CN102680985B - 在全球导航卫星系统中抑制多径信号的鉴相方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种在全球导航卫星系统中抑制多径信号的鉴相方法，属于全球导航卫星系统技术领域，该方法包括：接收包含多径信号的全球导航卫星系统GNSS信号，进行下变频生成低中频信号后，进行模数转换；将经过模数转换后的GNSS信号进行载波剥离，得到I路和Q路的信号，对所述I路和Q路信号进行码剥离。本发明在GNSS信号处理过程的码跟踪环路中，得到多径信号的互相关功率后，采用基于精密TK采样间隔的鉴相方法，能够有效地抑制多径信号，可以达到提高GNSS接收机精度的目的。

Description

在全球导航卫星系统中抑制多径信号的鉴相方法

技术领域

本发明涉及全球导航卫星系统技术领域，特别是一种在全球导航卫星系统中抑制多径信号的鉴相方法。

背景技术

在全球导航卫星系统（GNSS，Global Navigation Satellite System）的应用中，接收机性能的提高是推广和应用产业的前提。为提高导航信号的接收性能，需要滤除经由不同的反射面或经多次反射而来的多径信号。在测绘等领域中多采用扼流圈、窄相关等技术对多径信号加以抑制；而在遥感等领域，采用专门接收反射信号的左旋天线对接收的反射信号进行处理，进而对海洋、陆地等进行遥感探测。

多径是GNSS中的主要误差来源之一，尽管已经开发了多种多径减少和延迟估计技术，但短延迟多径在高精度、室内及密集的城市环境中的应用依然严重。在这些区域，中等路径的数量不仅比较多，而且具有由紧密排列的固定的和移动反射的自然物体所引起的动态性，例如接收天线周围的人、植物、建筑结构和车辆。因此，需要一种高精度的处理方法来有效抑制GNSS多径信号，进而达到提高GNSS接收机精度的效果。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的在于提供一种在全球导航卫星系统中抑制多径信号的鉴相方法，用于有效抑制GNSS多径信号，达到提高GNSS接收机精度的效果。

本发明提供了一种在全球导航卫星系统中抑制多径信号的鉴相方法，包括：

接收包含多径信号的全球导航卫星系统GNSS信号，进行下变频生成低中频信号后，进行模数转换；将经过模数转换后的GNSS信号进行载波剥离，得到I路和Q路的信号，对所述I路和Q路信号进行码剥离。

本发明提出了一种在GNSS信号中抑制多径信号的鉴相方法，在GNSS信号处理过程的码跟踪环路中，得到多径信号的互相关功率后，采用基于精密TK采样间隔的鉴相方法，能够有效地抑制多径信号，可以达到提高GNSS接收机精度的目的。

附图说明

图1为本发明实施例中GNSS信号接收机的结构原理示意图；

图2为本发明实施例提供的在GNSS中抑制多径信号的鉴相方法流程图；

图3为本发明实施例中对I路和Q路信号进行码剥离的电路原理示意图；

图4为本发明实施例中使用TK-EML5鉴相器的码跟踪误差包络图；

图5为本发明实施例中使用EML鉴相器的码跟踪误差包络图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面结合附图对本发明作进一步的详细描述。

本发明实施例提出了一种在GNSS信号中抑制多径信号的鉴相方法，在GNSS信号处理过程的码跟踪环路中，得到多径信号的互相关功率后，采用基于精密TK采样间隔的鉴相方法，能够有效地抑制多径信号，可以达到提高GNSS接收机精度的目的。

如图1所示，GNSS信号接收机主要由天线、射频前端、高速模数转换器、FPGA相关器、DSP数字信号处理器以及存储器组成。图2为本实施例提供的高精度GNSS信号的接收方法流程图，包括：

步骤201、天线接收GNSS信号。GNSS接收机天线接收到的信号包括直射信号和多径信号，直射信号是从卫星直接传到接收机的信号；多径信号是天线除了接收到从GNSS卫星发射后经直线传播的电磁波信号外，还可能接收到的一个或多个由该电磁波经周围地物反射后的信号，而每个反射信号又可能是经一次或者多次反射后到达天线的。

