CN103401463B

CN103401463B - 直流母线电容减小的微型光伏并网逆变器及控制方法

Info

Publication number: CN103401463B
Application number: CN201310320150.6A
Authority: CN
Inventors: 王萍; 周哲; 王尉; 梁富军; 郭琳
Original assignee: Tianjin University
Current assignee: Tianjin University
Priority date: 2013-07-25
Filing date: 2013-07-25
Publication date: 2016-01-06
Anticipated expiration: 2033-07-25
Also published as: CN103401463A

Abstract

本发明属于光伏发电领域，为提高逆变器的寿命和可靠性，应用功率解耦电路减小直流母线侧电容的容量，以小容量长寿命的薄膜电容代替大容量短寿命的电解电容，设计微型光伏并网逆变器。为达到上述目的，本发明采用的技术方案是，直流母线电容优化的微型光伏并网逆变器，包括：主电路为依次相连的光伏电池板、移相全桥电路、高频变压器、全桥整流电路、直流母线电容、功率解耦电路和逆变电路；控制和驱动电路包括光伏输出电流采样电路、光伏输出电压采样电路、功率MOSFET驱动电路、电容电压采样电路、并网电流采样电路、锁相环电路、DSP控制器。本发明主要应用于光伏发电。

Description

直流母线电容减小的微型光伏并网逆变器及控制方法

技术领域

本发明属于光伏发电领域，更具体地说，是一种应用功率解耦电路的光伏发电微型逆变器及其控制方法，即直流母线电容优化的微型光伏并网逆变器及控制方法。

技术背景

太阳能作为一种无污染可再生的新能源，具有非常广阔的应用和发展前景,随着石油、天然气等自然资源的日益紧张，以及面临全球气候变化异常的严峻形势，清洁的可再生能源日益受到重视。光伏发电在其中占据了重要的地位，它为解决生产生活的能源供给和改善环境污染问题提供了一条可靠途经。

微型光伏并网逆变器由于其效率高、扩展简单方便、易于安装、整体可靠性高等优点,越来越受到人们的关注。将微型逆变器与单个太阳能光伏阵列相结合构成交流模块成为了一种很有前景的设计,这也要求逆变器需要与光伏阵列的寿命相匹配。

在太阳能光伏并网发电系统中,太阳能光伏阵列经MPPT^[1]后输出功率为恒定的最大功率,而并网逆变器输出功率呈现周期性脉动的特性,因此在并网逆变器的直流输入侧需要并联很大的电解电容来实现太阳能光伏阵列输出功率与并网逆变器输出功率的解耦。但电解电容的引入不仅增加了整个太阳能光伏并网发电系统的体积,而且极大的缩短了太阳能光伏并网发电系统的使用寿命,降低了太阳能光伏并网发电系统的可靠性。

发明内容

本发明旨在克服现有技术的不足，本发明旨在提高逆变器的寿命和可靠性，应用功率解耦电路减小直流母线侧电容的容量，以小容量长寿命的薄膜电容代替大容量短寿命的电解电容，设计微型光伏并网逆变器。为达到上述目的，本发明采用的技术方案是，直流母线电容优化的微型光伏并网逆变器，包括：主电路为依次相连的光伏电池板、移相全桥电路、高频变压器、全桥整流电路、直流母线电容、功率解耦电路和逆变电路；控制和驱动电路包括光伏输出电流采样电路、光伏输出电压采样电路、功率MOSFET驱动电路、电容电压采样电路、并网电流采样电路、锁相环电路、DSP控制器。其中光伏电池板为装置提供直流电能，移相全桥电路用于实现直流到高频交流的逆变，所得的高频交流电经过高频变压器后，由低压的高频交流电转变为高压的高频交流电，然后再经过二极管全桥整流，把高压高频交流电变换为电压较高的直流电，再经过功率解耦电容和功率解耦电路，把电压较高的直流电转化为脉动的直流电，最后通过逆变电路将脉动的直流电流转化为正弦交流电流，注入到公共电网实现并网运行；DSP控制器通过光伏电流输出采样电路、光伏输出电压采样电路采集光伏电流、电压，DSP控制器通过功率MOSFET驱动电路调节移向全桥电路占空比，DSP控制器通过电容电压采样电路采集直流母线电容电压及结合功率解耦驱动电路控制功率解耦电路，DSP控制器通过并网电流采样电路、锁相环电路对逆变电路进行双闭环控制。

