CN103490131B - 一种传输线结构微波射频功率分配器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种功分比方便可调的传输线结构微波射频功率分配器，其特征是：内部阻抗为ZS的信号源通过输入端口P1注入到特性阻抗为Z0，长度为L0的第一传输线；第一传输线将功率分成两个支路，一路功率注入特性阻抗为Z1，长度为L1的第二传输线，第二传输线的另一端作为功分器的输出端口P2，输出端口P2接负载阻抗ZL1，负载阻抗ZL1并联一个电容C1，负载阻抗ZL1和电容C1另一端接零信号端。它提供了一种容易加工，且功分比方便可调的传输线结构微波射频功率分配器。

Description

一种传输线结构微波射频功率分配器

技术领域

本发明涉及微波射频功率分配器，特别是一种功分比方便可调的传输线结构微波射频功率分配器。

技术背景

在设计微波功率放大器、微波发射机等设备中，经常遇到功率分配和合成问题。即将输入功率按一定比例分配到各个分支电路中，或将各个分支电路中的功率合成到一个总的输出端口中。目前最常用的是定向耦合器和威尔金森功分器，然而定向耦合器结构本身较为复杂，尤其是当分支电路不仅仅两路时，将需要多个定向耦合器联合实现；另外，定向耦合器一旦加工成型，功分比就被固定下来，在电路研发设计过程中，不容易微调。常规的威尔金森功分器是通过调节分支电路的特性阻抗来达到功分比，很容易实现一分多路的情况。然而，当分支电路功分比非常大时，分支线特性阻抗将相差悬殊，即出现特性阻抗过高或过低的现象，其几何结构会很不利于加工；另外，常规威尔金森功分器一旦加工成型功分比也被固定下，不容易在电路研发设计过程中微调。

采用定向耦合器实现功率分配，其结构复杂且不易实现一分两支路以上情况；常规威尔金森功分器在功分比太大时，其几何结构往往不易加工；另外，前面所述两种器件功分比均不易微调。

发明内容

本发明的目的是提供一种容易加工，且功分比方便可调的传输线结构微波射频功率分配器。

本发明的目的是这样实现的，一种传输线结构微波射频功率分配器，其特征是：包括：第一传输线、第二传输线、第三传输线、第四传输线；内部阻抗为ZS的信号源通过输入端口P1注入到特性阻抗为Z0，长度为L0的第一传输线；第一传输线将功率分成两个支路，一路功率注入特性阻抗为Z1，长度为L1的第二传输线，第二传输线的另一端作为功分器的输出端口P2，输出端口P2接负载阻抗ZL1，负载阻抗ZL1并联一个电容C1，负载阻抗ZL1和电容C1另一端接零信号端；第一传输线将另一路功率注入特性阻抗为Z2，长度为L2的第三传输线，第三传输线的另一端作为功分器的输出端口P3，输出端口P3接负载阻抗ZL2；电容C2一端通过特性阻抗为Z3，长度为L3的第四传输线与负载阻抗ZL2进行阻抗变换，电容C2经过阻抗变换后与负载阻抗ZL2并联。

所述的负载阻抗ZL1和负载阻抗ZL2为恒定值。

所述的电容C1、电容C2为可变电容，通过微调其容值。

所述的电容C1、电容C2的容值采用机械微调或者电压微调。

所述的第一传输线、第二传输线、第三传输线第四传输线采用TEM传输线。

所述的第一传输线的特性阻抗Z0为50欧姆，长度为中心频率对应的四分之一波长。

所述的第二传输线的特性阻抗Z1为50欧姆，长度为中心频率对应的四分之一波长。

所述的第三传输线的特性阻抗Z2为50欧姆，长度为中心频率对应的四分之一波长。

所述的第四传输线的特性阻抗Z3为50欧姆，长度为中心频率对应的四分之一波长。

所述的负载阻抗ZL2为50欧姆的负载；负载阻抗ZL1为50欧姆的负载。

本发明具有以下优点：微调电容C1、电容C2，端口P2，端口P3输出功率比作相应变化。这一特性特别适合研发电路初期、系统装配等需要微调电路性能的情况。采用微调电容值的方法，容易实现。机械微调电容、电调PN结电容容易购买，且成本低。

