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CN102931828A - 功率因数校正电路及改善功率因数的方法 - Google Patents

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CN102931828A
CN102931828A CN2012103187063A CN201210318706A CN102931828A CN 102931828 A CN102931828 A CN 102931828A CN 2012103187063 A CN2012103187063 A CN 2012103187063A CN 201210318706 A CN201210318706 A CN 201210318706A CN 102931828 A CN102931828 A CN 102931828A
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signal
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Abstract

本发明提供了一种功率因数校正电路及改善功率因数的方法，所述功率因数校正电路包括：主电路；误差放大器，对所述主电路的输出电流/电压进行误差放大后产生第一信号；信号跟踪电路，用于产生第二信号，所述第二信号与所述主电路内整流所产生的正弦半波信号同频同相；加法电路，将所述第一信号和第二信号相加后产生第三信号；驱动脉冲信号发生电路，根据所述第三信号产生驱动脉冲信号，所述驱动脉冲信号用于控制所述主电路中的开关管的导通/关断。本发明能够改善功率因数校正电路的功率因数。

Description

功率因数校正电路及改善功率因数的方法
技术领域
本发明涉及一种功率因数校正电路及改善功率因数的方法。 
背景技术
目前，大多数用电设备中的非线性元件和储能元件会使输入交流电流波形发生严重畸变，导致网侧输入功率因数很低，为了满足国际标准IEC61000-3-2的谐波要求，必须在这些用电设备中加入功率因数校正装置（PFC）。传统的有源功率因数校正电路一般采用升压（Boost）拓扑、升降压（Buck-boost）拓扑或降压型（Buck）拓扑。其中，Boost拓扑具有控制容易，驱动简单以及在整个工频周期内都可以进行开关工作等特点，输入电流的功率因数可以接近于1。但是Boost拓扑具有输出电压高的缺点，而且在宽范围输入（90Vac-265Vac）条件下，在低电压段（90Vac-110Vac）的效率会比高压段（220Vac-265Vac）低1-3%。 
Buck拓扑能够在整个输入电压范围内保持较高效率，因此在非隔离应用场合具有一定的优势，因此Buck型PFC电路近年来也受到越来越多的关注。然而，Buck拓扑应用于PFC电路，在整流后的输入电压Vin小于输出电压Vo的区间内，电感电流iL和输入电流iac为零，如图1所示。这段死区时间极大程度上增加了输入电流谐波，影响了网侧输入功率因数。尤其是输入电压较低时，Buck拓扑电路谐波含量较大，比较难以通过一些国际标准。现有技术中公开了一种改进的适用于Buck-PFC的控制技术，可以降低谐波含量，然而这种电路需要在Buck电路的电感上增加一个辅助绕组来采集电感的电压波形，增加了电感的设计复杂度，从而增加了电路成本。 
在隔离应用场合，尤其是中小功率应用场合，隔离型的Buck-boost（Flyback）PFC电路是应用最广泛的一种结构。如果采用断续模式控制方式，理论上可以实现交流进线输入功率因数为1，然而断续模式控制方式电流应力大，主电路开关工作在硬开关状态，损耗较大。因此，目前应用较多的是临界连续模式控制，其中可实 现临界连续模式控制的控制方式大体有两种，一种是带乘法器和输入前馈的功率因数校正控制，另一种控制方式是采用恒导通时间控制。无论是采用哪种控制方式实现的临界断续模式Buck-boost（Flyback）电路结构，其半个工频周期内的归一化的输入电流波形都如图2所示，其中s=Vo’/Vac，Vo’是输出电压折算到变压器原边之后的幅值，Vac是交流输入电压有效值，s是二者的比值系数。由图2可以看出，随着s变小，即输入电压幅值增大，输入电流的波形失真越厉害，功率因数越低。 
发明内容
本发明要解决的技术问题是提供一种功率因数校正电路及改善功率因数的方法，能够改善功率因数校正电路的功率因数，该技术方案既能够适用于Buck型功率因数校正电路，又适用于临界连续模式的Buck-Boost（或Flyback）型功率因数校正电路。 
为解决上述技术问题，本发明提供了一种功率因数校正电路，包括： 
主电路； 
误差放大器，对所述主电路的输出电流/电压进行误差放大后产生第一信号； 
信号跟踪电路，用于产生第二信号，所述第二信号与所述主电路内整流所产生的正弦半波信号同频同相； 
加法电路，将所述第一信号和第二信号相加后产生第三信号； 
驱动脉冲信号发生电路，根据所述第三信号产生驱动脉冲信号，所述驱动脉冲信号用于控制所述主电路中的开关管的导通/关断。 
可选地，所述信号跟踪电路包括： 
峰值检波电路，用于获取流过所述开关管的电流的峰值包络线以作为所述第二信号。 
可选地，所述峰值检波电路包括： 
第一开关，其输入端作为所述峰值检波电路的正输入端，其输出端作为所述峰值检波电路的输出端； 
第一电容，其第一端连接所述第一开关的输出端，其第二端接地并作为所述峰值检波电路的负输入端。 
可选地，所述峰值检波电路包括： 
第一二极管，其阳极作为所述峰值检波电路的正输入端，其阴极作为所述峰值检波电路的输出端； 
第二电容，其第一端连接所述第一二极管的阴极，其第二端接地并作为所述峰值检波电路的负输入端。 
可选地，所述信号跟踪电路包括：低通滤波器，用于获取流过所述开关管的电流的平均值以作为所述第二信号。 
可选地，所述低通滤波器包括一级或者多级串联的电阻-电容低通滤波电路。 
可选地，所述信号跟踪电路包括： 
低通滤波器，其正输入端接收所述驱动脉冲信号，其负输入端接地； 
峰值检波电路，其正输入端连接所述低通滤波器的输出端，其负输入端接地； 
第一电阻，其第一端连接所述低通滤波器的输出端； 
第二电阻，其第一端连接所述峰值检波电路的输出端； 
第三电阻，其第一端连接所述第二电阻的第二端，其第二端接地； 
第一运算放大器，其正输入端连接所述第一电阻的第二端，其负输入端连接所述第二电阻的第二端，其输出端经由第四电阻连接所述第一运算放大器的负输入端，其输出端输出所述第二信号。 
可选地，所述功率因数校正电路还包括：比例电路，所述第二信号经由所述比例电路放大或缩小后传输至所述加法电路。 
可选地，所述主电路包括： 
整流桥，对输入信号进行整流并产生所述正弦半波信号； 
开关管，其输入端连接所述整流桥的正输出端，其控制端接收所述驱动脉冲信号； 
