁通通过它们的内侧的第一闭合磁路，第三线圈元件L2a和第四线圈元件L2b构成有磁通通过它们的内侧的第二闭合磁路。而且，通过这两个闭合磁路的磁通相互排斥。详细情况如下所述。

如图11所示，当第一传送线路中流过图中箭头a方向的电流时，第一线圈元件L1a中流过图中箭头b方向的电流，第二线圈元件L1b中流过图中箭头c方向的电流。而且，这些电流形成图中箭头A所示的磁通(通过第一闭合磁路的磁通)的闭环。

由于第一线圈元件L1a和第三线圈元件L2a共用线圈卷绕轴，且在俯视状态下（沿线圈卷绕轴方向观察的状态下），这两个线圈元件的导体图案相互并排，所以，电流b流过第一线圈元件L1a而产生的磁场与第三线圈元件L2a耦合，在第三线圈元件L2a中反方向地流过感应电流d。同样，由于第二线圈元件L1b和第四线圈元件L2b相互并排，所以，电流c流过第二线圈元件L1b而产生的磁场与第四线圈元件L2b耦合，在第四线圈元件L2b中反方向地流过感应电流e。这些电流形成图中箭头B所示的磁通(通过第二闭合磁路的磁通)的闭环。

线圈元件L1a、L1b所形成的闭合磁路中通过的磁通与线圈元件L2a、L2b所形成的闭合磁路中通过的磁通为相互排斥的关系，因此，在第一闭合磁路与第二闭合磁路之间产生等价的磁壁MW。

从而，由于线圈元件L1a、L1b所形成的闭合磁路中通过的磁通与线圈元件L2a、L2b所形成的闭合磁路中通过的磁通相互排斥，因此，各线圈元件周围的磁通密度变大。也就是说，具有如同将磁通约束在磁性体内的效果。

另外，线圈元件L1a和线圈元件L2a也通过电场来耦合。同样，线圈元件L1b和线圈元件L2b也通过电场来耦合。因此，当线圈元件L1a及线圈元件L1b中流过交流信号时，线圈元件L2a及线圈元件L2b中会因电场耦合而激励产生电流。图11中的电容Ca、Cb是象征性地表示所述电场耦合用的耦合电容的标记。

当第一电抗元件L1中流过交流电流时，通过所述磁场进行耦合而流过第二电感元件L2的电流的方向，与通过所述电场进行耦合而流过第二电感元件L2的电流的方向相同。因此，第一电感元件L1和第二电感元件L2通过磁场和电场这两者而实现强耦合。即，能够抑制损耗，传输高频能量。

利用上述效果，起到了耦合更强损耗更小的变压器的作用，因此，能够得到损耗较小的阻抗变换变压器、以及较大的互感值。另外，通过将线圈元件L2a、L2b设置在更靠近接地导体的位置，能够得到所述并联电容Cp。

图12（A）是将从图5所示的天线装置101的供电电路30（P1点）观察辐射元件11一侧时得到的反射系数（S11）表示在史密斯圆图上的图。图12（B）是在图5所示的天线装置101没有设置变压器匹配电路15的情况下，从供电电路30（P2点）观察辐射元件11一侧时得到的反射系数（S11）表示在史密斯圆图上的图。图12(A)和图12(B)中，都将串联有源电路16的电抗值设定成使阻抗虚部在规定频带下得到匹配。

通过根据频带来切换串联有源电路16的电抗值，如图12(B)所示，在880MHz、1.36GHz、1.88GHz下阻抗虚部为零，但随着频率的变化，阻抗轨迹变成一个大圆，并从电压驻波比VSWR＜2的圆V2向外侧溢出，从而无法得到足够的回波损耗深度。

与之相反，如图12(A)所示，利用变压器匹配电路15的阻抗变换作用，使阻抗实部得到匹配，从而阻抗轨迹缩小。在本例中，利用串联有源电路16的电抗，在880MHz、1.239GHz、1.88GHz下阻抗虚部为零，且其附近的频率落入VSWR＜2的圆V2的范围内。因此，能够得到足够的回波损耗深度。