所述的光伏电池板包括与其并联的输出滤波电容，所述的移相全桥电路由4个反并联二极管的功率MOSFET组成，输入端与光伏电池板和滤波电容连接，输出端串联一个谐振电感和一个滤波电容与高频变压器的输入端相连；所串联的滤波电容的作用是为了滤除前级高频逆变电路输出中的直流成分，谐振电感的作用是为了与功率MOSFET输出的寄生电容形成谐振。

所述的高频变压器输出端直接与全桥整流电路输入端相连，全桥整流的输出端的正极连接一个阻塞二极管的阳极，阻塞二极管阴极与直流母线电容的一端和功率解耦电路的电感相连。

所述的功率解耦电路由第一开关管及其反并联的二极管、第二开关管及其反并联的二极管、一个电感和一个电容组成，其中电感和第一开关管先串联再并联至直流母线电容上，第一开关管的漏极与电感相连，源极与直流母线电容相连，第二开关管和电容串联再并联在第一开关管上，第二开关管的源极与电容相连，漏级与第一开关管的漏级和电感相连。

所述全桥逆变电路是由4个反并联二极管的功率MOSFET构成的，选用SPWM调制方式，输出端串联一个滤波电感，最终控制输出与电网电压同频同相的正弦电流波，所述直流母线电容和解耦电容均为小容量长寿命的薄膜电容。

一种直流母线电容优化的微型光伏并网逆变控制方法，借助于前述逆变器实现，并包括如下步骤：周而复始地依次运行最大功率点跟踪控制程序，解耦电路的控制程序、逆变电路控制程序，最大功率点跟踪控制程序具体为：通过光伏输出电压采样电路和光伏输出电流采样电路获得本采样时刻的电压值V(t_n)、电流值I(t_n),并计算功率值P(t_n)，然后计算与上一采样时刻的功率偏差△P(t_n)和电压偏差值△V(t_n)，若功率偏差△P(t_n)>0且电压偏差值△V(t_n)>0,则增大参考电压值V_{pv_ref},DSP控制器通过功率MOSFET驱动电路增大移相全桥电路占空比，反之亦然；

解耦电路的控制程序具体为：利用电容电压采样电路检测直流母线电压值V_dc(n)，计算电压偏差△V(n)=k_p1（V_dc（n）-V_{dc_ref}），当△V(n)>0时，直流母线电压V_dc(n)高于给定参考值V_{dc_ref}时，DSP控制器通过驱动电路控制第二开关管关断，第一开关管工作于PWM模式，解耦变换器工作于Boost模式吸收能量，直流母线电容C_dc为功率解耦电路电容C_de充电储存能量，采用P控制加快系统的响应速度，第一开关管的开关规律：a为初值为0，幅值为200，频率为10KHz，对称三角波，电压偏差△V(n)与a比较，当△V(n)>a时，开通第一开关管；当△V(n)<a时，关断第一开关管；当△V(n)<0时，直流母线电压V_dc低于给定参考值V_{dc_ref}时，DSP控制器通过驱动电路控制第一开关管关断，第二开关管工作于PWM模式，解耦变换器工作于B_uck^[8]模式释放能量，将存储在功率解耦电路电容中C_de的能量通过Buck电路释放到直流母线电容C_dc侧，以补偿直流母线侧能量的减少；采用P控制加快系统的响应速度，第二开关管的开关规律：b为初值为0，幅值为-200，频率为10KHz，对称三角波，电压偏差△V(n)与b比较，当△V(n)>b时，关断第二开关管；当△V(n)<b时，开通第二开关管。

