CN103430438A

CN103430438A - 燃料电池系统

Info

Publication number: CN103430438A
Application number: CN2011800688641A
Authority: CN
Inventors: 金子智彦
Original assignee: Toyota Motor Corp
Current assignee: Toyota Motor Corp
Priority date: 2011-12-28
Filing date: 2011-12-28
Publication date: 2013-12-04
Anticipated expiration: 2031-12-28
Also published as: WO2013098999A1; CN103430438B; US20130176759A1; DE112011106077B4; JP5454987B2; DE112011106077T5; US9124192B2; JPWO2013098999A1

Abstract

本发明旨在提高转换器控制的响应性及精度。一种燃料电池系统，具备：转换器，设在燃料电池与负载之间并使燃料电池的输出升压；及控制单元，以规定占空比控制转换器，控制单元根据使用流过转换器内的电抗器的电抗器电流的指令值或/及所述电抗器电流的测定值算出的前馈占空比及反馈占空比，而决定对于所述转换器的占空比指令值，其中，控制单元在低负载运转时，将在导通期间的中间的时刻测定的中点测定值上乘以规定系数而得到的值设定为电抗器电流的测定值。

Description

燃料电池系统

技术领域

本发明涉及一种具备使燃料电池的输出升压的转换器的燃料电池系统。

背景技术

例如作为搭载于燃料电池车辆的燃料电池系统，已知具备：驱动电动机等负载、向负载供给电力的燃料电池、及配置在燃料电池与负载之间并使燃料电池的输出升压的转换器，基于由分别设在转换器的输入侧及输出侧的两个电压传感器所测定的转换器的输入电压值和输出电压值，对转换器进行反馈控制。

另外，在这种燃料电池系统中，有时因每个电压传感器所持有的传感器误差而对转换器的正常的动作带来影响，因此例如专利文献1中公开的那样，基于转换器的入口侧电位和出口侧电位之间的电位差而对转换器的输入电压和输出电压进行控制的技术也已被开发。

现有技术文献

专利文献

专利文献：日本特开2011-087439号

发明内容

在具备转换器的燃料电池系统中，已知伴随着转换器内的开关元件的周期性的导通/截止，例如图3及图4所示，流过转换器内的电抗器的电流（以下，电抗器电流）反复上下波动。而且，着眼于上下波动的电抗器电流的中点的值与电抗器电流的平均值一致这一事实，仅对该中点的值进行取样并将其用于转换器的控制，从而能够实现响应性的提高。

然而，在低负载运转时（例如，在燃料电池系统搭载于燃料电池车辆的情况下，相当于怠速时或行驶拥塞时），电力未积存于转换器的电抗器，例如图3所示，有时会断断续续地出现电流未流向电抗器的状态，即呈现出被称为所谓的不连续模式的运行状态。

在这种不连续模式中，在电抗器电流的中点的值与实际的平均电流值之间产生背离。在表示如图4所示的称为连续模式的运行情况的情况下不产生这种背离，因此没有任何问题，但对于丝毫不考虑燃料电池的输出状态而总是将电抗器电流的中点的值直接用于转换器的控制的情况，还存在改善的余地。

作为其对策，虽然也可考虑根据燃料电池的输出状态来进行改变对电抗器电流进行取样的时刻的处理，但存在控制变得冗长或复杂等课题。

本发明鉴于上述情况而完成，其目的在于提供一种能够实现转换器控制的响应性及精度的提高的燃料电池系统。

为了解决上述课题，本发明的燃料电池系统具备：转换器，设在燃料电池与负载之间并使所述燃料电池的输出升压；及控制单元，以规定占空比控制所述转换器，所述控制单元根据使用流过所述转换器内的电抗器的电抗器电流的指令值或/及所述电抗器电流的测定值算出的前馈占空比及反馈占空比，而决定对于所述转换器的占空比指令值，其中，所述控制单元在对于所述燃料电池的要求输出为规定值以下的低负载运转时，将在导通期间的中间的时刻测定的中点测定值上乘以规定系数而得到的值设定为伴随着以规定占空比对所述转换器内的开关元件进行开关控制而上下波动的所述电抗器电流的测定值。

在这种构成中，在将电抗器电流的测定值作为中点测定值的情况下，使用在该中点测定值上乘以规定系数而得到的值作为电抗器电流的测定值，从而能够抑制用于反馈控制的电抗器电流的测定值与实际电流的平均值的背离。