第二二极管，其阴极连接所述开关管的输出端，其阳极连接所述整流桥的负输出端； 
采样电阻，其第一端连接所述开关管的输出端，其第二端接地； 
电感，其第一端连接所述采样电阻的第二端； 
输出电容，其第一端连接所述电感的第二端，其第二端连接所述整流桥的负输出端。 
可选地，所述误差放大器包括： 
第五电阻，其第一端连接所述开关管的输出端； 
第二运算放大器，其负输入端连接所述第五电阻的第二端，其输出端经由第四电容连接所述第二运算放大器的负输入端，其输出端输出所述第一信号； 
第一基准电压源，其一端连接所述第二运算放大器的正输入端，另一端接地。 
可选地，述驱动脉冲信号发生电路包括： 
过零检测电路，其输入端连接所述输出电容的第一端，对所述输出电容两端的电压进行过零检测； 
锯齿波发生电路，用于产生锯齿波信号； 
第一比较器，其负输入端接收所述加法电路输出的第三信号，其正输入端接收所述锯齿波信号； 
RS触发器，其置位输入端连接所述过零检测电路的输出端，其复位输入端连接所述第一比较器的输出端，其正输出端经由驱动模块连接至所述开关管的控制端。 
可选地，所述过零检测电路包括： 
第六电阻，其第一端连接所述输出电容的第一端； 
第七电阻，其第一端连接所述第六电阻的第二端，其第二端接地； 
第二比较器，其负输入端连接所述第六电阻的第二端，其输出端连接所述RS触发器的置位输入端； 
第二基准电压源，其一端连接所述第二比较器的正输入端，另一端接地。 
可选地，所述锯齿波发生电路包括： 
电流源； 
第五电容，其第一端连接所述电流源的输出端，其第二端接地； 
第二开关，与所述第五电容并联，其控制端连接所述RS触发器的负输出端。 
可选地，所述主电路包括： 
整流桥，对输入信号进行整流并产生所述正弦半波信号； 
变压器，其原边绕组的同名端连接所述整流桥的正输出端，其副边绕组的同名端接地； 
开关管，其输入端连接所述原边绕组的异名端， 
采样电阻，其第一端连接所述开关管的输出端，其第二端接地； 
第三二极管，其阳极连接所述变压器的副边绕组的异名端； 
输出电容，其第一端连接所述第三二极管的阴极，其第二端接地。 
可选地，所述误差放大器包括： 
第八电阻，其第一端连接所述输出电容的第一端； 
第九电阻，其第一端连接所述第八电阻的第二端，其第二端接地； 
第十电阻，其第一端连接所述输出电容的第一端； 
第六电容，其第一端连接所述第八电阻的第二端； 
三端可调分流基准源，其阳极接地，其阴极连接所述第六电容的第二端，其控制端连接所述第八电阻的第二端； 
光耦，其第一脚连接所述第十电阻的第二端，其第二脚连接所述第六电容的第二端，其第三脚输出所述第一信号，其第四脚接地。 
可选地，所述驱动脉冲信号发生电路包括： 
过零检测电路，其输入端与所述变压器的辅助绕组的异名端连接，所述辅助绕组的同名端接地； 
输入电压采样电路，对所述整流桥输出的正弦半波信号进行采样； 
乘法器，其第一输入端连接所述输入电压采样电路的输出端，第二输入端接收所述第三信号； 
第三比较器，其负输入端连接所述乘法器的输出端，其正输入端连接所述开关管的输出端； 
RS触发器，其复位输入端连接所述第三比较器的输出端，其置位输入端连接所述过零检测电路的输出端，其正输出端经由驱动模块连接所述开关管的控制端。 
可选地，所述过零检测电路包括： 
第十一电阻，其第一端连接所述变压器的辅助线圈的异名端； 
第十二电阻，其第一端连接所述第十一电阻的第二端，其第二端接地； 
第四比较器，其负输入端连接所述第十一电阻的第二端，其正输入端连接第三基准电压源的第一端，其输出端连接所述RS触发器的置位输入端，所述第三基准电压源的第二端接地。 
可选地，所述输入电压采样电路包括： 
第十三电阻，其第一端连接所述整流桥的正输出端，其第二端连接所述乘法 器的第一输入端； 
第十四电阻，其第一端连接所述第十三电阻的第二端，其第二端接地。 
本发明还提供了一种改善功率因数校正电路的功率因数的方法，所述功率因数校正电路包括：主电路；误差放大器，对所述主电路的输出电流/电压进行误差放大后产生第一信号；驱动脉冲信号发生电路，用于产生驱动脉冲信号，所述驱动脉冲信号用于控制所述主电路中的开关管的导通/关断；所述方法包括： 
获取与所述主电路内整流所产生的正弦半波信号同频同相的第二信号； 
将所述第一信号与第二信号叠加产生第三信号； 
将所述第三信号传输至所述驱动脉冲信号发生电路，以使所述驱动脉冲信号是根据所述第三信号产生的。 
可选地，所述主电路包括： 
整流桥，对输入信号进行整流并产生所述正弦半波信号； 
开关管，其输入端连接所述整流桥的正输出端，其控制端接收所述驱动脉冲信号； 
第二二极管，其阴极连接所述开关管的输出端，其阳极连接所述整流桥的负输出端； 
采样电阻，其第一端连接所述开关管的输出端，其第二端接地； 
电感，其第一端连接所述采样电阻的第二端； 
输出电容，其第一端连接所述电感的第二端，其第二端连接所述整流桥的负输出端； 
所述误差放大器包括： 
第五电阻，其第一端连接所述开关管的输出端； 
第二运算放大器，其负输入端连接所述第五电阻的第二端，其输出端经由第四电容连接所述第二运算放大器的负输入端，其输出端输出所述第一信号； 
第一基准电压源，其一端连接所述第二运算放大器的正输入端，另一端接地； 
其中，流经所述电感的电感电流传输至所述误差放大器，与所述第一基准电压源的输出电压进行比较，所述电感电流的平均值与所述第一基准电压源的输出电压之间的误差被放大之后产生所述第一信号，当输出电流变小时，所述电感电流的平均值相应减小，所述第一信号变大，所述第一信号与第二信号叠加后产生的第三 信号传输至所述驱动脉冲信号发生电路，经所述驱动脉冲信号发生电路调节之后，使得传输至所述主电路的开关管控制端的驱动脉冲信号的占空比增大，使得所述输出电流增大，反之当所述输出电流变大时，所述驱动脉冲信号的占空比减小，使得所述输出电流减小。 
可选地，所述驱动脉冲信号发生电路包括： 
过零检测电路，其输入端连接所述输出电容的第一端，对所述输出电容两端的电压进行过零检测； 
锯齿波发生电路，用于产生锯齿波信号； 
第一比较器，其负输入端接收所述加法电路输出的第三信号，其正输入端接收所述锯齿波信号； 
RS触发器，其置位输入端连接所述过零检测电路的输出端，其复位输入端连接所述第一比较器的输出端，其正输出端经由驱动模块连接至所述开关管的控制端； 
所述锯齿波发生电路包括： 
电流源； 
第五电容，其第一端连接所述电流源的输出端，其第二端接地； 
第二开关，与所述第五电容并联，其控制端连接所述RS触发器的负输出端； 
其中，当所述锯齿波信号上升到所述第三信号，所述第一比较器的输出电平由低电平翻转至高电平，将所述RS触发器的正输出端输出的驱动脉冲信号复位至低电平，同时所述RS触发器的负输出端输出的高电平控制所述开关管导通，将所述第五电容上的电荷泄放至0，所述第五电容两端的电平低于所述第三信号，所述第一比较器的输出电平由高电平翻转至低电平，经过两次翻转，所述第一比较器的输出信号为一窄脉冲信号。 