逆变电路控制程序具体为：利用并网电流采样电路得到并网电流瞬时采样值i₀(n)，利用电容电压采样电路检测直流母线电压值V_dc(n)，计算得出电压误差e_n，经过PI控制器得到电流参考值的幅值再利用锁相环电路得到电网电压的相位计算得到电流参考值将与i₀(n)做差得到△i_n，在经过PR控制器，得到一个结果c_n；把电容传递函数前馈到PR控制器输出侧，计算得到i_w(n)，用c_n减去i_w(n)得到Ds（n）就是输入到单极性SPWM模块的值，逆变电路功率MOSFETS1-S4的控制规律：f为初值为-2，终值为2，频率为10KHz，对称三角波，当Ds（n）>f时，DSP控制器通过驱动电路控制开通S4，关断S2；当Ds（n）<f时,DSP控制器通过驱动电路控制关断S4，开通S2；当（-1）*Ds（n）>f时，DSP控制器通过驱动电路控制开通S3，关断S1；当（-1）*Ds（n）Ds（n）<f时,DSP控制器通过驱动电路控制关断S3，开通S1。

本发明具备下列技术效果：

（1）与传统的单相光伏并网发电系统电路相比，本发明通过在传统电路中并联功率解耦电路，使得原电路在直流侧输出电容上实现了以小容量薄膜电容代替大容量电解电容,提高了光伏系统的发电效率和使用寿命,有效降低了发电成本。

（2）与以往技术的光伏组件输出侧解耦相比，本发明通过直流母线并联解耦电容和解耦电路实现功率解耦。因为在直流母线上实现功率解耦，对解耦功率所对应的电压及电压纹波均没有严格的限制，允许直流母线电压可以升至很高，同时也允许母线电压可以有较大的波动，这样就使得减小解耦电容容值更为显著。功率的解耦与光伏电池板是隔离的，对于其输出没有直接的影响，所以这种电路拓扑结构能够很好地实现功率解耦和优化母线电容，而且也十分有利于光伏发电的最大功率点跟踪。

（3）本发明采用的是电压外环电流内环的双环控制方法，其中电流内环控制器采用了PR调节器，避免了传统的PI调节器对并网电流的调节存在稳态误差不为零等缺点。

（4）通过虚拟电容控制策略将并网电流控制模型进行变换，把原来电路中实际存在的交流电容转化到了并网电流控制模型的前馈系数中，实现了消除并网电流直流成分的作用，从而避免了因为使用真实电容而增加的成本和对系统动态性能的影响。

附图说明

图1为直流母线电容优化微型光伏并网逆变器硬件系统图。

图2为最大功率点跟踪控制流程图。

图3为解耦电路控制流程图。

图4为逆变电路双闭环的控制结构图。

图5为逆变电路控制流程图。

图6为系统总体控制流程图。

图7为逆变电路输出的并网电流和电压波形。

图8为并网电流谐波分析图。

图9为并入解耦电路前后直流母线电容电压变化波形图。

具体实施方式

本文描述的直流母线电容优化的微型光伏并网逆变器系统结构及其控制装置，装置的硬件系统图如图1所示，它的主电路部分包括光伏电池板1、移相全桥电路2、高频变压器、全桥整流电路3、直流母线电容、功率解耦电路4和逆变电路5，控制和驱动电路包括光伏电流输出采样电路、光伏输出电压采样电路、功率MOSFET驱动电路、电容电压采样电路、并网电流采样电路、锁相环电路和DSP控制器，其中光伏电池板为装置提供直流电能，移相全桥电路实现了直流到高频交流的逆变，并且实现装置的最大功率点跟踪的功能，所得的高频交流电经过高频变压器后，低压的高频交流电转变为高压的高频交流电，然后再经过二极管全桥整流，把高压高频交流电变换为电压较高的直流电，再经过功率直流母线电容和功率解耦电路，把电压较高的直流电转化为脉动的直流电流，最后通过逆变电路将脉动的直流电流转化为正弦交流电流，注入到公共电网实现并网运行。