图13是表示实施方式1的天线装置101的回波损耗（S11）特性的图。图13中，LB表示将串联有源电路16切换到低频带（900MHz带）用的电抗时的特性，MB表示将串联有源电路16切换到中频带（1.3GHz带）用的电抗时的特性，HB表示将串联有源电路16切换到高频带（1.9GHz带）用的电抗时的特性。这里，串联有源电路16在低频带、中频带、高频带下进行切换，其电抗值分别为11nH、0Ω、0.55pF。

因此，在各频带下都能够得到足够的匹配深度。

《实施方式2》

图14是实施方式2的天线装置102的电路图。此处所用的变压器匹配电路25具有第一电感元件L1和2个第二电感元件L21、L22。第一电感元件L1具有第一线圈元件L1a和第二线圈元件L1b。第二电感元件L21具有第三线圈元件L2a和第四线圈元件L2b。另外，另一个第二电感元件L22具有第三线圈元件L2c和第四线圈元件L2d。

在该实施方式2中，与第二电感元件L21、L22连接有并联电容Cp。

图15是构成所述变压器匹配电路25的层叠体40的分解立体图。各层由电介质片材或磁性体片材构成，在各层上形成有导体图案。

在图15所示的范围内，在基材层51i上形成有导体图案81、83，在基材层51j上形成有导体图案82，在基材层51a上形成有导体图案74。基材层51b上形成有导体图案72，基材层51c上形成有导体图案71、73。在基材层51d上形成有导体图案61、63，基材层51e上形成有导体图案62，基材层51f上形成有接地导体68。基材层51g的上表面形成有接地导体69，下表面分别形成有供电端子41、接地端子42、天线端子43。图15中纵向延伸的虚线是通孔电极，以在层间对导体图案彼此进行连接。

图15中，导体图案72的右半部分与导体图案71构成第一线圈元件L1a。导体图案72的左半部分与导体图案73构成第二线圈元件L1b。另外，利用导体图案81和导体图案82的右半部分，来构成第三线圈元件L2a。导体图案82的左半部分与导体图案83构成第四线圈元件L2b。导体图案61和导体图案62的右半部分构成另一个第三线圈元件L2c。导体图案62的左半部分与导体图案63构成另一个第四线圈元件L2d。

接地导体68与69相对，从而形成图14所示的并联电容Cp。

图16是构成所述变压器匹配电路25的层叠体40的另一结构例的分解立体图。各层由电介质片材或磁性体片材构成，在各层上形成有导体图案。

在图16所示的范围内，在基材层51i上形成有导体图案81、83，在基材层51j上形成有导体图案82，在基材层51a上形成有导体图案74、75。基材层51b上形成有导体图案72，基材层51c上形成有导体图案71、73。在基材层51d上形成有导体图案61、63，基材层51e上形成有导体图案62，基材层51h上形成有接地导体70。基材层51f的上表面形成有接地导体69，下表面分别形成有供电端子41、接地端子42、天线端子43。图17中纵向延伸的虚线是通孔电极，以在层间对导体图案彼此进行连接。

图16中，导体图案72的右半部分与导体图案71构成第一线圈元件L1a。导体图案72的左半部分与导体图案73构成第二线圈元件L1b。导体图案81和导体图案82的右半部分构成第三线圈元件L2a。导体图案82的左半部分与导体图案83构成第四线圈元件L2b。导体图案61和导体图案62的右半部分构成另一个第三线圈元件L2c。导体图案62的左半部分与导体图案63构成另一个第四线圈元件L2d。

接地导体69与导体图案62彼此相对，从而在两者之间产生电容。接地导体70与导体图案81、83也彼此相对，从而在两者之间产生电容。

在该图16所示的例子中，接地导体69与导体图案62之间产生的电容、以及接地导体70与导体图案81、83之间产生的电容相当于图14所示的并联电容Cp。

如本实施方式2所述，利用接地导体69、70夹着多层上形成的各种导体图案的上下的结构，即使层叠体整体变薄，也能抑制其与外部导体或电路之间发生不必要的耦合，因此，能够得到稳定的特性，从而能够实现薄型化。另外，通过在层叠体的上层设置接地导体70，从而即使在层叠体的上表面搭载表面安装元器件，也不会影响阻抗变换特性。因此，能够在层叠体上搭载各种贴片元器件而构成模块元器件。