步骤202、包含多径信号的GNSS信号进入射频前端进行下变频，生成低中频信号，并进行模数转换。

步骤203、经过模数转换后的GNSS信号进行载波剥离，得到I路和Q路的信号。因为GNSS信号在生成过程中，首先是导航信息与C/A码进行调制（相乘），生成的信息再与载波进行调制，所以接收后要对载波进行解调（载波的剥离其实就是对载波的解调），对载波的解调过程中因为相位关系就会得到I、Q路的信号。

步骤204、对I路和Q路信号进行码剥离。参见图3，码剥离具体包括以下步骤：

步骤2041、通过C/A码发生器复制一个与I路和Q路信号具有相同相位的C/A码信号，并通过延迟得到相邻两路C/A之间的距离为1/4码片的5路C/A码，分别是：Very Early路、Early路、Prompt路、Late路、Very Late路。

步骤2042、将5路C/A码与所述I路和Q路信号做相关运算。具体包括：

由于GNSS接收机接收到的信号包括直射信号和多径信号，忽略噪声的情况下（s(t)是GNSS信号，s_d(t)、s_m(t)分别表示GNSS信号中的直射信号和多径信号）：

s(t)＝s_d(t)+s_m(t)

＝Ag[(1+ξ)t-γ]exp{t[(ω_d+ω_c)t+φ₁]}+αAg[{(1+ξ)t-γ-Δτ_m]exp{t[(ω_d+ω_c)t+φ₁+β]}

                                                                    （1）

其中，ω_c是载波频率，其中ω_d为多普勒频移，φ₁为载波相位。A是GNSS直射信号的幅度，g(t)为±1，表示C/A码的值，α为多径信号幅度与直射信号幅度的比值，Δτ_m为多径信号的相对直射信号的时间延迟。β＝(ω_d+ω_c)Δτ_m+Δθ_m为因为反射造成的多径信号相位补偿，Δθ_m为因为反射造成的相位偏移，t是时间。j为虚数标量，γ是原始信号的时间延迟，是由GNSS卫星到接收机之间的距离引起的。

在经过射频前端下变频之后，上式变为：

s_db(t)＝Ag[(1+ξ)t-γ]exp(jψ)+αAg[(1+ξ)t-γ-Δτ_m]exp[j(ψ+β)]

                                                        （2）

其中，是直射信号相位和多径信号相位之间的相位差。是多径信号的相位。

公式（2）的结果经过模数转换和载波剥离后，就会生成I路和Q路信号，与本地合成的等间距的5路C/A码（分别是Very Early路，Early路，Prompt路，Late路，Very Late路）做相关运算得到下式：

$I_{\mathrm{VE}}=\frac{A}{\sqrt{2}}R(\mathrm{\τ}+\mathrm{\Δ})\cos \left(\mathrm{\ψ}\right)+\frac{\mathrm{\αA}}{\sqrt{2}}R(\mathrm{\τ}+\mathrm{\Δ}-\mathrm{\Δ}{\mathrm{\τ}}_m)\cos (\mathrm{\ψ}+\mathrm{\β})$

$I_E=\frac{A}{\sqrt{2}}R(\mathrm{\τ}+\frac{\mathrm{\Δ}}{2})\cos \left(\mathrm{\ψ}\right)+\frac{\mathrm{\αA}}{\sqrt{2}}R(\mathrm{\τ}+\frac{\mathrm{\Δ}}{2}-{\mathrm{\Δ\τ}}_m)\cos (\mathrm{\ψ}+\mathrm{\β})$

$I_P=\frac{A}{\sqrt{2}}R\left(\mathrm{\τ}\right)\cos \left(\mathrm{\ψ}\right)+\frac{\mathrm{\αA}}{\sqrt{2}}R(\mathrm{\τ}-{\mathrm{\Δ\τ}}_m)\cos (\mathrm{\ψ}+\mathrm{\β})$