可选地，所述过零检测电路包括： 
第六电阻，其第一端连接所述输出电容的第一端； 
第七电阻，其第一端连接所述第六电阻的第二端，其第二端接地； 
第二比较器，其负输入端连接所述第六电阻的第二端，其输出端连接所述RS触发器的置位输入端； 
第二基准电压源，其一端连接所述第二比较器的正输入端，另一端接地； 
其中，在所述开关管的关断区间，所述电感电流下降，电感电压为高电平，当所述电感电流下降到零之后，所述电感电压下降，所述电感电压经所述第六电阻和第七电阻分压之后传输到所述第二比较器的负输入端与所述第二基准电压源输出的电压进行比较，当经所述第六电阻和第七电阻分压后的电感电压低于所述第二基准电压源输出的电压，所述第二比较器的输出电平由低电平翻转至高电平，并将所述RS触发器的正输出端置位为高电平，使得所述开关管导通；当经所述第六电阻和第七电阻分压后的电感电压高于所述第二基准电压源输出的电压，所述第二比较器的输出电平由高电平翻转至低电平，所述RS触发器的输出脉冲信号经驱动模块放大之后传输到所述开关管Q1的控制端。 
可选地，所述主电路包括： 
整流桥，对输入信号进行整流并产生所述正弦半波信号； 
变压器，其原边绕组的同名端连接所述整流桥的正输出端，其副边绕组的同名端接地； 
开关管，其输入端连接所述原边绕组的异名端； 
采样电阻，其第一端连接所述开关管的输出端，其第二端接地； 
第三二极管，其阳极连接所述变压器的副边绕组的异名端； 
输出电容，其第一端连接所述第三二极管的阴极，其第二端接地； 
其中，当输出电压变小时，所述误差放大器输出的第一信号变大，所述第一信号与第二信号与第二信号叠加后产生的第三信号传输至所述驱动脉冲信号发生电路，经所述驱动脉冲信号发生电路调节之后使得所述驱动脉冲信号的占空比增大，使得所述输出电压增大；反之，当所述输出电压变大时，经所述驱动脉冲信号发生电路调节之后使得所述驱动脉冲信号的占空比减小，使得所述输出电压减小。 
可选地，所述驱动脉冲信号发生电路包括： 
过零检测电路，其输入端与所述变压器的辅助绕组的异名端连接，所述辅助绕组的同名端接地； 
输入电压采样电路，对所述整流桥输出的正弦半波信号进行采样； 
乘法器，其第一输入端连接所述输入电压采样电路的输出端，第二输入端接收所述第三信号； 
第三比较器，其负输入端连接所述乘法器的输出端，其正输入端连接所述开 关管的输出端； 
RS触发器，其复位输入端连接所述第三比较器的输出端，其置位输入端连接所述过零检测电路的输出端，其正输出端经由驱动模块连接所述开关管的控制端； 
其中，所述原边绕组的电流流经所述采样电阻后产生的电压信号达到所述乘法器的输出信号，所述第三比较器的输出电平由低电平翻转至高电平，将RS触发器的正输出端输出的驱动脉冲信号复位至低电平，之后所述原边绕组的电流下降，当所述原边绕组的电流流经所述采样电阻后产生的电压信号低于所述乘法器的输出信号，所述第三比较器的输出电平由高电平翻转至低电平，经过两次翻转，所述第三比较器的输出信号为一窄脉冲信号。 
可选地，所述过零检测电路包括： 
第十一电阻，其第一端连接所述变压器的辅助线圈的异名端； 
第十二电阻，其第一端连接所述第十一电阻的第二端，其第二端接地； 
第四比较器，其负输入端连接所述第十一电阻的第二端，其正输入端连接第三基准电压源的第一端，其输出端连接所述RS触发器的置位输入端，所述第三基准电压源的第二端接地； 
其中，在所述主电路的开关管的关断区间，所述副边绕组的电流下降，所述变压器的辅助绕组的电压为高电平，当所述副边绕组的电流下降到零之后，所述辅助绕组的电压经所述第十一电阻和第十二电阻分压之后传输到所述第四比较器的负输入端与所述第三基准电压源输出的电压进行比较，当所述辅助绕组的电压经所述第十一电阻和第十二电阻分压后的电压低于所述第三基准电压源输出的电压，所述第四比较器的输出电平由低电平翻转至高电平，并将RS触发器的正输出端置位为高电平，使得所述主电路的开关管导通；当所述辅助绕组的电压经所述第十一电阻和第十二电阻分压后的电压高于所述第三基准电压源输出的电压Vdc，所述第四比较器的输出电平由高电平翻转至低电平，所述RS触发器输出的驱动脉冲信号经驱动模块放大之后传输至所述主电路开关管的控制端。 
与现有技术相比，本发明具有以下优点： 
本发明实施例的功率因数校正电路以及改善功率因数的方法中，首先获得与主电路整流后产生的正弦半波信号同频同相的第二信号，之后将该第二信号与误差放大器产生的第一信号叠加产生第三信号，并使用第三信号代替传统功率因数校正 电路中误差放大器的输出信号，将第三信号传输至驱动脉冲信号发生电路，使得控制主电路开关管导通/关断的驱动脉冲信号是基于第三信号产生的，而非传统的误差放大器输出的第一信号。本发明实施例的技术方案能够改善功率因数校正电路的功率因数，而且能够适用于Buck型和临界连续模式的Buck-Boos（或Flyback）型功率因数校正电路。 
附图说明
图1是现有技术中一种Buck型功率因数校正电路的工作波形图； 
图2是现有技术中一种临界连续模式的Buck-Boost（或Flyback）型功率因数校正电路的半个工频周期内的归一化的输入电流波形图； 
图3是传统的Buck型功率因数校正电路与本发明实施例改进后的Buck型功率因数校正电路的输入电流波形对比图； 
图4是传统的临界连续模式的Buck-Boost（或Flyback）型功率因数校正电路与本发明实施例改进后的临界连续模式的Buck-Boost（或Flyback）型功率因数校正电路的输入电流波形对比图； 
图5示出了本发明实施例的一种信号跟踪电路； 
图6示出了图5中所示的峰值检波电路的一种电路结构； 
图7示出了图5中所示的峰值检波电路的另一种电路结构； 
图8示出了本发明实施例的另一种信号跟踪电路； 
图9示出了图8中所示的低通滤波器的一种电路结构； 
图10示出了图8中所示的低通滤波器的另一种电路结构； 
图11示出了本发明实施例的第三种信号跟踪电路； 
图12是本发明第一实施例的功率因数校正电路的电路图； 
图13是图12所示的功率因数校正电路的工作波形图； 
图14是本发明第二实施例的功率因数校正电路的电路图。 
图15是图14所示的功率因数校正电路的工作波形图。 
具体实施方式
下面结合具体实施例和附图对本发明作进一步说明，但不应以此限制本发明的保护范围。 
本实施例提供了一种改善功率因数校正电路的功率因数的方法，其中功率因数校正电路包括主电路、误差放大器和驱动脉冲信号发生电路，误差放大器对主电路的输出电压/电流进行误差放大后产生第一信号，驱动脉冲信号发生电路用于产生驱动脉冲信号以控制主电路中的开关管的导通/关断。在传统的功率因数校正电路中，误差放大器输出的第一信号直接输入至驱动脉冲信号发生电路用以产生驱动脉冲信号，而在本实施例的改善功率因数的方法中，首先获取第二信号，该第二信号与主电路内经过整流后产生的正弦半波信号同频同相，之后将第二信号与误差放大器输出的第一信号叠加产生第三信号，再将第三信号传输至驱动脉冲信号发生电路，用以产生驱动脉冲信号，即采用第三信号取代第一信号传输至驱动脉冲信号发生电路。 