图15、图16中，线圈元件L1a和线圈元件L1b构成闭合磁路，线圈元件L2a和线圈元件L2b构成闭合磁路，线圈元件L2c和线圈元件L2d构成闭合磁路。各线圈元件的卷绕方向及连接关系被设定为使得上下相邻的闭合磁路中通过的磁通相互排斥。因此，位于中层的线圈元件L1a和线圈元件L1b所构成的闭合磁路被夹在上下的闭合磁路之间，从而能够提高磁场的封闭性。其结果是，进一步提高变压器耦合的初级侧与次级侧之间的耦合度，进一步减小因阻抗变换而带来的损耗。

《实施方式3》

图17是实施方式3的高频功率放大装置的电路图。该高频功率放大装置201包括高频功率放大器31和阻抗匹配切换电路14。阻抗匹配切换电路14包括串联有源电路16和变压器匹配电路15。变压器匹配电路15与辐射元件11相连接。

变压器匹配电路15的结构与实施方式1或实施方式2中所示的变压器匹配电路15相同。串联有源电路16的结构也与实施方式1或实施方式2中所示的串联有源电路16相同。

高频功率放大器31所具有的特性是基本上VSWR越小，输出越高，但特别是在与高频功率放大器31的输出相连接的电路的阻抗的相位为规定值时，输出会达到最大，因此，高频功率放大器31与辐射元件11之间的阻抗匹配需要在减小VSWR的同时对上述相位进行调整。

以往，仅仅用串联有源电路或并联有源电路来进行阻抗匹配，因此无法在宽频带中减小VSWR的同时调整上述相位。根据图17所示的结构，能够利用串联有源电路16来调整相位，并利用变压器匹配电路15来对阻抗的实部进行匹配。即，能够利用变压器匹配电路15将反射系数（S11）缩小至史密斯圆图上的中央（50Ω）附近，进入规定的VSWR的圆内，利用串联有源电路16使相位在该VSWR的圆内旋转。因此，能够使高频功率放大器31与辐射元件11之间进行阻抗匹配，以成为在宽频带内VSWR较小且能够得到高输出的相位。

《实施方式4》

实施方式4中示出了通信终端装置的示例。

图18(A)是实施方式4的例1的通信终端装置的结构图，图18(B)是例2的通信终端装置的结构图。它们是例如接收面向移动电话、移动终端的一个区段(segment)部分接收服务（通称：one seg，移动数字电视）的高频信号用（470～770MHz）的终端。

图18(A)所示的通信终端装置1包括作为盖体部的第一壳体10和作为主体部的第二壳体20，第一壳体10与第二壳体20通过折叠式或滑动式进行连接。在第一壳体10上设置有还起到接地板作用的第一辐射元件11，在第二壳体20上设置有还起到接地板作用的第二辐射元件21。第一辐射元件11和第二辐射元件21是由金属箔等薄膜或导电性糊料等厚膜所构成的导电体膜形成的。该第一辐射元件11和第二辐射元件21通过由供电电路30进行差动供电，从而得到与偶极型天线大致相同的性能。供电电路30具有RF电路、基带电路之类的信号处理电路。

阻抗匹配切换电路14的电感值优选小于连接两个辐射元件11、21的连接线33的电感值。由此，通过阻抗匹配切换电路14一侧的阻抗低于连接线33一侧的阻抗，因此，电流主要在阻抗匹配切换电路14一侧流动。因此，能减少连接线33一侧的阻抗的影响。

图18(B)所示的通信终端装置2将第一辐射元件11设置作为天线单体。第一辐射元件11可使用贴片天线、金属板天线、线圈天线等各种辐射元件。此外，作为该辐射元件，也可利用例如沿着壳体10的内周面或外周面设置的线状导体。第二辐射元件21也起到作为第二壳体20的接地板的作用，也可使用与第一辐射元件11相同的各种天线。顺带一提，通信终端装置2不是折叠式或滑动式，而是平直结构的终端。另外，第二辐射元件21也可以不一定是充分起到作为辐射体的作用的元件，第一辐射元件11也可以是像所谓的单极型天线那样动作的元件。