$I_L=\frac{A}{\sqrt{2}}R(\mathrm{\τ}-\frac{\mathrm{\Δ}}{2})\cos \left(\mathrm{\ψ}\right)+\frac{\mathrm{\αA}}{\sqrt{2}}R(\mathrm{\τ}-\frac{\mathrm{\Δ}}{2}-{\mathrm{\Δ\τ}}_m)\cos (\mathrm{\ψ}+\mathrm{\β})$

$I_{\mathrm{VL}}=\frac{A}{\sqrt{2}}R(\mathrm{\τ}-\mathrm{\Δ})\cos \left(\mathrm{\ψ}\right)+\frac{\mathrm{\αA}}{\sqrt{2}}R(\mathrm{\τ}-\mathrm{\Δ}-\mathrm{\Δ}{\mathrm{\τ}}_m)\cos (\mathrm{\ψ}+\mathrm{\β})$

$Q_{\mathrm{VE}}=\frac{A}{\sqrt{2}}R(\mathrm{\τ}+\mathrm{\Δ})\sin \left(\mathrm{\ψ}\right)+\frac{\mathrm{\αA}}{\sqrt{2}}R(\mathrm{\τ}+\mathrm{\Δ}-\mathrm{\Δ}{\mathrm{\τ}}_m)\sin (\mathrm{\ψ}+\mathrm{\β})$

$Q_E=\frac{A}{\sqrt{2}}R(\mathrm{\τ}+\frac{\mathrm{\Δ}}{2})\sin \left(\mathrm{\ψ}\right)+\frac{\mathrm{\αA}}{\sqrt{2}}R(\mathrm{\τ}+\frac{\mathrm{\Δ}}{2}-{\mathrm{\Δ\τ}}_m)\sin (\mathrm{\ψ}+\mathrm{\β})$

$Q_P=\frac{A}{\sqrt{2}}R\left(\mathrm{\τ}\right)\sin \left(\mathrm{\ψ}\right)+\frac{\mathrm{\αA}}{\sqrt{2}}R(\mathrm{\τ}-\mathrm{\Δ}{\mathrm{\τ}}_m)\sin (\mathrm{\ψ}+\mathrm{\β})$

$Q_L=\frac{A}{\sqrt{2}}R(\mathrm{\τ}-\frac{\mathrm{\Δ}}{2})\sin \left(\mathrm{\ψ}\right)+\frac{\mathrm{\αA}}{\sqrt{2}}R(\mathrm{\τ}-\frac{\mathrm{\Δ}}{2}-{\mathrm{\Δ\τ}}_m)\sin (\mathrm{\ψ}+\mathrm{\β})$

$Q_{\mathrm{VL}}=\frac{A}{\sqrt{2}}R(\mathrm{\τ}-\mathrm{\Δ})\sin \left(\mathrm{\ψ}\right)+\frac{\mathrm{\αA}}{\sqrt{2}}R(\mathrm{\τ}-\mathrm{\Δ}-\mathrm{\Δ}{\mathrm{\τ}}_m)\sin (\mathrm{\ψ}+\mathrm{\β})---\left(3\right)$

其中，A为直射信号的幅度，R为两路C/A码的互相关函数，τ为直射信号与多径信号之间的码延迟差值，Δ为Early路与Late路之间的距离。

步骤2043、相关运算的值通过积分-清除器后进入码相位鉴别器，码相位鉴别器检测相关运算的值的幅值是否达到最大，并从中估算出复制C/A码与接收C/A码之间的相位差。

本实施例采用TK-EML5（Teager-Kaiser Early-Minus-late 5，Teager-Kaiser超前与滞后路，5表示对于I路和Q路都需要5个相关器）鉴相方式，TK-ELM5鉴相方式与通用的ELP（Early-Late PowerDiscriminatory，超前减滞后功率型鉴相器）鉴相方式相比，能够有效地抑制多径信号，进而达到提高GNSS接收机精度的效果。