在上述的构成中，设所述转换器的输入电压及输出电压分别为VL及VH，并设所述前馈占空比为DFF时，所述规定系数也可以为

DFF·VH/（VH-VL）。

在这种构成中，不限定于低负载运转时，而在其以外的运转时，也能够使用由通式中求出的测定值作为用于反馈控制的电抗器电流的测定值，所以能够实现控制逻辑的统一。

即，所述控制单元在所述低负载运转时以外的运转时，也能够使用在所述中点测定值上乘以所述DFF·VH/（VH-VL）而得到的值作为所述电抗器电流的测定值。

另外，也可以取代上述DFF，使用使反馈反映于该DFF的最终指令值（即，前馈占空比和反馈占空比的相加值即所述占空比指令值）。

即，设所述转换器的输入电压及输出电压分别为VL及VH，并设所述占空比指令值为D时，所述规定系数也可以为

D·VH/（VH-VL）。

而且，在这种情况下，所述控制单元在所述低负载运转时以外的运转时，也可以使用在所述中点测定值上乘以所述D·VH/（VH-VL）而得到的值作为所述电抗器电流的测定值。

发明效果

根据本发明，能够实现转换器控制的响应性与精度的提高。

附图说明

图1是本实施方式的燃料电池车辆的电力系统的功能框图。

图2是图1所示的燃料电池用的升压转换器的电路图。

图3是表示流过图2所示的电抗器的电流的一运行情况（不连续模式）的图。

图4是表示流过图2所示的电抗器的电流的另一运行情况（连续模式）的图。

图5是将图3的主要部位放大的说明图。

具体实施方式

以下，参照各图，说明本发明的一实施方式。

图1表示本实施方式的搭载了燃料电池系统的燃料电池车辆的电力系统的功能块。搭载了燃料电池系统10的燃料电池车辆将通过氧化气体和燃料气体的电化学反应来进行发电的燃料电池20作为主电源，将可充放电的蓄电池70作为辅助电源，向牵引逆变器50供给电力而驱动牵引电动机（负载）80。

燃料电池20例如是高分子电解质型燃料电池，具有层叠多个单电池而构成的堆结构。单电池具有：在由离子交换膜构成的电解质膜的一面上形成的空气极、在电解质膜的另一面上形成的燃料极、及从两侧夹入空气极及燃料极的一对隔板。

蓄电池70是作为剩余电力的贮存源、再生制动时的再生能量贮存源、伴随着燃料电池车辆的加速或减速的负载变动时的能量缓存器而发挥功能的蓄电装置，例如，优选二次电池（镍镉蓄电池、镍氢蓄电池、锂二次电池等）。

燃料电池20的输出电压通过作为燃料电池用的直流电压转换器的DC/DC转换器30（以下，称为第一转换器30）而升压至规定的直流电压，并供给至牵引逆变器50。另一方面，蓄电池70的输出电压通过作为蓄电池用的直流电压转换器的DC/DC转换器40（以下，称为第二转换器40）而升压至规定的直流电压，并供给至牵引逆变器50。

牵引逆变器50将从燃料电池20和蓄电池70的双方或任意一方供给的直流电力转换为交流电力（例如，三相交流），并控制牵引电动机80的旋转转矩。牵引电动机80例如是三相交流电动机，在车辆行驶时生成行驶推进力，另一方面，在车辆制动时作为电动发电机而发挥功能，将动能转换为电能而回收再生电力。

第二转换器40使燃料电池20的剩余电力或牵引电动机80回收的再生电力降压而对蓄电池70进行充电。

控制单元60是具备CPU、ROM、RAM及输入输出接口的控制装置，进行燃料电池20的运转控制及车载电力转换器（第一转换器30、第二转换器40、及牵引逆变器50）的开关控制等。

例如，控制单元60接收到来自点火开关的起动信号，则开始燃料电池车辆的运转，并基于从油门传感器输出的油门开度信号、及从其他传感器输出的信号等来求出燃料电池系统10的要求电力。此外，在图1中，为方便起见将这些传感器类总括到一起而用标号90表示。燃料电池系统10的要求电力是车辆行驶电力和辅机电力的合计值。

在辅机电力中包括由车载辅机类（加湿器、空气压缩机、氢气泵、及冷却水循环泵等）消耗的电力、由车辆行驶所需的装置（变速器、车轮控制装置、转向装置、及悬架装置等）消耗的电力、及由配置在乘员空间内的装置（空调装置、照明设备、及音响等）消耗的电力等。

控制单元60决定燃料电池20与蓄电池70的各自的输出电力的分配，以燃料电池20的发电电力与目标电力一致的方式对燃料气体及氧化气体向燃料电池20的供给量进行控制，并且控制第一转换器30并对燃料电池20的输出电压进行调整，从而对燃料电池20的运转点（输出电压、输出电流）进行控制。