在通信终端装置1中，供电电路30的一端与第二辐射元件21相连接，另一端通过阻抗匹配切换电路14与第一辐射元件11相连接。此外，第一辐射元件11和第二辐射元件21通过连接线33相互连接。因为该连接线33起到作为分别装载于第一壳体10和第二壳体20的电子元器件（省略图示）的连接线的作用，因此，虽然对于高频信号作为电感元件进行动作，但对天线的性能不起直接作用。

阻抗匹配切换电路14设置在供电电路30与第一辐射元件11之间，使得从第一辐射元件11及第二辐射元件21发送来的高频信号、或由第一辐射元件11及第二辐射元件21接收到的高频信号的频率特性稳定。因此，不受第一辐射元件11或第二辐射元件21的形状、第一壳体10或第二壳体20的形状、相近元器件的配置状况等的影响，高频信号的频率特性稳定。特别是对于折叠式或滑动式的通信终端装置，虽然第一辐射元件11及第二辐射元件21的阻抗容易根据盖体部即第一壳体10相对于主体部即第二壳体20的开闭状态而变化，但通过设置阻抗匹配切换电路14，可使高频信号的频率特性稳定。即，由于该阻抗匹配切换电路14可承担与天线的设计相关的重要事项即中心频率的设定、通带宽度的设定、阻抗匹配的设定等频率特性的调整功能，辐射元件本身只要考虑方向性、增益即可，因此，容易进行天线设计。

《其它实施方式》

在以上所示的几个实施方式中，采用了将并联电容Cp与第二电感元件L2并联连接的结构，以使得变压器的阻抗变换比的频率特性与天线的阻抗的频率特性具有相反的趋势（理想情况下为反比的关系），但是并不限于安装并联电容的结构，只要是阻抗变换比的频率特性与天线的阻抗的频率特性具有相反趋势的变压器，就能够在宽频带中实现阻抗实部的匹配。

如图9、图15、图16的例子所示，在将变压器匹配电路构成为多层基板时，可以是所有的片材都由电介质片材或磁性体片材构成，也可以是只有需要提高磁场封闭性的部位才用磁性体片材构成。

另外，图9、图15、图16中，示出了用多层基板来构成变压器匹配电路的结构例，但串联有源电路也可以同样地构成为多层基板。该串联有源电路的电抗元件可以由多层基板内的导体图案构成，也可以在多层基板上搭载贴片元器件来构成。

标号说明

Ca、Cb 电容

Cp 并联电容

L1 第一电感元件

L2 第二电感元件

L21、L22 第二电感元件

L1a 第一线圈元件

L1b 第二线圈元件

L2a、L2c 第三线圈元件

L2b、L2d 第四线圈元件

MW 磁壁

SW1、SW2 开关

VC 可变电容元件

X1、X2、X3、X4 电抗元件

1、2 通信终端装置

10 第一壳体

20 第二壳体

11、21 辐射元件

14 阻抗匹配切换电路

15 变压器匹配电路

16 串联有源电路

16A、16B、16C 串联有源电路

25 变压器匹配电路

30 供电电路

31 高频功率放大器

33 连接线

40 层叠体

41 供电端子

42 接地端子

43 天线端子

51a～51j 基材层

61～66 导体图案

68、69、70 接地导体

71～75 导体图案

81～83 导体图案

101、102 天线装置

201 高频功率放大装置

Claims (12)

