CN102882378B

CN102882378B - 一种临界连续模式单位功率因数反激变换器控制方法及其装置

Info

Publication number: CN102882378B
Application number: CN201210359424.8A
Authority: CN
Inventors: 许建平; 阎铁生; 张斐; 周国华; 沙金
Original assignee: Southwest Jiaotong University
Current assignee: Southwest Jiaotong University
Priority date: 2012-09-25
Filing date: 2012-09-25
Publication date: 2014-11-26
Anticipated expiration: 2032-09-25
Also published as: CN102882378A

Abstract

本发明公开了一种反激功率因数校正器的控制电路及其装置，用于控制工作在临界连续模式的反激变换器实现单位功率因数；通过控制电路对工作在临界连续模式的反激变换器电路的导通时间进行控制，使开关管的导通时间在工频周期内随着输入电压和输出电压的变化而变化；开关管的关断时间由变压器副边电流的过零时刻决定，变压器能量释放完全后，由于开关管寄生结电容和励磁电感发生谐振，通过对辅助绕组检测副边电流过零时刻开通开关管。本发明可以提高传统临界连续模式反激功率因数校正器的功率因数，可以使临界连续模式反激变换器获得单位功率因数。本发明的临界连续模式单位功率因数反激功率因数校正器的效率高，同时能保证在整个输入电压范围内获得单位功率因数。

Description

一种临界连续模式单位功率因数反激变换器控制方法及其装置

技术领域

本发明涉及电力控制设备，尤其是一种反激功率因数校正的控制方法及其装置。

背景技术

近年来，电力电子技术迅速发展，作为电力电子领域重要组成部分的电源技术逐渐成为应用和研究的热点。开关电源以其效率高、功率密度高而确立了其在电源领域中的主流地位，但其通过整流器接入电网时会存在一个致命的弱点：功率因数较低(一般仅为0.45～0.75)，且在电网中会产生大量的电流谐波和无功功率而污染电网。抑制开关电源产生谐波的方法主要有两种：一是被动法，即采用无源滤波或有源滤波电路来旁路或消除谐波；二是主动法，即设计新一代高性能整流器，它具有输入电流为正弦波、谐波含量低以及功率因数高等特点，即具有功率因数校正功能。开关电源功率因数校正研究的重点，主要是功率因数校正电路拓扑的研究和功率因数校正控制集成电路的开发。传统的有源功率因数校正电路一般采用Boost-升压拓扑，这是因为Boost具有控制容易、驱动简单以及功率因数可以接近于1，但是Boost功率因数校正有输出电压高的缺点。在小功率的应用场合，Buck-降压拓扑和反激变换器经常使用，但是Buck电路实现PFC时，由于当输入电压低于输出电压时，不传递能量，输入电流为0，交越失真严重。而反激变换器在整个工频周期内都可以传递能量，功率因数和总谐波畸变都优于Buck变换器。反激功率因数校正器通常有断续模式和临界连续模式两种工作模式。断续模式反激功率因数校正器可以获得单位功率因数，但是其峰值电流很大，使开关管的导通损耗增大并影响变换器效率。传统的临界连续模式反激功率因数校正器，其控制方式如图1所示，图2为其原边电流、副边电流和输入电流的波形，其导通时间在一个工频周期内是固定的，虽然效率比断续模式反激功率因数校正器高，但是不能获得单位功率因数，功率因数和总谐波畸变都比断续模式反激功率因数校正器差。

发明内容

本发明的目的是提供一种新颖的反激功率因数校正器控制方法，采用该方法可使反激功率因数校正器获得单位功率因数和更高的效率。

本发明实现其发明目的，所采用的技术方案是一种临界连续模式单位功率因数反激变换器控制方法，其具体作法是：

一种临界连续模式下单位功率因数反激变换器控制方法，使临界连续模式反激变换器获得单位功率因数，反激变换器控制电路包括输出电压采样与误差放大器电路、电流过零检测电路、PWM产生电路、导通时间运算电路、驱动电路；通过控制电路使反激变换器工作在临界连续模式下，反激变换器开关管的导通时间由导通时间运算电路控制，开关管的导通时间在工频周期内随着输入电压和输出电压的变化而变化；通过辅助绕组的检测，当变压器副边电流过零时，导通开关管，控制反激变换器始终工作在临界连续模式；所述的导通时间运算电路运算方法是：匝比N与输出电压相乘后的值N*v_o(t)，与输入电压v_in(t)的瞬时值相加，相加的结果与误差放大器的输出电压V_Comp相乘，相乘的结果再除以匝比N与输出电压相乘后的值N*v_o(t)，经过导通时间运算电路后，临界连续模式反激功率因数校正器的导通时间在工频周期内随着输入电压、输出电压的变化而变化，从而获得单位功率因数；其中匝比N为反激变换器变压器原边匝数与副边匝数的比值；所述PWM产生电路中，当变压器副边电流过零时刻，电流过零检测电路控制RS-触发器，使开关管Q导通，控制反激变换器工作在临界连续模式；当锯齿波发生器输出的锯齿波电压大于导通时间运算电路的运算电路产生v_Ton(t)信号时，使开关管Q关断，控制反激变换器的导通时间受误差放大器输出电压V_Comp、输入电压v_in(t)和输出电压v_o(t)的控制；设定误差放大器的补偿电路使整个环路的截止频率远小于工频(一般为10～20Hz)，控制误差放大器的输出信号V_Comp在半个工频周期内维持不变。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：