参考图3和图4，图3中曲线30是采用传统电路得到的网侧电流波形，曲线31是采用本实施例的改善功率因数的方法改进后的功率因数校正电路得到的网侧电流波形；图4中曲线40是采用传统电路得到的网侧电流波形，曲线41是采用本实施例的改善功率因数的方法改进后的功率因数校正电路得到的网侧电流波形。由图3和图4可见，采用本实施例的改善功率因数的方法，对于Buck型功率因数校正电路以及临界连续模式的Buck-Boost（Flyback）型功率因数校正电路，都能够改变电流波形，使得网侧输入电流波形（尤其是在低输入电压时）更接近正弦波，从而降低了电流中的谐波含量，提高了网侧功率因数。 
进一步而言，本实施例中采用信号跟踪电路来获取与主电路内整流产生的正弦半波信号同频同相的第二信号。参考图5，在一个具体实施例中，该信号跟踪电路可以包括峰值检波电路101，用于获取流过主电路开关管的电流ip的峰值包络线以作为第二信号vs，例如该峰值检波电路101可以连接在采样电阻Rsen的两端，该采样电阻Rsen与开关管串联。其中，流过主电路开关管的电流ip在Flyback型功率因数校正电路中可以是原边开关电流，在Buck型和Buck-Boost型功率因数校正电路中可以是流过开关管或者流过电感的电流。 
参考图6，图6示出了峰值检波电路101的一种具体电路结构，包括：第一开关Sc，其输入端作为峰值检波电路101的正输入端，其输出端作为峰值检波电路101的输出端；第一电容Cc，其第一端连接第一开关Sc的输出端，其第二端接地，并作为峰值检波电路101的负输入端。 
参考图7，图7示出了峰值检波电路101的另一种具体电路结构，包括：第一二极管Dc，其阳极作为峰值检波电路101的正输入端，其阴极作为峰值检波电路101的输出端；第二电容Cc，其第一端连接第一二极管Dc的阴极，其第二端接地，并作为峰值检波电路101的负输入端。 
参考图8，在另一具体实施例中，信号跟踪电路可以包括：低通滤波器102，用于获取流过主电路的开关管的电流的平均值，以作为第二信号Vs。例如低通滤波器102可以连接在采样电阻Rsen两端，该采样电阻Rsen与开关管串联。其中流过开关管的电流ip可以是Flyback型功率因数校正电路中的原边开关电流，或者是Buck型和Buck-Boost型功率因数校正电路中流过开关管的电流或者流过电感的电流。 
参考图9，图9示出了低通滤波器102的一种具体电路结构，包括一级电阻-电容低通滤波电路，更具体地，该电阻-电容低通滤波电路包括：电阻RL，其第一端为低通滤波器102的正输入端，其第二端连接电容CL的第一端；电容CL，其第一端连接电阻RL的第二端，其第二端接地并作为低通滤波器102的负输入端。 
参考图10，图10示出了低通滤波器102的另一种具体电路结构，包括两级电阻-电容低通滤波电路，更具体地，该低通滤波器102包括：电阻RL1，其第一端为低通滤波器102的正输入端；电容CL1，其第一端连接所述电阻RL1的第二端，其第二端接地并作为低通滤波器102的负输入端；电阻RL2，其第一端连接电阻RL1的第二端，其第二端作为低通滤波器102的输出端；电容CL2，其第一端连接电阻RL2的第二端，其第二端接地。 
图9和图10所示的低通滤波器102分别包括一级和两级电阻-电容低通滤波电路，但本领域技术人员应当理解，低通滤波器102也可以包括更多级相互级联的电阻-电容低通滤波电路。 
参考图11，在又一具体实施例中，信号跟踪电路可以包括：低通滤波器104，其正输入端接收提供给主电路开关管控制端的驱动脉冲信号Vg，其负输入端接地；峰值检波电路103，其正输入端连接低通滤波器104的输出端，其负输入端接地；第一电阻Rs1，其第一端连接低通滤波器104的输出端；第二电阻Rs2，其第一端连接峰值检波电路103的输出端；第三电阻Rs3，其第一端连接第二电阻Rs2的第二端，其第二端接地；第一运算放大器Us，其正输入端连接第一电阻Rs1的第二 端，其负输入端连接第二电阻Rs2的第二端，其输出端经由第四电阻Rs4连接运算放大器Us的负输入端，其输出端输出第二信号Vs。 
其工作原理如下；驱动脉冲信号Vg经过低通滤波器104滤波之后，得到与主电路内整流后的正弦半波信号同频、反相的低频信号，该低频信号经过峰值检波电路103后得到此低频信号的最大值，第一电阻Rs1、第二电阻Rs2、第三电阻Rs3、第四电阻Rs4和第一运算放大器Us构成差分放大电路，低通滤波器104和峰值检波电路103的输出信号经过该差分放大电路之后，得到与主电路整流后的正弦半波信号同频、同相的第二信号Vs。 
其中，低通滤波器104和峰值检波电路103的具体电路结构可以参考图6、图7、图9和图10，这里不再赘述。 
信号跟踪电路产生的第二信号传输至加法电路，与误差放大器产生的第一信号叠加后产生第三电路，其中加法电路可以是现有技术中任一种结构的加法器。此外，信号跟踪电路产生的第二信号可以首先经由比例电路进行放大或缩小，将第二信号的幅值调节至适当的范围后再传输至加法电路中与第一信号叠加。 
参考图12，图12示出了第一实施例的功率因数校正电路的电路结构，该功率因数校正电路为Buck型，包括主电路、误差放大器201、信号跟踪电路204、比例电路205、加法电路206、驱动脉冲信号发生电路。 
其中，主电路包括：交流电源Vac；整流桥200，对输入信号进行整流并产生正弦半波信号Vin；开关管Q1，其输入端连接整流桥200的正输出端，其控制端接收驱动脉冲信号；第二二极管Do，其阴极连接开关管Q1的输出端，其阳极连接整流桥200的负输出端；采样电阻Rsen，其第一端连接开关管Q1的输出端，其第二端接地；电感L，其第一端连接采样电阻Rsen的第二端；输出电容Co，其第一端连接电感L的第二端，其第二端连接整流桥200的负输出端，输出电容Co配置为与负载Rload并联。 
整流桥200包括：二极管D1、D2、D3和D4，其中，二极管D1的阳极连接交流电源Vac的正极，其负极连接开关管Q1的输入端；二极管D2的阳极连接交流电源Vac的负极，其负极连接开关管Q1的输入端；二极管D3的阴极连接交流电源Vac的正极；二极管D4的阴极连接交流电源Vac的负极，其阳极连接二极管D3的阳极，并作为整流桥200的负输出端。 
误差放大器201包括：第五电阻Rf，其第一端连接开关管Q1的输出端；第二运算放大器Uf，其负输入端连接第五电阻Rf的第二端，其输出端经由第四电容Cf连接该第二运算放大器Uf的负输入端，其输出端输出第一信号Vcomp；第一基准电压源Vref，其一端连接第二运算放大器Uf的正输入端，另一端接地。 