而且，控制单元60例如将U相、V相、及W相的各交流电压指令值作为开关指令而输出至牵引逆变器50，并对牵引电动机80的输出转矩及转速进行控制，以获得与油门开度对应的目标转矩。

图2表示第一转换器30的电路构成。在此，表示公知的直流斩波器作为第一转换器30的一例。第一转换器30具备：作为根据载波频率周期性地反复导通/截止的开关元件的晶体管Tr、电抗器L、平滑用电容器C、及作为整流元件的二极管D。

当晶体管Tr导通时，从燃料电池20供给的能量存储于电抗器L，当晶体管Tr截止时，该存储的能量经由二极管D而传送至平滑用电容器C。通过反复该过程，存储于平滑用电容器C的能量增大，与输入电压VL相比能够提高输出电压VH。

在此，输入电压VL相当于燃料电池20的输出电压，输出电压VH供给至牵引逆变器50。在这种直流斩波器中，根据导通期间与截止期间在晶体管Tr的开关动作的一周期内所占据的比率（占空比）来确定升压的程度。

图3及图4是表示伴随着晶体管Tr的开关动作而流向电抗器L的电抗器电流的运行情况的图。特别地，图3是表示在低负载运转时（例如，相当于怠速中或行驶拥塞中）、换言之在对于燃料电池20的输出要求为规定的阈值以下的情况下的电抗器电流的运行情况的图，以下，有时将表示这种运行情况的状态称为不连续模式。

另外，图4是表示包括通常运转时的上述低负载运转时以外的情况下的电抗器电流的运行情况的图，以下，有时将表示这种运行情况的状态称为连续模式。

在本实施方式中，从控制单元60指令至第一转换器30的占空比Dref(占空比指令值)是用于对流过电抗器L的电抗器电流进行前馈控制的前馈占空比（以下，DFF）、和用于对电抗器电流进行反馈控制的反馈占空比（以下，占空比DFB）的相加值。

占空比DFF是由控制单元60运算或使用在具备比控制单元60上位的控制单元的情况下的从该上位的控制单元供给的电抗器电流的指令值Iref而算出的值。另外，占空比DFB是使用所述电抗器电流的指令值Iref与由电流传感器计测的电抗器电流的实测值的偏差而算出的值。

在图3中，I_mes是在对电抗器电流进行计测的电流传感器的传感值（更具体而言，对传感器输出进行A/D转换后的值）中的在导通期间的中间的时刻（以下，称为中点）取得的传感值，以下，有时称为电抗器电流的中点测定值。

I_ave是伴随着导通与截止而上下波动的电抗器电流的平均值。

而且，在本实施方式中，有如下特征：对于现有技术中无论燃料电池20的输出状态如何，换言之，无论电抗器电流处于图3的不连续模式还是处于图4的连续模式，一律作为电抗器电流的中点测定值而使用于电流反馈控制的占空比DFB的运算的I_mes，在本实施方式中取而代之而使用式1所示的I_mes’。

[数学式1]

I_{mes}^{,} = \frac{V_{H}}{V_{H} - V_{L}} D_{FF} \times I_{mes} \cdot \cdot \cdot (1)

如从该式1也能够理解的那样，取代I_mes而使用I_mes’的情况与在I_mes上乘以规定转换系数即

VH/(VH-VL)·DFF

而转换（修改）为I_mes’的情况等价。

如后述，不论电抗器电流处于不连续模式还是处于连续模式，该I_mes’都成为与式3所示的I_ave相同的值。即，根据本实施方式，能够与电抗器电流的模式处于什么模式无关地使用共同的控制逻辑来将电抗器电流的中点计测值转换为实际电流的平均值，因此能够进行正确地捕捉到实际电流值的高精度且响应性较高的转换器控制。

以下，参照图2及图3，说明I_mes’=I_ave的理由。

首先，在图2的电路构成中，设电抗器电流的时间微分为dI/dt时，电磁学上下式成立：

VL=L·(dI/dt)，

因此，

dI/dt=VL/L。

另一方面，在图3的电抗器电流运行情况下，设导通时间为Ton时，几何学上下式成立：

I_mes=（dI/dt）·（Ton/2）。

在此，设晶体管Tr的开关周期为T，并设开关频率为f时，

Ton=DFF·T

=DFF·(1/f)，

因此，I_mes成为如式2所示。

[数学式2]

I_{mes} = \frac{1}{2} \frac{V_{L} D_{FF}}{Lf} \cdot \cdot \cdot (2)