要想精确的得到最终的导航电文，就应该把C/A码完全解调掉，根据C/A码的性质，要想完全把C/A码解调掉，就要求本地合成的C/A码与接收到的C/A相位完全一致，而实际情况中不可能完全一致，只能尽量一致。TK-EML5的输出值就是复制的C/A码相对于接收C/A码的相位差值，具体包括：

对于任意的离散信号x(n)进行如下运算：

${\mathrm{\Ψ}}_d\left[x\left(n\right)\right]=x\left(n\right)x^{*}\left(n\right)-\frac{1}{2}[x(n-1)x^{*}(n+1)+x(n+1)x^{*}(n-1)]---\left(4\right)$

其中，x^*(n)表示x(n)的共轭函数，x(n-1)和x(n+1)分别为x(n)右移一个单位、左移一个单位的函数，同理x^*(n+1)和x^*(n-1)分别为x(n+1)和x(n-1)的共轭函数。

基于TK-EML5的码相位鉴别器的输出为：

D_TKE(τ)＝Ψ_E-Ψ_L    （5）

其中，Ψ_E和Ψ_L分别是本地合成的Early路的C/A码和Late路的C/A码分别与接收信号中C/A码的互相关函数（这里具体的是个设定，C/A码的性质决定的，两路C/A码相乘，得到的就是一个相关函数，一个三角波形）经过码相位鉴别器后的结果。本实施例中对于I路信号和Q路信号分别采用了5个相关器，这里采用精密的采样时钟T_t＝Δ/2，Δ为Early路与Late路之间的距离，即为C/A的半个码片长度。

本地合成Early路C/A码与接收信号的互相关函数和本地合成的Late路与接收信号的互相关函数（两路C/A码相关的结果可以用R(τ)来表示）在码相位鉴别器中经过（4）式的运算，得到如下结果：

${\mathrm{\ψ}}_E\left(\mathrm{\τ}\right)\∝R(\mathrm{\τ}+\frac{\mathrm{\Δ}}{2})R^{*}(\mathrm{\τ}+\frac{\mathrm{\Δ}}{2})-\frac{1}{2}[R\left(\mathrm{\τ}\right)R^{*}(\mathrm{\τ}+\mathrm{\Δ})+R^{*}\left(\mathrm{\τ}\right)R(\mathrm{\τ}+\mathrm{\Δ})]---\left(6\right)$

${\mathrm{\ψ}}_L\left(\mathrm{\τ}\right)\∝R(\mathrm{\τ}-\frac{\mathrm{\Δ}}{2})R^{*}(\mathrm{\τ}-\frac{\mathrm{\Δ}}{2})-\frac{1}{2}[R\left(\mathrm{\τ}\right)R^{*}(\mathrm{\τ}-\mathrm{\Δ})+R^{*}\left(\mathrm{\τ}\right)R(\mathrm{\τ}-\mathrm{\Δ})]---\left(7\right)$

本实施例中，对于I路信号和Q路信号分别采用了5个相关器，分别是Very Early路，Early路，Prompt路，Late路，Very Late路，相邻两路之间的距离为Δ/2，也就是1/4个C/A码片长度；Early路与Late路之间的距离为Δ，也就是1/2个C/A码片长度；Very Early路与Very Late路之间的距离为2Δ，也就是1个C/A码片长度。所以Ψ_E和Ψ_L可以被表达为下式：

${\mathrm{\ψ}}_E\left(\mathrm{\τ}\right)=(I_E+j{Q}_E)(I_E-j{Q}_E)-\frac{1}{2}[(I_P-j{Q}_P)(I_{\mathrm{VE}}+j{Q}_{\mathrm{VE}})+](I_P+j{Q}_P)(I_{\mathrm{VE}}-j{Q}_{\mathrm{VE}})---\left(8\right)$

故 ${\mathrm{\ψ}}_E\left(\mathrm{\τ}\right)=I_E^2+Q_E^2-(I_{\mathrm{VE}}*I_P+Q_{\mathrm{VE}}*Q_P)---\left(9\right)$