1、相对于传统的恒定导通时间临界连续模式反激功率因数校正器，采用本发明的临界连续模式单位功率因数反激变换器控制方式，可以获得单位功率因数和更小的总谐波畸变，同时可以保留传统临界连续模式工作方式高效率的特征；2、相对于传统的断续模式反激功率因数校正变换器，采用本发明的临界连续模式单位功率因数反激变换器控制方式可以适用于更大功率的功率因数校正变换器，在获得同样高的功率因数的情况下，可以获得更高的效率。

本发明的另一目的是提供一种实现以上功率因数校正方法的装置。其具体构造采用：

临界连续模式单位功率因数反激变换器控制电路，控制电路包括输出电压采样与误差放大器电路、电流过零检测电路、PWM产生电路、导通时间运算电路、驱动电路；其中PWM产生电路由锯齿波发生器、比较器和RS-触发器组成；所述的误差放大器的负向输入端为由R₁和R₂分压电阻网络采样的输出电压，误差放大器的正向输入端为基准电压V_Ref，采样的输出信号与基准电压相比较产生误差放大器的输出信号V_Comp；导通时间运算电路有输入电压v_in(t)、输出电压v_o(t)和误差放大器的输出信号V_Comp三路输入信号，运用导通时间运算电路产生v_Ton(t)；导通时间运算电路的输出v_Ton(t)信号连接到PWM产生电路中比较器的负端，锯齿波发生器输出的锯齿波连接到PWM产生电路中比较器的正端，PWM产生电路中比较器的输出端连接到RS-触发器的复位端-R端；过零检测电路的输入信号为辅助绕组，过零检测电路的输出信号连接到RS-触发器的置位端-S端。可见，采用以上装置可以方便可靠地实现本发明以上方法。

附图说明

图1为传统临界连续模式反激功率因数校正器的系统结构框图。

图2为图1所示电路主要波形图。

图3为本发明临界连续模式单位功率因数反激变换器系统结构框图。

图4为图3所示电路主要波形图。

图5为本发明实施例一的电路结构示意图。

图6为图5所示电路结构图的仿真结果。

图7为图6在输入电压波峰处的放大图。

图8为图6在输入电压波谷出的放大图。

图9为图1传统临界连续模式反激功率因数校正器和图3临界连续模式单位功率因数反激变换器的输入电流的对比波形图。

图10为本发明实施例二的电路结构示意图。

具体实施方式

下面通过具体的实例并结合附图对本发明做进一步详细的描述。

图3为本发明的结构框图，图4为图3所示电路的主要波形图，从波形图可以得知，反激变换器处于临界连续模式工作，在一个工频周期内开关管的导通时间是随着输入电压变化而变化的。