而且，该I_mes成为由控制单元60识别的电抗器电流的中点测定值。

另外，在为了说明I_ave而将图3的主要部位放大并在局部施加阴影线等的图5中，设截止时间中的电抗器电流为零以上的时间为Tx、Ton期间的电抗器电流的时间积分值为S1、Tx期间的电抗器电流的时间积分值为S2、电抗器电流的峰值为Ip时，几何学上下式成立：

I_ave=（S1+S2）/T。

而且，也考虑在几何学上或电磁学上下式成立：

对于Ton期间，

S1=(1/2)·Ip·Ton、

Ip=(dI/dt)·Ton、及

VL=L·(dI/dt)，

对于Tx期间，

S2=(1/2)·Ip·Tx、

Ip=(dI/dt)·Tx、及

VH-VL=L·(dI/dt)

时，I_ave成为如式3所示。此外，Ton期间的dI/dt与Tx期间的dI/dt不同。

[数学式3]

I_{ave} = \frac{1}{2} \frac{V_{H} V_{L}}{(V_{H} - V_{L})} \frac{D_{FF}^{2}}{Lf} \cdot \cdot \cdot (3)

而且，式3所示的I_ave式也可以通过使用式2的I_mes式而表示为如式4所示。

[数学式4]

I_{ave} = \frac{V_{H}}{V_{H} - V_{L}} D_{FF} \times I_{mes} \cdot \cdot \cdot (4)

由于式1的右侧与式4的右侧相同，因此可以理解在图3所示的不连续模式中，I_mes’=I_ave成立。

在图4所示的连续模式中，下式成立：

DFF=1-(VL/VH)，

因此将该式的右侧代入式4的DFF时，

I_ave=I_mes。

即，可以理解在如图4所示的连续模式中，也可以取代I_mes而使用式1所示的I_mes’、换言之可以使用共同的控制逻辑。

如以上说明，在本实施方式中，即使在不连续模式中使用电抗器电流的中点测定值，也能够将该中点测定值转换为平均电流值，因此中点测定值与平均电流值的背离的产生被抑制。因此，能够同时实现转换器控制的响应性提高和高精度化。

而且，不论电抗器电流是哪个模式都可以使用共同的控制逻辑，因此不需要在连续模式与不连续模式之间切换控制逻辑。因此，转换器控制的冗长化及复杂化也被抑制。

此外，本发明并不限定于上述实施方式，也可以取代上述实施方式的DFF，使用使反馈反映于该DFF的最终指令值（即，前馈占空比和反馈占空比的相加值即占空比指令值）。

即，设转换器的输入电压及输出电压分别为VL及VH，并设占空比指令值为D时，规定系数可以为

D·VH/（VH-VL）。

而且，在这种情况下，所述控制单元在低负载运转时以外的运转时，也可以使用在中点测定值上乘以D·VH/（VH-VL）而得到的值作为电抗器电流的测定值。

标号说明

10 燃料电池系统

20 燃料电池

30 第一转换器（转换器）

60 控制单元

80 牵引电动机（负载）

L 电抗器

Tr 晶体管（开关元件）

Claims

1.一种燃料电池系统，具备：

转换器，设在燃料电池与负载之间并使所述燃料电池的输出升压；及

控制单元，以规定占空比控制所述转换器，

所述控制单元根据使用流过所述转换器内的电抗器的电抗器电流的指令值或/及所述电抗器电流的测定值算出的前馈占空比及反馈占空比，而决定对于所述转换器的占空比指令值，其中，

所述控制单元在对于所述燃料电池的要求输出为规定值以下的低负载运转时，将在导通期间的中间的时刻测定的中点测定值上乘以规定系数而得到的值设定为伴随着以规定占空比对所述转换器内的开关元件进行开关控制而上下波动的所述电抗器电流的测定值。

2.根据权利要求1所述的燃料电池系统，其中，

设所述转换器的输入电压及输出电压分别为VL及VH，并设所述前馈占空比为DFF时，所述规定系数是

DFF·VH/（VH-VL）。

3.根据权利要求2所述的燃料电池系统，其中，

所述控制单元在所述低负载运转时以外的运转时，也使用在所述中点测定值上乘以所述DFF·VH/（VH-VL）而得到的值作为所述电抗器电流的测定值。

4.根据权利要求1所述的燃料电池系统，其中，

设所述转换器的输入电压及输出电压分别为VL及VH，并设所述占空比指令值为D时，所述规定系数是

D·VH/（VH-VL）。

5.根据权利要求4所述的燃料电池系统，其中，

所述控制单元在所述低负载运转时以外的运转时，也使用在所述中点测定值上乘以所述D·VH/（VH-VL）而得到的值作为所述电抗器电流的测定值。