附图说明

下面结合实施例附图对本发明作进一步说明：

图1是本发明实施例电路原理示意图；

图2是当C1、C2为5pF时的S参数曲线图；

图3是当C1、C2为1pF时的S参数曲线图。

图中，1、信号源；2、第一传输线；3、第三传输线；4、第二传输线；5、第四传输线。

具体实施方式

如图1所示，内部阻抗为ZS的信号源1通过输入端口P1注入到特性阻抗为Z0，长度为L0的第一传输线2。第一传输线2将功率分成两个支路，一路功率注入特性阻抗为Z1，长度为L1的第二传输线4，第二传输线4的另一端作为功分器的输出端口P2，输出端口P2接负载阻抗ZL1，负载阻抗ZL1并联一个电容C1，负载阻抗ZL1和电容C1另一端接零信号端；第一传输线2将另一路功率注入特性阻抗为Z2，长度为L2的第三传输线3，第三传输线3的另一端作为功分器的输出端口P3，输出端口P3接负载阻抗ZL2；电容C2一端通过特性阻抗为Z3，长度为L3的第四传输线5与负载阻抗ZL2进行阻抗变换，电容C2经过阻抗变换后与负载阻抗ZL2并联。

实际使用中，负载阻抗ZL1、负载阻抗ZL2恒定不变的，将电容C1、电容C2采用可变电容，通过微调其容值，实现功分比可调的目的。

根据实际情况，电容C1、电容C2的容值可以采用机械微调或者电压微调。

图1的结构第一传输线2、第二传输线4、第三传输线3、第四传输线5采用TEM传输线，TEM传输线利用PCB或者同轴线实现。

当各个阻抗ZS=ZL1=ZL2=Z1=Z2=Z3=Z0且为实数，传输线长度电容值C1=C2＝C时，其中λ_g为中心频率在传输线中的工作波长。令第一传输线2与第二传输线4、第三传输线3的连接点有效电压为u。根据传输线阻抗变换关系，第一传输线2与第二传输线4连接，相当于导纳为与第一传输线2连接；第三传输线3与第一传输线2连接，相当于导纳为与第一传输线2连接。

由此，端口P2的负载阻抗ZL1消耗功率为：

$\mathrm{re}\left(u{\left(u\frac{{\left(\frac{1}{Z0}\right)}^2}{\frac{1}{Z0}+\mathrm{j\ωC}}\right)}^{*}\right)={\left|u\right|}^2\frac{{\left(\frac{1}{Z0}\right)}^3}{{\left(\frac{1}{Z0}\right)}^2+{\left(\mathrm{\ωC}\right)}^2}$

以上式子中re()为取实部运算；*为取共轭运算,j为虚部，ω为角频率，c为电容值，u为电压有效值。

输出端口P3接负载阻抗ZL2消耗功率为：

$\mathrm{re}\left(u{\left(u\frac{{\left(\frac{1}{Z0}\right)}^2}{\frac{1}{Z0}+\frac{{\left(\frac{1}{Z0}\right)}^2}{\mathrm{j\ωC}}}\right)}^{*}\right)={\left|u\right|}^2\frac{{\left(\frac{1}{Z0}\right)}^3}{{\left(\frac{1}{Z0}\right)}^2+\frac{{\left(\frac{1}{Z0}\right)}^4}{{\left(\mathrm{\ωC}\right)}^2}}$

负载阻抗ZL1与负载阻抗ZL2获得功率比为：

$\frac{{\left(\frac{1}{Z0}\right)}^2+\frac{{\left(\frac{1}{Z0}\right)}^4}{{\left(\mathrm{\ωC}\right)}^2}}{{\left(\frac{1}{Z0}\right)}^2+{\left(\mathrm{\ωC}\right)}^2}=\frac{1+\frac{1}{{\left(\mathrm{\ωCZ}0\right)}^2}}{1+{\left(\mathrm{\ωCZ}0\right)}^2}$

另一方面，功分器在输入端口处的反射系数必须足够小，因为第二传输线4、第三传输线3并联，其等效导纳为：

$\frac{{\left(\frac{1}{Z0}\right)}^2}{\frac{1}{Z0}+\mathrm{j\ωC}}+\frac{{\left(\frac{1}{Z0}\right)}^2}{\frac{1}{Z0}+\frac{{\left(\frac{1}{Z0}\right)}^2}{\mathrm{j\ωC}}}=\frac{1}{Z0}$

可见本发明中，第二传输线4、第三传输线3并联等效导纳1/Z0，传输线2特性导纳1/Z0，信号源1源导纳1/Z0之间构成了无反射匹配，完全满足最小反射要求。

当端口P2，端口P3输出功率相位关系无法直接满足要求时，可以将负载阻抗ZL1与负载阻抗ZL2通过相移网络之后，再与端口P2，端口P3连接，从而达到满足要求的相位关系。