图5示出，本发明的一种具体实施方式为，一种临界连续模式单位功率因数反激变换器的拓扑结构和控制方法，其具体作法是：

反激变换器控制电路包括输出电压采样与误差放大器电路、电流过零检测电路、PWM产生电路、导通时间运算电路、驱动电路。误差放大器的负向输入端为由R₁和R₂分压电阻网络采样的输出电压，误差放大器的正向输入端为基准电压V_Ref，采样的输出信号与基准电压相比较产生误差放大器的输出信号V_Comp。导通时间运算电路有输入电压v_in(t)、输出电压v_o(t)和误差放大器的输出信号V_Comp三路输入信号，导通时间运算电路包括3个运算放大器、1个乘法器和若干电阻网络；整流后的输入电压v_in(t)经过R₃、R₄分压，并经过由运算放大器2组成的电压跟随器后，得到v_A=K*v_in(t)，K为R₃、R₄电压网络的分压系数；v_o(t)经过R₁₃、R₁₂分压，并经过由R₅、R₆和运算放大器1组成的放大器后，得到v_B=K*N*v_o(t)，N为变压器原边匝数与副边匝数的比值，K为R₁₃、R₁₂电压网络的分压系数，R₆、R₅用于设定变压器原边匝数与副边匝数比值N，设定R₃/R₄=R₁₃/R₁₂，R₆/R₅=N-1；R₇、R₈、R₉、R₁₀、R₁₁和运算放大器3共同构成加法器，v_A和v_B同时做为加法器的输入端，设定R₇=R₈=R₁₀=R₁₁=2R₉，则得到v_C＝v_A+v_B＝K*v_in(t)+K*N*v_o(t)；v_C、v_B和V_Comp、连接到乘法器的输入端，乘法器的输出信号为导通时间运算电路的输出信号v_Ton(t)；导通时间运算电路的输出v_Ton(t)信号连接到PWM产生电路中比较器的负端，锯齿波发生器输出的锯齿波连接到PWM产生电路中比较器的正端，PWM产生电路中比较器的输出端连接到RS-触发器的复位端-R端，每个开关周期开始时刻，锯齿波发生器输出最低电压，锯齿波发生器输出信号随着开关管导通时间线性增加，当锯齿波发生器输出信号大于导通时间运算电路的输出v_Ton(t)信号时，PWM产生电路的比较器输出高电平，控制RS-触发器输出低电平，从而控制反激变换器的开关管关断；过零检测电路的输入信号为辅助绕组，过零检测电路的输出信号连接到RS-触发器的置位端-S端，当开关管关断时，辅助绕组为高电平，变压器副边电流过零时，辅助绕组会从高电平谐振到低电平，电流过零检测电路检测到辅助绕组从高电平变为低电平时，使RS-触发器的置位端-S端输出高电平，从而控制反激变换器的开关管导通，使反激变换器始终工作在临界连续模式。设定误差放大器的补偿电路使整个环路的截止频率远小于工频(一般为10～20Hz)，控制误差放大器的输出信号V_Comp在半个工频周期内维持不变。

图6、图7和图8是利用SIMetrix/SIMPLIS仿真软件得到的仿真波形。从图6可以看出输入电流很好的跟踪了输入电压的波形，该电源具有很高的功率因数。图7和图8分别是图6在输入电压波峰和输入电压波谷处的放大波形，从图7和图8可以看出开关管的导通时间在一个工频周期内是变化的。

图9为图1传统临界连续模式反激功率因数校正器和图3临界连续模式单位功率因数反激变换器的输入电流的对比波形图。两种反激功率因数校正器使用同样的输入电压、输出电压和负载情况进行仿真，从图9可以看出本发明的临界连续模式单位功率因数反激变换器输入电流比传统的恒定导通时间临界连续模式反激功率因数校正器的输入电流更接近正弦波。

图10示出，本发明的一种具体实施方式为，一种电流模式临界连续模式单位功率因数反激变换器的拓扑结构和控制方法，其具体作法是：

反激变换器控制电路包括输出电压采样与误差放大器电路、电流过零检测电路、PWM产生电路、导通时间运算电路、驱动电路。误差放大器的负向输入端为由R₁和R₂分压电阻网络采样的输出电压，误差放大器的正向输入端为基准电压V_Ref，采样的输出信号与基准电压相比较产生误差放大器的输出信号V_Comp。导通时间运算电路有输入电压v_in(t)、输出电压v_o(t)和误差放大器的输出信号V_Comp三路输入信号，导通时间运算电路包括3个运算放大器、1个乘法器和若干电阻网络；整流后的输入电压v_in(t)经过R₃、R₄分压，并经过由运算放大器2组成的电压跟随器后，得到v_A=K*v_in(t)，K为R₃、R₄电压网络的分压系数；v_o(t)经过R₁₃、R₁₂分压，并经过由R₅、R₆和运算放大器1组成的放大器后，得到u_B=K*N*v_o(t)，N为变压器原边匝数与副边匝数的比值，K为R₁₃、R₁₂电压网络的分压系数，R₆、R₅用于设定变压器原边匝数与副边匝数比值N，设定R₃/R₄=R₁₃/R₁₂，R₆/R₅=N-1；R₇、R₈、R₉、R₁₀、R₁₁和运算放大器3共同构成加法器，v_A和v_B同时做为加法器的输入端，设定R₇=R₈=R₁₀=R₁₁=2R₉，则得到v_C＝v_A+v_B＝K*v_in(t)+K*N*v_o(t)；v_C、v_B和V_Comp、连接到乘法器的输入端，乘法器的输出信号为导通时间运算电路的输出信号v_Ton(t)；导通时间运算电路的输出v_Ton(t)信号连接到PWM产生电路中比较器的负端，电阻R₁₄采样流过变压器原边的电流，R₁₄采样到的电压信号连接到PWM产生电路中比较器的正端，PWM产生电路中比较器的输出端连接到RS-触发器的复位端-R端，每个开关周期开始时刻，开关管导通，R₁₄采样到的电压信号随着开关管导通的时间线性增加，当R₁₄采样到的电压信号大于导通时间运算电路的输出v_Ton(t)信号时，PWM产生电路的比较器输出高电平，控制RS-触发器输出低电平，从而控制反激变换器的开关管关断；过零检测电路的输入信号为辅助绕组，过零检测电路的输出信号连接到RS-触发器的置位端-S端，当开关管关断时，辅助绕组为高电平，变压器副边电流过零时，辅助绕组会从高电平谐振到低电平，电流过零检测电路检测到辅助绕组从高电平变为低电平时，使RS-触发器的置位端-S端输出高电平，从而控制反激变换器的开关管导通，使反激变换器始终工作在临界连续模式。设定误差放大器的补偿电路使整个环路的截止频率远小于工频(一般为10～20Hz)，控制误差放大器的输出信号V_Comp在半个工频周期内维持不变。