${\mathrm{\ψ}}_L\left(\mathrm{\τ}\right)=(I_L+j{Q}_L)(I_L-j{Q}_L)-\frac{1}{2}[(I_P-j{Q}_P)(I_{\mathrm{VL}}+j{Q}_{\mathrm{VL}})+](I_P+j{Q}_P)(I_{\mathrm{VL}}-j{Q}_{\mathrm{VL}})---\left(10\right)$

故 ${\mathrm{\ψ}}_L\left(\mathrm{\τ}\right)=I_L^2+Q_L^2-(I_{\mathrm{VL}}*I_P+Q_{\mathrm{VL}}*Q_P)---\left(11\right)$

所以码相位鉴别器的输出为：

$D_{\mathrm{TKE}}\left(\mathrm{\τ}\right)=(I_E^2+Q_E^2)-(I_L^2+Q_L^2)-(I_{\mathrm{VE}}*I_P+Q_{\mathrm{VE}}*Q_P)+(I_{\mathrm{VL}}*I_P+Q_{\mathrm{VL}}*Q_P)---\left(12\right)$

公式（12）的值就是即时路C/A码与输入信号C/A码之间的相位差值。

步骤2044、码相位差值经过码环滤波器后，经过载波环路的辅助，作为C/A码数控振荡器的控制输入；最后C/A码发生器在码数控振荡器的驱动下，及时调节所输出的复制C/A码的频率和相位，使复制C/A码与输入信号中C/A码时刻保持一致。

以上通过复制一个与接收信号中的伪码（在这里通常默认为C/A码）相位一致的伪码，然后让接受信号与复制伪码相乘相关，以剥离接收信号中的伪码，并从中获得GNSS定位所必需的伪距这一重要测量值。

在GNSS接收机码跟踪环路中，TK-EML5鉴相方法是基于TK算法的一种鉴相方法，它与通用的ELP鉴相方法相比，能在不知道多径信号信息的情况下，估算出来多径信号相对于直射信号的多径延迟距离，进而在鉴相过程中有效的抑制了多径信号，进而提高了GNSS接收机的精度。

图4和图5分别为仿真出来的TK-EML5鉴相器和ELP鉴相器的多径误差包络图。多径误差包络图是表明由多径引起码跟踪误差极限值的图形。图中的横坐标为多径延迟，纵坐标为跟踪误差。图中的实线为超前路（Early）与滞后路（Late）之间的间距为1/4个码片时的码相位测量误差，虚线为超前路（Early）与滞后路（Late）之间的间距为1/2个码片时的码相位测量误差，点线为超前路（Early）与滞后路（Late）之间的间距为3/4个码片时的码相位测量误差。在同相反射波作用下的码相位测量误差是图中值为正的一条折线，在反相反射波作用下的码相位测量误差是值为负的一条折线，而当发射波载波相位为其他值时，码相位测量误差则位于这上下两条折线之间。由图4和图5可以看出，对于同一个多路径情形，若码环所采用的相关器间距越窄，则码相位多路径测量误差就越小。由图4和图5对比可知，同等情况下，由于TK-EML5鉴相器码跟踪误差包络比ELP鉴相器码跟踪误差包络要小，因此在对多径信号的抑制方面，尤其是对延时短的多路径信号抑制方面，TK-EML5鉴相器比ELP鉴相器具有更好的效果。

总之，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。

Claims (4)

1.一种在全球导航卫星系统中抑制多径信号的鉴相方法，其特征在于，包括：

接收包含多径信号的全球导航卫星系统GNSS信号，进行下变频生成低中频信号后，进行模数转换；将经过模数转换后的GNSS信号进行载波剥离，得到I路和Q路的信号，对所述I路和Q路信号进行码剥离；

所述对所述I路和Q路信号进行码剥离的步骤具体包括：

通过C/A码发生器复制一个与所述I路和Q路信号具有相同相位的C/A码信号，并通过延迟得到相邻两路C/A之间的距离为1/4码片的5路C/A码，分别是：Very Early路、Early路、Prompt路、Late路、Very Late路；