所述的光伏电池板PV包括与其并联的输出滤波电容C_in。

所述的移相全桥电路由4个经过反并联二极管的功率MOSFETQ1-Q4组成。输入端与光伏电池板和滤波电容连接。输出端串联一个谐振电感L_r和一个滤波电容C_r与高频变压器HFT的输入端相连。所串联的滤波电容C_r的作用是为了滤除前级高频逆变电路输出中的直流成分，谐振电感L_r的作用是为了与MOSFET输出的寄生电容形成谐振。

所述的高频变压器输出端直接与全桥整流电路D1-D4输入端相连，全桥整流的输出端的正极连接阻塞二极管D5的阳极，D5的阴极与直流母线电容C_dc的一端和功率解耦电路的电感L相连。

所述的功率解耦电路由第一开关管S5及其反并联的二极管、第二开关管S6及其反并联的二极管、一个电感L和一个电容C_de组成，开关管S5和S6均为功率MOSFET。其中电感L和第一开关管S5先串联再并联至直流母线电容C_dc上，S5的漏极与电感L相连，S5的源极与直流母线电容相连。第二开关管S6和电容C_de串联再并联在S5上，S6的源极与电容相连，S6的漏级与S5的漏级和电感L相连。

所述全桥逆变电路是由4个经过反并联二极管的功率MOSFETS1-S4构成的，选用单极性SPWM调制方式，输出端串联一个滤波电感L_out，最终控制输出与电网电压同频同相的正弦电流波。

所述直流母线电容和解耦电容均为小容量长寿命的薄膜电容。

控制方法本发明采用以下技术方案：

对于光伏电池板的最大功率点跟踪控制主要通过移相全桥电路来实现。移相全桥电路由4个经过反并联二极管的功率MOSFETQ1-Q4组成，工作时Q1和Q4同时导通关断，Q2和Q3同时导通关断，且两组轮流导通，每组开通占空比D均小于0.5。如图2，这里采用的是扰动观察法，通过光伏输出电压采样电路和光伏输出电流采样电路获得本采样时刻的电压值V(t_n)、电流值I(t_n),并计算功率值P(t_n)，然后计算与上一采样时刻的功率偏差△P(t_n)和电压偏差值△V(t_n)，若功率偏差△P(t_n)>0且电压偏差值△V(t_n)>0,则增大参考电压值V_{pv_ref},DSP控制器通过驱动电路增大移向全桥电路的驱动信号的占空比D。△P(t_n)<0情况亦然，详见图2。

对于解耦电路的控制，如图3，利用电容电压采样电路检测直流母线电压V_dc(n)，计算电压偏差△V(n)=k_p1（V_dc（n）-V_{dc_ref}）。当△V(n)>0时，直流母线电压V_dc(n)高于给定参考值V_{dc_ref}时，DSP控制器通过驱动电路控制S6关断，S5工作于PWM模式，解耦电路工作于Boost模式吸收能量，直流母线电容C_dc为解耦变换器电容C_de充电储存能量，采用P控制加快系统的响应速度，S6关断，S5的开关规律：a为初值为0，幅值为200，频率为10KHz，对称三角波。电压偏差△V(n)与a比较，当△V(n)>a时，开通S5；当△V(n)<a时，关断S5。当△V(n)<0时，直流母线电压V_dc低于给定参考值V_{dc_ref}时，DSP控制器通过驱动电路控制S5关断，S6工作于PWM模式，解耦变换器工作于Buck模式释放能量，将存储在解耦变换器电容中C_de的能量通过Buck电路释放到直流母线电容C_dc侧，以补偿直流母线侧能量的减少。采用P控制加快系统的响应速度，S5关断，S6的开关规律：b为初值为0，幅值为-200，频率为10KHz，对称三角波。电压偏差△V(n)与b比较，当△V(n)>b时，关断S6；当△V(n)<b时，开通S6。