驱动脉冲信号发生电路包括：过零检测电路202，其输入端连接输出电容Co的第一端，对输出电容Co两端的电压进行过零检测；锯齿波发生电路203，用于产生锯齿波信号Vsaw；第一比较器Uc1，其负输入端接收加法电路206输出的第三信号Vcomp2，其正输入端接收锯齿波信号Vsaw；RS触发器URS，其置位输入端连接过零检测电路202的输出端，其复位输入端连接第一比较器Uc1的输出端，其正输出端经由驱动模块Drv连接至开关管Q1的控制端。 
其中，过零检测电路202包括：第六电阻Rk2，其第一端连接输出电容Co的第一端；第七电阻Rk1，其第一端连接第六电阻Rk2的第二端，其第二端接地；第二比较器Uc2，其负输入端连接第六电阻Rk2的第二端，其输出端连接RS触发器URS的置位输入端；第二基准电压源Vdc，其一端连接第二比较器Uc2的正输入端，另一端接地。 
锯齿波发生电路203包括：电流源I1；第五电容C1，其第一端连接电流源I1的输出端，其第二端接地；第二开关S1，与第五电容C1并联，其控制端连接RS触发器URS的负输出端。 
在本实施例中，信号跟踪电路204包括低通滤波器，其正输入端连接开关管Q1的输出端，其负输入端接地，低通滤波器输出的第二信号Vs经由比例电路205放大或缩小后传输至加法电路206。其中低通滤波器204的具体结构请参照先前描述的内容。 
该功率因数校正电路的工作波形图如图13所示，下面结合图12和图13对该功率因数校正电路的工作原理进行详细说明。 
误差放大器201用来实现输出电流的恒流控制：流经主电路电感L的电感电流ip传输至误差放大器201，与设定的第一基准电压源Vref进行比较，电感电流ip的平均值与第一基准电压源Vref之间的误差经误差放大器201放大之后输出放大的误差信号（即第一信号）Vcomp。因为电感电流ip的平均值等于输出电流，当输出电流变小时，电感电流ip的平均值也会相应减小，电感电流ip的平均值与 第一基准电压源Vref输出的基准电压Vref之间的误差经误差放大器201放大，使得误差放大器201的输出信号Vcomp变大，经驱动脉冲信号发生电路调节之后，使得主电路开关管Q1的栅极驱动脉冲信号的占空比增大，从而使得输出电流增大，完成闭环调节，反之，当输出电流变大时，经过误差放大器201和驱动脉冲信号发生电路的闭环调节，同样可使输出电流调小。 
低通滤波器204和比例电路205主要用来产生改善电路功率因数的第三信号：电感电流ip经低通滤波器204滤波之后，得到与二极管D1、D2、D3和D4形成的整流桥200整流之后的电压Vin同频、同相的正弦半波信号(即第二信号)Vs，经比例电路103放大或缩小之后与误差放大器201输出的误差信号Vcomp经加法电路206叠加之后产生第三信号Vcomp2。 
锯齿波发生电路203主要产生锯齿波信号Vsaw：电流源I1给第五电容C1充电产生锯齿波信号Vsaw，当锯齿波信号Vsaw上升到触及到第三信号Vcomp2，第一比较器Uc1的输出电平由低电平翻转至高电平，将RS触发器URS的正端(Q端)输出的驱动脉冲信号复位至低电平，同时URS的负端( 
Figure BDA00002085048200151
端)输出的高电平控制开关管Q1导通，将第五电容C1上的电荷泄放至0，第五电容C1两端的电平低于第三信号Vcomp2，第一比较器Uc1的输出电平由高电平翻转至低电平；因此经过两次翻转过程，第一比较器Uc1的输出信号为一窄脉冲信号。 
过零检测电路202用来检测输出电流的过零点，并在输出电流的过零点附近将主电路的开关管Q1开通：在主电路开关管Q1的关断区间，电感电流ip下降，电感电压uL为高电平，如图13所示。当电感电流ip下降到零之后，电感电压uL下降，主电路的电感L两端的电压uL经电阻Rk2和电阻Rk1分压之后传输到第二比较器Uc2的负输入端与基准电压源Vdc输出的电压进行比较，当经电阻Rk2和电阻Rk1分压后的电感电压uL低于基准电压源Vdc输出的电压Vdc，比较器Uc2的输出电平由低电平翻转至高电平，并将RS触发器URS的正输出端(Q端)置位为高电平，使得主电路开关管Q1开通；当经电阻Rk2和电阻Rk1分压后的电感电压高于基准电压源Vdc输出的电压Vdc，第二比较器Uc2的输出电平由高电平翻转至低电平；RS触发器URS的输出脉冲信号经驱动模块Drv放大之后传输到主电路开关管Q1的栅极(即控制端)作为驱动脉冲信号。 
如图12和图13所示，如果没有低通滤波器204、比例电路205和加法电路 206，图12所示电路为传统的恒导通时间控制的临界连续模式的Buck型功率因数校正电路，同样可以实现基本的功率因数校正功能，但是得到的网侧输入电流iac如图13中的i’ac所示，i’ac具有较大的谐波含量，导致网侧功率因数较低。采用本实施例的电路结构，通过引入低通滤波器204、比例电路205和加法电路206，使得与锯齿波发生电路203相比较的信号由第一信号Vcomp变成了第三信号Vcomp2，驱动脉冲信号使得开关管Q1的工作模式不再是恒导通时间，而是随着输入电压波形变化，在波峰处具有较大的导通时间，此时得到的网侧输入电流iac如图13中的iac所示，电流波形较接近正弦，电流谐波含量较低，网侧功率因数得到提高。 
虽然在图12所示的第一实施例中，信号跟踪电路采用的是低通滤波器204，但是本领域技术人员应当理解，图5、图8和图11所示的信号跟踪电路都适用于图12所示的功率因数校正电路。 
图14示出了第二实施例的功率因数校正电路的电路图，该功率因数校正电路为临界连续模式控制的单级反激功率因数校正电路，包括主电路、误差放大器301、信号跟踪电路304、比例电路305、加法电路306、驱动脉冲信号发生电路。 
其中，主电路包括：整流桥B1，对输入信号进行整流并产生正弦半波信号；输入电容Cin，其一端连接整流桥B1的正输出端，另一端连接整流桥B1的负输出端；变压器T，其原边绕组的同名端连接整流桥B1的正输出端，其副边绕组的同名端接地；开关管Q1，其输入端连接原边绕组的异名端；采样电阻Rsen，其第一端连接开关管Q1的输出端，其第二端接地；第三二极管Do，其阳极连接变压器的副边绕组的异名端；输出电容Co，其第一端连接第三二极管Do的阴极，其第二端接地，输出电容Co配置为与负载Rload并联。 
误差放大器301包括：第八电阻Rh1，其第一端连接输出电容Co的第一端；第九电阻Rh2，其第一端连接第八电阻Rh1的第二端，其第二端接地；第十电阻Rh3，其第一端连接输出电容Co的第一端；第六电容Ck1，其第一端连接第八电阻Rh1的第二端；三端可调分流基准源TL，其阳极接地，其阴极连接第六电容Ck1的第二端，其控制端连接第八电阻Rh1的第二端，本实施例中，三端可调分流基准源TL的型号为TL431；光耦Uk1，其第一脚连接第十电阻Rh3的第二端，其第二脚连接第六电容Ck1的第二端，其第三脚输出第一信号Vcomp，其第四脚接地。 