将所述5路C/A码与所述I路和Q路信号做相关运算；

所述相关运算的值通过积分-清除器后进入码相位鉴别器检测该值的幅值是否达到最大，并从中估算出复制C/A码与接收C/A码之间的相位差；

将所述相位差作为C/A码数控振荡器的输入，调节所述复制C/A码的频率和相位，使所述复制C/A码与接收C/A码的时刻保持一致；

所述相关运算的步骤具体包括：

接收的GNSS信号包括直射信号和多径信号：

s(t)=s_d(t)+s_m(t)

=Ag[(1+ξ)t-γ]exp{f[(ω_d+ω_c)t+φ₁])+αAg[(1+ξ)t-γ-Δτ_m]exp{f[(ω_d+ω_c)t+φ₁+β])

其中，s(t)是GNSS信号，s_d(t)、s_m(t)分别表示GNSS信号中的直射信号和多径信号，ω_c是载波频率，ω_d为多普勒频移，A为GNSS直射信号的的幅度，g(t)为±1，表示C/A码的值，φ₁为载波相位，α为多径信号幅度与直射信号幅度的比值，Δτ_m为多径信号的相对直射信号的时间延迟，β=(ω_d+ω_c)Δτ_m+Δθ_m为因反射造成的多径信号相位补偿，Δθ_m为因反射造成的相位偏移，t是时间，j为虚数标量，γ是原始信号的时间延迟；

经射频前端下变频之后，得到：

s_db(t)=Ag[(1+ξ)t-γ]exp(jψ)+αAg[(1+ξ)t-γ-Δτ_m]exp[j(ψ+β)]

其中，是直射信号相位和多径信号相位之间的相位差，是多径信号的相位；

经过模数转换和载波剥离后，生成I路和Q路信号，与本地合成的等间距的5路C/A码做相关运算得到：

$I_{\mathrm{VE}}=\frac{A}{\sqrt{2}}R(\mathrm{\τ}+\mathrm{\Δ})\cos \left(\mathrm{\ψ}\right)+\frac{\mathrm{\αA}}{\sqrt{2}}R(\mathrm{\τ}+\mathrm{\Δ}-{\mathrm{\Δ\τ}}_m)\cos (\mathrm{\ψ}+\mathrm{\β})$

$I_E=\frac{A}{\sqrt{2}}R(\mathrm{\τ}+\frac{\mathrm{\Δ}}{2})\cos \left(\mathrm{\ψ}\right)+\frac{\mathrm{\α\Δ}}{\sqrt{2}}R(\mathrm{\τ}+\frac{\mathrm{\Δ}}{2}-{\mathrm{\Δ\τ}}_m)\cos (\mathrm{\ψ}+\mathrm{\β})$

$I_F=\frac{A}{\sqrt{2}}R\left(\mathrm{\τ}\right)\cos \left(\mathrm{\ψ}\right)+\frac{\mathrm{\α\Δ}}{\sqrt{2}}R(\mathrm{\τ}-{\mathrm{\Δ\τ}}_m)\cos (\mathrm{\ψ}+\mathrm{\β})$

$I_L=\frac{A}{\sqrt{2}}R(\mathrm{\τ}-\frac{\mathrm{\Δ}}{2})\cos \left(\mathrm{\ψ}\right)+\frac{\mathrm{\α\Δ}}{\sqrt{2}}R(\mathrm{\τ}-\frac{\mathrm{\Δ}}{2}-{\mathrm{\Δ\τ}}_m)\cos (\mathrm{\ψ}+\mathrm{\β})$

$I_{\mathrm{VL}}=\frac{A}{\sqrt{2}}R(\mathrm{\τ}-\mathrm{\Δ})\cos \left(\mathrm{\ψ}\right)+\frac{\mathrm{\αA}}{\sqrt{2}}R(\mathrm{\τ}-\mathrm{\Δ}-{\mathrm{\Δ\τ}}_m)\cos (\mathrm{\ψ}+\mathrm{\β})$