对于逆变并网控制采用基于PR控制器结合虚拟电容的并网电流内环和直流母线电容电压外环的双闭环控制结构。图4为逆变电路双闭环的控制结构图，利用并网电流采样电路得到并网电流i₀(n)，利用电容电压采样电路检测直流母线电压V_dc(n)，计算得出电压误差e_n，经过PI控制器得到电流参考值的幅值再利用锁相环电路得到电网电压的相位计算得到电流参考值将与i₀(n)做差得到△i_n，在经过PR控制器，得到一个结果c_n。一般在并网电流输出端串联交流电容来消除直流分量，此时为了防止并网电流直流分量注入，把电容传递函数前馈PR控制器输出侧，只是把原来电路中实际存在的交流电容转化到了并网电流的前馈系数中，由于电容并非客观存在，故称其为虚拟电容。计算得到i_w(n)，用c_n减去i_w(n)得到Ds（n）就是输入到单极性SPWM模块的值。逆变电路功率管S1-S4的控制规律：f为初值为-2，终值为2，频率为10KHz，对称三角波。当Ds（n）>f时，DSP控制器通过驱动电路控制开通S4，关断S2；当Ds（n）<f时,DSP控制器通过驱动电路控制关断S4，开通S2。当（-1）*Ds（n）>f时，DSP控制器通过驱动电路控制开通S3，关断S1；当（-1）*Ds（n）<f时,DSP控制器通过驱动电路控制关断S3，开通S1。具体的控制规律参见图5。

图6为系统总体控制流程图，即DSP控制器每个控制周期T₀只是依次进行一次上述的最大功率点跟踪控制，解耦电路的控制，逆变电路控制，周而复始，循环工作。

图7为逆变电路输出的并网电流和电压波形，由此可见并网电流与电压同相，基本实现单位功率因数向电网供电，电能质量良好。

图8为并网电流谐波分析图，由此可见其谐波电流含量THD=1.29%，谐波电流较小，电能质量良好。

图9为并入解耦电路前后直流母线电容电压变化波形图，由此可见在没有功率解耦电路时，直流母线电容电压波动在220V-520V，能量波动范围很大，致使传统的直流母线电容只能选用大容量低寿命的电解电容。而加入功率解耦电路之后，直流母线电容电压波动在380V-420V，可以选取小容量长寿命的薄膜电容代替，提高系统的寿命和可靠性。

注释：

[1]MPPT：最大功率点跟踪；

[2]MOSFET:金属-氧化层-半导体-场效晶体管；

[3]DSP:数字信号处理器；

[4]SPWM:基于正弦波的脉冲宽度调制；

[5]PWM:脉冲宽度调制；

[6]Boost:升压斩波电路；

[7]P:比例控制；

[8]Buck:降压斩波电路；

[9]PI:比例积分控制；

[10]PR:比例谐振控制。

Claims

1.一种直流母线电容减小的微型光伏并网逆变器，其特征是，包括：主电路为依次相连的光伏电池板、移相全桥电路、高频变压器、全桥整流电路、直流母线电容、功率解耦电路和逆变电路；控制和驱动电路包括光伏输出电流采样电路、光伏输出电压采样电路、功率MOSFET驱动电路、电容电压采样电路、并网电流采样电路、锁相环电路、DSP控制器；其中光伏电池板为装置提供直流电能，移相全桥电路用于实现直流到高频交流的逆变，所得的高频交流电经过高频变压器后，由低压的高频交流电转变为高压的高频交流电，然后再经过二极管全桥整流，把高压高频交流电变换为直流电，再经过功率解耦电容和功率解耦电路，把直流电转化为脉动的直流电，最后通过逆变电路将脉动的直流电流转化为正弦交流电流，注入到公共电网实现并网运行；DSP控制器通过光伏电流输出采样电路、光伏输出电压采样电路采集光伏电流、电压，DSP控制器通过功率MOSFET驱动电路调节移向全桥电路占空比，DSP控制器通过电容电压采样电路采集直流母线电容电压及结合功率解耦驱动电路控制功率解耦电路，DSP控制器通过并网电流采样电路、锁相环电路对逆变电路进行双闭环控制；其中，所述的功率解耦电路由第一开关管及其反并联的二极管、第二开关管及其反并联的二极管、一个电感和一个电容组成，其中电感和第一开关管先串联再并联至直流母线电容上，第一开关管的漏极与电感相连，源极与直流母线电容相连，第二开关管和电容先串联后再并联在第一开关管上，第二开关管的漏极与电容相连，源极与第一开关管的漏极和电感相连。