驱动脉冲信号发生电路包括：过零检测电路303，其输入端与变压器T的辅助绕组的异名端连接，该辅助绕组的同名端接地；输入电压采样电路302，对整流桥B1输出的正弦半波信号进行采样；乘法器Uk2，其第一输入端连接输入电压采样电路302的输出端，第二输入端接收加法电路306输出的第三信号Vcomp2；第三比较器Uc1，其负输入端连接乘法器Uk2的输出端，其正输入端连接开关管Q1的输出端；RS触发器URS，其复位输入端连接第三比较器Uc1的输出端，其置位输入端连接过零检测电路303的输出端，其正输出端经由驱动模块Drv连接开关管Q1的控制端。 
过零检测电路303包括：第十一电阻Rk2，其第一端连接变压器T的辅助线圈的异名端；第十二电阻Rk1，其第一端连接第十一电阻Rk2的第二端，其第二端接地；第四比较器Uc2，其负输入端连接第十一电阻Rk2的第二端，其正输入端连接第三基准电压源Vdc的第一端，其输出端连接RS触发器URS的置位输入端，第三基准电压源Vdc的第二端接地。 
输入电压采样电路302包括：第十三电阻Rt1，其第一端连接整流桥B1的正输出端，其第二端连接乘法器Uk2的第一输入端；第十四电阻Rt2，其第一端连接第十三电阻Rt1的第二端，其第二端接地。 
在该实施例中，信号跟踪电路304包括峰值检波电路，其正输入端连接开关管Q1的输出端，其负输入端接地，峰值检波电路304输出的第二信号Vs经由比例电路305放大或缩小后传输至加法电路306。其中峰值检波电路304的具体结构请参照先前描述的内容。 
图14所示的功率因数校正电路的工作波形图如图15所示，下面结合图14和图15对该功率因数校正电路的工作原理进行详细说明。 
在图14中，误差放大器301用来检测输出电压，并将输出电压的变化放大用于稳压控制。峰值检波电路304用来获取原边电流峰值的包络线，并经比例电路305比例放大或缩小之后得到的第二信号Vs与误差放大器301输出的误差放大信号（即第一信号）Vcomp通过加法电路306进行叠加得到第三信号Vcomp2。输入电压采样电路302用来获取主电路的整流桥B1整流后的正弦半波信号；乘法器Uk2将输入电压采样电路302输出的正弦半波信号与加法电路306输出的第三信号Vcomp2进行相乘，获得原边电流信号ip跟随的基准信号multi。 
原边电流信号ip流经采样电阻Rsen感应出的电压信号达到乘法器Uk2的输出信号multi，第三比较器Uc1的输出电平由低电平翻转至高电平，将RS触发器URS的正端（Q端）输出的驱动脉冲信号复位至低电平，此后原边电流信号ip下降，当原边电流信号ip流经采样电阻Rsen感应出的电压信号低于乘法器Uk2的输出信号multi，第三比较器Uc1的输出电平由高电平翻转至低电平；因此经过两次翻转过程，第三比较器Uc1的输出信号为一窄脉冲信号。 
过零检测电路303用来检测输出电流的过零点，并在输出电流的过零点附近将主电路的开关管Q1开通：在主电路开关管Q1的关断区间，副边电流is下降，变压器的辅助绕组电压uaux为高电平，如图15所示。当副边电流is下降到零之后，变压器辅助绕组电压uaux经电阻Rk2和电阻Rk1分压之后传输到第四比较器Uc2的负输入端与基准电压源Vdc输出的电压进行比较，当辅助绕组电压uaux经电阻Rk2和电阻Rk1分压后的电压低于基准电压源Vdc输出的电压Vdc，第四比较器Uc2的输出电平由低电平翻转至高电平，并将RS触发器URS的正输出端（Q端）置位为高电平，使得主电路开关管Q1开通；当辅助绕组电压uaux经电阻Rk2和电阻Rk1分压后的电感电压高于基准电压源Vdc输出的电压Vdc，第四比较器Uc2的输出电平由高电平翻转至低电平；RS触发器URS的输出脉冲信号经驱动模块Drv放大之后传输到主电路开关管Q1的栅极（即控制端）作为驱动脉冲信号。 
当输出电压变小时，误差放大器301的输出信号Vcomp变大，经驱动脉冲信号发生电路调节之后使得主电路的开关管Q1的栅极的驱动脉冲信号的占空比增大，从而使得输出电压增大，完成闭环调节；反之，当输出电压变大时，经过误差放大器301和驱动脉冲信号发生电路的闭环调节，同样可使输出电压变小。 
如图14所示，如果没有峰值检波电路304、比例电路305和加法电路306，图14所示电路为传统的临界连续模式的反激PFC电路，同样可以实现基本的功率因数校正功能，但是在输入电压较低时，网侧输入电流i’ac将会具有较大的谐波含量，导致网侧功率因数较低，如图15所示。采用本实施例的电路结构，通过引入峰值检波电路304、比例电路305和加法电路306，可使得网侧输入电流iac波形尤其是在输入电压较低时更接近正弦波，从而降低电流谐波含量，提高网侧功率因数，如图15所示。 
虽然在图14所示的第二实施例中，信号跟踪电路采用的是峰值检波电路204， 但是本领域技术人员应当理解，图5、图8和图11所示的信号跟踪电路都适用于图14所示的功率因数校正电路。 
本发明虽然以较佳实施例公开如上，但其并不是用来限定本发明，任何本领域技术人员在不脱离本发明的精神和范围内，都可以做出可能的变动和修改，因此本发明的保护范围应当以本发明权利要求所界定的范围为准。 

Claims (25)

1.一种功率因数校正电路，其特征在于，包括：
主电路；
误差放大器，对所述主电路的输出电流/电压进行误差放大后产生第一信号；
信号跟踪电路，用于产生第二信号，所述第二信号与所述主电路内整流所产生的正弦半波信号同频同相；
加法电路，将所述第一信号和第二信号相加后产生第三信号；
驱动脉冲信号发生电路，根据所述第三信号产生驱动脉冲信号，所述驱动脉冲信号用于控制所述主电路中的开关管的导通/关断。
2.根据权利要求1所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述信号跟踪电路包括：
峰值检波电路，用于获取流过所述开关管的电流的峰值包络线以作为所述第二信号。
3.根据权利要求2所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述峰值检波电路包括：
第一开关，其输入端作为所述峰值检波电路的正输入端，其输出端作为所述峰值检波电路的输出端；
第一电容，其第一端连接所述第一开关的输出端，其第二端接地并作为所述峰值检波电路的负输入端。
4.根据权利要求2所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述峰值检波电路包括：
第一二极管，其阳极作为所述峰值检波电路的正输入端，其阴极作为所述峰值检波电路的输出端；
第二电容，其第一端连接所述第一二极管的阴极，其第二端接地并作为所述峰值检波电路的负输入端。
5.根据权利要求1所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述信号跟踪电路包括：
低通滤波器，用于获取流过所述开关管的电流的平均值以作为所述第二信号。
6.根据权利要求5所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述低通滤波器包括一级或者多级串联的电阻-电容低通滤波电路。