Claims

1.一种临界连续模式下单位功率因数反激变换器控制方法，使临界连续模式反激变换器获得单位功率因数，其特征在于：在由反激变换器控制电路包括输出电压采样300与误差放大器电路400、电流过零检测电路100、PWM产生电路200和导通时间运算电路500组成的控制装置上，通过控制电路使反激变换器工作在临界连续模式下，反激变换器开关管的导通时间由导通时间运算电路500控制，开关管的导通时间在工频周期内随着输入电压和输出电压的变化而变化；通过辅助绕组的检测，当变压器副边电流过零时，导通开关管，控制反激变换器始终工作在临界连续模式；所述的导通时间运算电路500运算方法是：匝比N与输出电压相乘后的值N*v_o(t)，与输入电压v_in(t)的瞬时值相加，相加的结果与误差放大器电路的输出电压V_Comp相乘，相乘的结果再除以匝比N与输出电压相乘后的值N*v_o(t)，经过导通时间运算电路后，临界连续模式反激功率因数校正器的导通时间在工频周期内随着输入电压、输出电压的变化而变化，从而获得单位功率因数；其中匝比N为反激变换器变压器原边匝数与副边匝数的比值；所述PWM产生电路200中，当变压器副边电流过零时刻，电流过零检测电路控制RS-触发器，使开关管Q导通，控制反激变换器工作在临界连续模式；当锯齿波发生器输出的锯齿波电压大于导通时间运算电路500产生的v_Ton(t)信号时，使开关管Q关断，控制反激变换器的导通时间受误差放大器电路输出电压V_Comp、输入电压v_in(t)和输出电压v_o(t)的控制；设定误差放大器电路400的补偿使整个环路的截止频率在10-20Hz，误差放大器电路的输出信号V_Comp在半个工频周期内维持不变；

所述控制装置的具体连接为：控制电路包括输出电压采样300与误差放大器电路400、电流过零检测电路100、PWM产生电路200和导通时间运算电路500；其中PWM产生电路由锯齿波发生器、比较器和RS-触发器组成；所述的误差放大器电路的负向输入端为由R1和R2分压电阻网络采样的输出电压，误差放大器的正向输入端为基准电压VRef，采样的输出信号与基准电压相比较产生误差放大器的输出信号VComp；导通时间运算电路500的输出vTon(t)信号连接到PWM产生电路200中比较器的负端，锯齿波发生器输出的锯齿波连接到PWM产生电路200中比较器的正端，PWM产生电路200中比较器的输出端连接到RS-触发器的复位端-R端；过零检测电路100的输入信号为辅助绕组，过零检测电路100的输出信号连接到RS-触发器的置位端-S端；RS-触发器的输出端并接连接开关管Q的驱动电路及锯齿波发生器。

2.采用权利要求1所述方法的临界连续模式单位功率因数反激变换器控制电路，其特征在于：控制电路包括输出电压采样300与误差放大器电路400、电流过零检测电路100、PWM产生电路200和导通时间运算电路500；其中PWM产生电路由锯齿波发生器、比较器和RS-触发器组成；所述的误差放大器电路的负向输入端为由R₁和R₂分压电阻网络采样的输出电压，误差放大器电路的正向输入端为基准电压V_Ref，采样的输出信号与基准电压相比较产生误差放大器电路的输出信号V_Comp；导通时间运算电路500的输出v_Ton(t)信号连接到PWM产生电路200中比较器的负端，锯齿波发生器输出的锯齿波连接到PWM产生电路200中比较器的正端，PWM产生电路200中比较器的输出端连接到RS-触发器的复位端-R端；过零检测电路100的输入信号为辅助绕组，过零检测电路100的输出信号连接到RS-触发器的置位端-S端；RS-触发器的输出端并接连接开关管Q的驱动电路及锯齿波发生器。