1.一种阻抗匹配切换电路，连接在第一高频电路元件和第二高频电路元件之间，其特征在于，包括：

变压器匹配电路，该变压器匹配电路具有第一电路和第二电路，其中，所述第一电路包含第一电感元件，所述第二电路包含与所述第一电感元件进行变压器耦合的第二电感元件；以及

串联有源电路，该串联有源电路与所述变压器匹配电路串联连接，从多个电抗值中选择所希望的电抗值，

通过所述第一电感元件与所述第二电感元件之间的变压器耦合而得到的所述变压器匹配电路的阻抗变换比的频率特性是具有与所述第二高频电路元件的阻抗频率特性相反趋势的特性。

2.如权利要求1所述的阻抗匹配切换电路，其特征在于，

所述第二电路具有与所述第二电感元件并联连接的电容元件。

3.如权利要求1或2所述的阻抗匹配切换电路，其特征在于，

所述第一电路具备串联连接的第一线圈元件和第二线圈元件，所述第二电路具备串联连接的第三线圈元件和第四线圈元件，

所述第三线圈元件与所述第一线圈元件电磁耦合，所述第四线圈元件与所述第二线圈元件电磁耦合。

4.如权利要求3所述的阻抗匹配切换电路，其特征在于，

所述第一线圈元件和所述第二线圈元件以使所述第一线圈元件和所述第二线圈元件产生第一磁通闭环而进行电磁耦合的方式卷绕，

所述第三线圈元件和所述第四线圈元件以使所述第三线圈元件和所述第四线圈元件产生第二磁通闭环而进行电磁耦合的方式卷绕，

所述第一线圈元件、所述第二线圈元件、所述第三线圈元件、及所述第四线圈元件以使所述第一磁通闭环中通过的磁通与所述第二磁通闭环中通过的磁通彼此反向的方式进行卷绕。

5.如权利要求3所述的阻抗匹配切换电路，其特征在于，

当所述第一电路中流过交流电流时，通过磁场耦合而在所述第二电路中流过的电流的方向与通过电场耦合而在所述第二电路中流过的电流方向相同。

6.如权利要求3所述的阻抗匹配切换电路，其特征在于，

所述第一线圈元件、所述第二线圈元件、所述第三线圈元件、及所述第四线圈元件由公共的多层基板内的导体图案构成。

7.如权利要求1、2、4至6的任一项所述的阻抗匹配切换电路，其特征在于，

所述串联有源电路为可变电容元件。

8.一种天线装置，包括辐射元件、以及与该辐射元件相连接的阻抗匹配切换电路，且所述天线装置与供电电路相连接，其特征在于，

所述阻抗匹配切换电路包括：

变压器匹配电路，该变压器匹配电路具有第一电路和第二电路，其中，所述第一电路包含第一电感元件，所述第二电路包含与所述第一电感元件进行变压器耦合的第二电感元件；以及

串联有源电路，该串联有源电路串联连接在所述变压器匹配电路与所述辐射元件之间，包含多个电抗元件和切换选择这些电抗元件的开关，

通过所述变压器耦合而得到的所述变压器匹配电路的阻抗变换比的频率特性是具有与所述辐射元件的阻抗频率特性相反趋势的特性。

9.如权利要求8所述的天线装置，其特征在于，

所述辐射元件的电长度比所述辐射元件所发送和接收的高频无线信号的波长要短。

10.如权利要求8或9所述的天线装置，其特征在于，

所述供电电路是发送、接收、或者发送及接收多个频带的高频无线信号的电路。

11.一种高频功率放大装置，包括高频功率放大器、以及与所述高频功率放大器的输出部相连接的阻抗匹配切换电路，其特征在于，

所述阻抗匹配切换电路包括：

变压器匹配电路，该变压器匹配电路具有第一电路和第二电路，其中，所述第一电路包含第一电感元件，所述第二电路包含与所述第一电感元件进行变压器耦合的第二电感元件；以及

串联有源电路，该串联有源电路串联连接在所述变压器匹配电路与所述高频功率放大器之间，包含多个电抗元件和切换选择这些电抗元件的开关，

通过所述变压器耦合而得到的所述变压器匹配电路的阻抗变换比的频率特性是具有与所述高频功率放大器的阻抗频率特性相反趋势的特性。

12.一种通信终端装置，将辐射元件、以及插入到所述辐射元件与供电电路之间的阻抗匹配切换电路配置在壳体中，其特征在于，

所述阻抗匹配切换电路包括：

变压器匹配电路，该变压器匹配电路具有第一电路和第二电路，其中，所述第一电路包含第一电感元件，所述第二电路包含与所述第一电感元件进行变压器耦合的第二电感元件；以及

串联有源电路，该串联有源电路串联连接在所述变压器匹配电路与所述辐射元件之间，包含多个电抗元件和切换选择这些电抗元件的开关，

通过所述变压器耦合而得到的所述变压器匹配电路的阻抗变换比的频率特性是具有与所述辐射元件的阻抗频率特性相反趋势的特性。