7.根据权利要求1所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述信号跟踪电路包括：
低通滤波器，其正输入端接收所述驱动脉冲信号，其负输入端接地；
峰值检波电路，其正输入端连接所述低通滤波器的输出端，其负输入端接地；
第一电阻，其第一端连接所述低通滤波器的输出端；
第二电阻，其第一端连接所述峰值检波电路的输出端；
第三电阻，其第一端连接所述第二电阻的第二端，其第二端接地；
第一运算放大器，其正输入端连接所述第一电阻的第二端，其负输入端连接所述第二电阻的第二端，其输出端经由第四电阻连接所述第一运算放大器的负输入端，其输出端输出所述第二信号。
8.根据权利要求1至7中任一项所述的功率因数校正电路，其特征在于，还包括：
比例电路，所述第二信号经由所述比例电路放大或缩小后传输至所述加法电路。
9.根据权利要求1所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述主电路包括：
整流桥，对输入信号进行整流并产生所述正弦半波信号；
开关管，其输入端连接所述整流桥的正输出端，其控制端接收所述驱动脉冲信号；
第二二极管，其阴极连接所述开关管的输出端，其阳极连接所述整流桥的负输出端；
采样电阻，其第一端连接所述开关管的输出端，其第二端接地；
电感，其第一端连接所述采样电阻的第二端；
输出电容，其第一端连接所述电感的第二端，其第二端连接所述整流桥的负输出端。
10.根据权利要求9所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述误差放大器包括：
第五电阻，其第一端连接所述开关管的输出端；
第二运算放大器，其负输入端连接所述第五电阻的第二端，其输出端经由第四电容连接所述第二运算放大器的负输入端，其输出端输出所述第一信号；
第一基准电压源，其一端连接所述第二运算放大器的正输入端，另一端接地。
11.根据权利要求9所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述驱动脉冲信号发生电路包括：
过零检测电路，其输入端连接所述输出电容的第一端，对所述输出电容两端的电压进行过零检测；
锯齿波发生电路，用于产生锯齿波信号；
第一比较器，其负输入端接收所述加法电路输出的第三信号，其正输入端接收所述锯齿波信号；
RS触发器，其置位输入端连接所述过零检测电路的输出端，其复位输入端连接所述第一比较器的输出端，其正输出端经由驱动模块连接至所述开关管的控制端。
12.根据权利要求11所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述过零检测电路包括：
第六电阻，其第一端连接所述输出电容的第一端；
第七电阻，其第一端连接所述第六电阻的第二端，其第二端接地；
第二比较器，其负输入端连接所述第六电阻的第二端，其输出端连接所述RS触发器的置位输入端；
第二基准电压源，其一端连接所述第二比较器的正输入端，另一端接地。
13.根据权利要求11所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述锯齿波发生电路包括：
电流源；
第五电容，其第一端连接所述电流源的输出端，其第二端接地；
第二开关，与所述第五电容并联，其控制端连接所述RS触发器的负输出端。
14.根据权利要求1所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述主电路包括：
整流桥，对输入信号进行整流并产生所述正弦半波信号；
变压器，其原边绕组的同名端连接所述整流桥的正输出端，其副边绕组的同名端接地；
开关管，其输入端连接所述原边绕组的异名端；
采样电阻，其第一端连接所述开关管的输出端，其第二端接地；
第三二极管，其阳极连接所述变压器的副边绕组的异名端；
输出电容，其第一端连接所述第三二极管的阴极，其第二端接地。
15.根据权利要求14所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述误差放大器包括：
第八电阻，其第一端连接所述输出电容的第一端；
第九电阻，其第一端连接所述第八电阻的第二端，其第二端接地；
第十电阻，其第一端连接所述输出电容的第一端；
第六电容，其第一端连接所述第八电阻的第二端；
三端可调分流基准源，其阳极接地，其阴极连接所述第六电容的第二端，其控制端连接所述第八电阻的第二端；
光耦，其第一脚连接所述第十电阻的第二端，其第二脚连接所述第六电容的第二端，其第三脚输出所述第一信号，其第四脚接地。
16.根据权利要求14所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述驱动脉冲信号发生电路包括：
过零检测电路，其输入端与所述变压器的辅助绕组的异名端连接，所述辅助绕组的同名端接地；
输入电压采样电路，对所述整流桥输出的正弦半波信号进行采样；
乘法器，其第一输入端连接所述输入电压采样电路的输出端，第二输入端接收所述第三信号；
第三比较器，其负输入端连接所述乘法器的输出端，其正输入端连接所述开关管的输出端；
RS触发器，其复位输入端连接所述第三比较器的输出端，其置位输入端连接所述过零检测电路的输出端，其正输出端经由驱动模块连接所述开关管的控制端。
17.根据权利要求16所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述过零检测电路包括：
第十一电阻，其第一端连接所述变压器的辅助线圈的异名端；
第十二电阻，其第一端连接所述第十一电阻的第二端，其第二端接地；
第四比较器，其负输入端连接所述第十一电阻的第二端，其正输入端连接第三基准电压源的第一端，其输出端连接所述RS触发器的置位输入端，所述第三基准电压源的第二端接地。
18.根据权利要求16所述的功率因数校正电路，其特征在于，所述输入电压采样电路包括：
第十三电阻，其第一端连接所述整流桥的正输出端，其第二端连接所述乘法器的第一输入端；
第十四电阻，其第一端连接所述第十三电阻的第二端，其第二端接地。
19.一种改善功率因数校正电路的功率因数的方法，所述功率因数校正电路包括：主电路；误差放大器，对所述主电路的输出电流/电压进行误差放大后产生第一信号；驱动脉冲信号发生电路，用于产生驱动脉冲信号，所述驱动脉冲信号用于控制所述主电路中的开关管的导通/关断；其特征在于，所述方法包括：
获取与所述主电路内整流所产生的正弦半波信号同频同相的第二信号；
将所述第一信号与第二信号叠加产生第三信号；
将所述第三信号传输至所述驱动脉冲信号发生电路，以使所述驱动脉冲信号是根据所述第三信号产生的。
20.根据权利要求19所述的方法，其特征在于，所述主电路包括：
整流桥，对输入信号进行整流并产生所述正弦半波信号；