2.根据权利要求1所述的直流母线电容减小的微型光伏并网逆变器，其特征是，所述的高频变压器输出端直接与全桥整流电路输入端相连，全桥整流的输出端的正极连接一个阻塞二极管的阳极，阻塞二极管阴极与直流母线电容的一端和功率解耦电路的电感相连。

3.根据权利要求1所述的直流母线电容减小的微型光伏并网逆变器，其特征是，所述全桥逆变电路是由4个反并联二极管的功率MOSFET构成的，选用SPWM调制方式，输出端串联一个滤波电感，最终控制输出与电网电压同频同相的正弦电流波，所述直流母线电容和解耦电容均为薄膜电容。

4.一种直流母线电容减小的微型光伏并网逆变控制方法，其特征是，借助于权利要求1所述逆变器实现，并包括如下步骤：周而复始地依次运行最大功率点跟踪控制程序，解耦电路的控制程序、逆变电路控制程序，最大功率点跟踪控制程序具体为：通过光伏输出电压采样电路和光伏输出电流采样电路获得本采样时刻的电压值V(t_n)、电流值I(t_n),并计算功率值P(t_n)，然后计算与上一采样时刻的功率偏差△P(t_n)和电压偏差值△V(t_n)，若功率偏差△P(t_n)>0且电压偏差值△V(t_n)>0,则增大参考电压值V_{pv_ref},DSP控制器通过功率MOSFET驱动电路增大移相全桥电路占空比，反之亦然；

解耦电路的控制程序具体为：利用电容电压采样电路检测直流母线电压值V_dc(n)，计算电压偏差△V(n)＝k_p1(V_dc(n)-V_{dc_ref})，当△V(n)>0时，直流母线电压V_dc(n)高于给定参考值V_{dc_ref}时，DSP控制器通过驱动电路控制第二开关管关断，第一开关管工作于PWM模式，解耦变换器工作于Boost模式吸收能量，直流母线电容C_dc为功率解耦电路电容C_de充电储存能量，采用P控制，第一开关管的开关规律：a为初值为0，幅值为200，频率为10KHz，对称三角波，电压偏差△V(n)与a比较，当△V(n)>a时，开通第一开关管；当△V(n)<a时，关断第一开关管；当△V(n)<0时，直流母线电压V_dc低于给定参考值V_{dc_ref}时，DSP控制器通过驱动电路控制第一开关管关断，第二开关管工作于PWM模式，解耦变换器工作于Buck模式释放能量，将存储在功率解耦电路电容中C_de的能量通过Buck电路释放到直流母线电容C_dc侧，以补偿直流母线侧能量的减少；采用P控制加快系统的响应速度，第二开关管的开关规律：b为初值为0，幅值为-200，频率为10KHz，对称三角波，电压偏差△V(n)与b比较，当△V(n)>b时，关断第二开关管；当△V(n)<b时，开通第二开关管；

逆变电路控制程序具体为：利用并网电流采样电路得到并网电流瞬时采样值i₀(n)，利用电容电压采样电路检测直流母线电压值V_dc(n)，计算得出电压误差e_n，经过PI控制器得到电流参考值的幅值再利用锁相环电路得到电网电压的相位计算得到电流参考值将与i₀(n)做差得到△i_n，再经过PR控制器，得到一个结果c_n；把电容传递函数前馈到PR控制器输出侧，计算得到i_w(n)，用c_n减去i_w(n)得到Ds(n)就是输入到单极性SPWM模块的值，逆变电路功率MOSFETS1-S4的控制规律：f为初值为-2，终值为2，频率为10KHz，对称三角波，当Ds(n)>f时，DSP控制器通过驱动电路控制开通S4，关断S2；当Ds(n)<f时,DSP控制器通过驱动电路控制关断S4，开通S2；当(-1)*Ds(n)>f时，DSP控制器通过驱动电路控制开通S3，关断S1；当(-1)*Ds(n)<f时,DSP控制器通过驱动电路控制关断S3，开通S1；其中，P控制为比例控制；PR控制器为比例谐振控制器。