在分支电路超过2支路时，可以通过本发明的功分器级联实现。

当功率分别从端口P2、端口P3注入，并且相位差合适时，就可以从端口P1得到合成输出功率，从而该功分器可以应用于功率合成。

如图1所示给出中心频率2GHz功分比可调功分器实例。内部阻抗为ZS等于50欧姆的信号源1通过输入端口P1注入到特性阻抗Z0为50欧姆，长度为14.8402mm的第一传输线2。第一传输线2将功率分成两个支路，一路功率注入特性阻抗Z1为50欧姆，长度为14.8402mm的第二传输线4，第二传输线4的另一端作为功分器的输出端口P2，端口P2接负载阻抗ZL1为50欧姆的负载，与负载阻抗ZL1并联的电容C1，第一传输线2将另一路功率注入特性阻抗Z2为50欧姆，长度为14.8402mm的第三传输线3，第三传输线3的另一端作为功分器的输出端口P3，端口P3接负载阻抗ZL2为50欧姆的负载。电容C2经过特性阻抗为Z3为50欧姆，长度为14.8402mm的第四传输线5进行阻抗变换。电容C2经过阻抗变换后与负载阻抗ZL2并联。

这里所有传输线特性阻抗均设计为50欧姆，在图1中MSub描述的PCB板材中，50欧姆特性阻抗对应宽度为0.247085mm，长度14.8402mm恰好为2GHz对应的四分之一波长。这里的长度和宽度为理论计算的数值，实际加工只要精确到小数点后面两位即可。改变电容C1、电容C2的电容值，实现功分比的可调。当电容为5pF时，对应功分器S参数如图2所示；当电容为1pF时，对应功分器S参数如图3所示。

由图2，图3可见：改变电容C1、电容C2的电容值时，S₂₁、S₃₁数值发生了改变，即端口P2和端口P3获得功率比发生了改变，实现了功分比可调的目的。

另一方面，电容C1、电容C2值改变过程中，2GHz处的反射值S₁₁始终较小，说明端口P1注入的能量几乎完全被分配到端口P2和端口P3的负载。

本实施例没有详细叙述的部件和结构属本行业的公知部件和常用结构或常用手段，这里不一一叙述。

Claims (8)

1.一种传输线结构微波射频功率分配器，其特征是：包括：第一传输线（2）、第二传输线（4）、第三传输线（3）、第四传输线（5）；内部阻抗为ZS的信号源（1）通过输入端口P1注入到特性阻抗为Z0，长度为L0的第一传输线（2）；第一传输线（2）将功率分成两个支路，一路功率注入特性阻抗为Z1，长度为L1的第二传输线（4），第二传输线（4）的另一端作为功分器的输出端口P2，输出端口P2接负载阻抗ZL1，负载阻抗ZL1并联一个电容C1，负载阻抗ZL1和电容C1另一端接零信号端；第一传输线（2）将另一路功率注入特性阻抗为Z2，长度为L2的第三传输线（3），第三传输线（3）的另一端作为功分器的输出端口P3，输出端口P3接负载阻抗ZL2；电容C2一端经过特性阻抗为Z3，长度为L3的第四传输线（5）进行阻抗变换后，与负载阻抗ZL2并联；C2和ZL2另一端均接零信号端；所述的电容C1、电容C2的容值采用机械微调或者电压微调；各个阻抗相等且为实数，第二至第四传输线长度均为中心频率在传输线中对应波长的1/4，电容C1和C2容值相等。

2.根据权利要求1所述的一种传输线结构微波射频功率分配器，其特征是：所述的负载阻抗ZL1和负载阻抗ZL2为恒定值。

3.根据权利要求1所述的一种传输线结构微波射频功率分配器，其特征是：所述的第一传输线（2）、第二传输线（4）、第三传输线（3）、第四传输线（5）采用TEM传输线。

4.根据权利要求1所述的一种传输线结构微波射频功率分配器，其特征是：所述的第一传输线（2）的特性阻抗Z0为50欧姆，长度为中心频率在传输线中对应的四分之一波长。

5.根据权利要求1所述的一种传输线结构微波射频功率分配器，其特征是：所述的第二传输线（4）的特性阻抗Z1为50欧姆，长度为中心频率在传输线中对应的四分之一波长。

6.根据权利要求1所述的一种传输线结构微波射频功率分配器，其特征是：所述的第三传输线（3）的特性阻抗Z2为50欧姆，长度为中心频率在传输线中对应的四分之一波长。

7.根据权利要求1所述的一种传输线结构微波射频功率分配器，其特征是：所述的第四传输线（5）的特性阻抗Z3为50欧姆，长度为中心频率在传输线中对应的四分之一波长。

8.根据权利要求1所述的一种传输线结构微波射频功率分配器，其特征是：所述的负载阻抗ZL2为50欧姆的负载；负载阻抗ZL1为50欧姆的负载。