开关管，其输入端连接所述整流桥的正输出端，其控制端接收所述驱动脉冲信号；
第二二极管，其阴极连接所述开关管的输出端，其阳极连接所述整流桥的负输出端；
采样电阻，其第一端连接所述开关管的输出端，其第二端接地；
电感，其第一端连接所述采样电阻的第二端；
输出电容，其第一端连接所述电感的第二端，其第二端连接所述整流桥的负输出端；
所述误差放大器包括：
第五电阻，其第一端连接所述开关管的输出端；
第二运算放大器，其负输入端连接所述第五电阻的第二端，其输出端经由第四电容连接所述第二运算放大器的负输入端，其输出端输出所述第一信号；
第一基准电压源，其一端连接所述第二运算放大器的正输入端，另一端接地；
其中，流经所述电感的电感电流传输至所述误差放大器，与所述第一基准电压源的输出电压进行比较，所述电感电流的平均值与所述第一基准电压源的输出电压之间的误差被放大之后产生所述第一信号，当输出电流变小时，所述电感电流的平均值相应减小，所述第一信号变大，所述第一信号与第二信号叠加后产生的第三信号传输至所述驱动脉冲信号发生电路，经所述驱动脉冲信号发生电路调节之后，使得传输至所述主电路的开关管控制端的驱动脉冲信号的占空比增大，使得所述输出电流增大，反之当所述输出电流变大时，所述驱动脉冲信号的占空比减小，使得所述输出电流减小。
21.根据权利要求19所述的方法，其特征在于，所述驱动脉冲信号发生电路包括：
过零检测电路，其输入端连接所述输出电容的第一端，对所述输出电容两端的电压进行过零检测；
锯齿波发生电路，用于产生锯齿波信号；
第一比较器，其负输入端接收所述加法电路输出的第三信号，其正输入端接收所述锯齿波信号；
RS触发器，其置位输入端连接所述过零检测电路的输出端，其复位输入端连接所述第一比较器的输出端，其正输出端经由驱动模块连接至所述开关管的控制端；
所述锯齿波发生电路包括：
电流源；
第五电容，其第一端连接所述电流源的输出端，其第二端接地；
第二开关，与所述第五电容并联，其控制端连接所述RS触发器的负输出端；
其中，当所述锯齿波信号上升到所述第三信号，所述第一比较器的输出电平由低电平翻转至高电平，将所述RS触发器的正输出端输出的驱动脉冲信号复位至低电平，同时所述RS触发器的负输出端输出的高电平控制所述开关管导通，将所述第五电容上的电荷泄放至0，所述第五电容两端的电平低于所述第三信号，所述第一比较器的输出电平由高电平翻转至低电平，经过两次翻转，所述第一比较器的输出信号为一窄脉冲信号。
22.根据权利要求21所述的方法，其特征在于，所述过零检测电路包括：
第六电阻，其第一端连接所述输出电容的第一端；
第七电阻，其第一端连接所述第六电阻的第二端，其第二端接地；
第二比较器，其负输入端连接所述第六电阻的第二端，其输出端连接所述RS触发器的置位输入端；
第二基准电压源，其一端连接所述第二比较器的正输入端，另一端接地；
其中，在所述开关管的关断区间，所述电感电流下降，电感电压为高电平，当所述电感电流下降到零之后，所述电感电压下降，所述电感电压经所述第六电阻和第七电阻分压之后传输到所述第二比较器的负输入端与所述第二基准电压源输出的电压进行比较，当经所述第六电阻和第七电阻分压后的电感电压低于所述第二基准电压源输出的电压，所述第二比较器的输出电平由低电平翻转至高电平，并将所述RS触发器的正输出端置位为高电平，使得所述开关管导通；当经所述第六电阻和第七电阻分压后的电感电压高于所述第二基准电压源输出的电压，所述第二比较器的输出电平由高电平翻转至低电平，所述RS触发器的输出脉冲信号经驱动模块放大之后传输到所述开关管Q1的控制端。
23.根据权利要求19所述的方法，其特征在于，所述主电路包括：
整流桥，对输入信号进行整流并产生所述正弦半波信号；
变压器，其原边绕组的同名端连接所述整流桥的正输出端，其副边绕组的同名端接地；
开关管，其输入端连接所述原边绕组的异名端；
采样电阻，其第一端连接所述开关管的输出端，其第二端接地；
第三二极管，其阳极连接所述变压器的副边绕组的异名端；
输出电容，其第一端连接所述第三二极管的阴极，其第二端接地；
其中，当输出电压变小时，所述误差放大器输出的第一信号变大，所述第一信号与第二信号与第二信号叠加后产生的第三信号传输至所述驱动脉冲信号发生电路，经所述驱动脉冲信号发生电路调节之后使得所述驱动脉冲信号的占空比增大，使得所述输出电压增大；反之，当所述输出电压变大时，经所述驱动脉冲信号发生电路调节之后使得所述驱动脉冲信号的占空比减小，使得所述输出电压减小。
24.根据权利要求23所述的方法，其特征在于，所述驱动脉冲信号发生电路包括：
过零检测电路，其输入端与所述变压器的辅助绕组的异名端连接，所述辅助绕组的同名端接地；
输入电压采样电路，对所述整流桥输出的正弦半波信号进行采样；
乘法器，其第一输入端连接所述输入电压采样电路的输出端，第二输入端接收所述第三信号；
第三比较器，其负输入端连接所述乘法器的输出端，其正输入端连接所述开关管的输出端；
RS触发器，其复位输入端连接所述第三比较器的输出端，其置位输入端连接所述过零检测电路的输出端，其正输出端经由驱动模块连接所述开关管的控制端；
其中，所述原边绕组的电流流经所述采样电阻后产生的电压信号达到所述乘法器的输出信号，所述第三比较器的输出电平由低电平翻转至高电平，将RS触发器的正输出端输出的驱动脉冲信号复位至低电平，之后所述原边绕组的电流下降，当所述原边绕组的电流流经所述采样电阻后产生的电压信号低于所述乘法器的输出信号，所述第三比较器的输出电平由高电平翻转至低电平，经过两次翻转，所述第三比较器的输出信号为一窄脉冲信号。
25.根据权利要求24所述的方法，其特征在于，所述过零检测电路包括：
第十一电阻，其第一端连接所述变压器的辅助线圈的异名端；
第十二电阻，其第一端连接所述第十一电阻的第二端，其第二端接地；
第四比较器，其负输入端连接所述第十一电阻的第二端，其正输入端连接第三基准电压源的第一端，其输出端连接所述RS触发器的置位输入端，所述第三基准电压源的第二端接地；
其中，在所述主电路的开关管的关断区间，所述副边绕组的电流下降，所述变压器的辅助绕组的电压为高电平，当所述副边绕组的电流下降到零之后，所述辅助绕组的电压经所述第十一电阻和第十二电阻分压之后传输到所述第四比较器的负输入端与所述第三基准电压源输出的电压进行比较，当所述辅助绕组的电压经所述第十一电阻和第十二电阻分压后的电压低于所述第三基准电压源输出的电压，所述第四比较器的输出电平由低电平翻转至高电平，并将RS触发器的正输出端置位为高电平，使得所述主电路的开关管导通；当所述辅助绕组的电压经所述第十一电阻和第十二电阻分压后的电压高于所述第三基准电压源输出的电压Vdc，所述第四比较器的输出电平由高电平翻转至低电平，所述RS触发器输出的驱动脉冲信号经驱动模块放大之后传输至所述主电路开关管的控制端。
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