$Q_{\mathrm{VE}}=\frac{A}{\sqrt{2}}R(\mathrm{\τ}+\mathrm{\Δ})\sin \left(\mathrm{\ψ}\right)+\frac{\mathrm{\αA}}{\sqrt{2}}R(\mathrm{\τ}+\mathrm{\Δ}-{\mathrm{\Δ\τ}}_m)\sin (\mathrm{\ψ}+\mathrm{\β})$

$Q_E=\frac{A}{\sqrt{2}}R(\mathrm{\τ}+\frac{\mathrm{\Δ}}{2})\sin \left(\mathrm{\ψ}\right)+\frac{\mathrm{\α\Δ}}{\sqrt{2}}R(\mathrm{\τ}+\frac{\mathrm{\Δ}}{2}-{\mathrm{\Δ\τ}}_m)\sin (\mathrm{\ψ}+\mathrm{\β})$

$Q_F=\frac{A}{\sqrt{2}}R\left(\mathrm{\τ}\right)\sin \left(\mathrm{\ψ}\right)+\frac{\mathrm{\α\Δ}}{\sqrt{2}}R(\mathrm{\τ}-{\mathrm{\Δ\τ}}_m)\sin (\mathrm{\ψ}+\mathrm{\β})$

$Q_L=\frac{A}{\sqrt{2}}R(\mathrm{\τ}-\frac{\mathrm{\Δ}}{2})\sin \left(\mathrm{\ψ}\right)+\frac{\mathrm{\α\Δ}}{\sqrt{2}}R(\mathrm{\τ}-\frac{\mathrm{\Δ}}{2}-{\mathrm{\Δ\τ}}_m)\sin (\mathrm{\ψ}+\mathrm{\β})$

$Q_{\mathrm{VL}}=\frac{A}{\sqrt{2}}R(\mathrm{\τ}-\mathrm{\Δ})\sin \left(\mathrm{\ψ}\right)+\frac{\mathrm{\αA}}{\sqrt{2}}R(\mathrm{\τ}-\mathrm{\Δ}-{\mathrm{\Δ\τ}}_m)\sin (\mathrm{\ψ}+\mathrm{\β})$

其中，R为两路C/A码的互相关函数，τ为直射信号与多径信号之间的码延迟差值，Δ为Early路与Late路之间的距离。

2.根据权利要求1所述的在全球导航卫星系统中抑制多径信号的鉴相方法，其特征在于，对所述I路和Q路信号采用的采样时钟为T_t=Δ/2，Δ为Early路与Late路之间的距离，Δ等于C/A码的半个码片长度。

3.根据权利要求2所述的在全球导航卫星系统中抑制多径信号的鉴相方法，其特征在于，所述码相位鉴别器采用TK-EML5的鉴相方法。

4.根据权利要求3所述的在全球导航卫星系统中抑制多径信号的鉴相方法，其特征在于，所述估算出所述复制C/A码与接收C/A码之间的相位差异的步骤具体包括：

对于任意的离散信号x(n)进行如下运算：

${\mathrm{\Ψ}}_d\left[x\left(n\right)\right]=x\left(n\right)x^{*}\left(n\right)-\frac{1}{2}[x(n-1)x^{*}(n+1)+x(n+1)x^{*}(n-1)]$

其中，x^*(n)表示x(n)的共轭函数，x(n-1)和x(n+1)分别为x(n)右移一个单位、左移一个单位的函数；x^*(n+1)和x^*(n-1)分别为x(n+1)和x(n-1)的共轭函数；

基于TK-EML5的码相位鉴别器的输出为：

D_TKE(τ)=Ψ_E-Ψ_L

其中，Ψ_E和Ψ_L分别是本地合成的Early路的C/A码和Late路的C/A码分别与接收信号中C/A码的互相关函数；

本地合成Early路C/A码与接收信号的互相关函数和本地合成的Late路与接收信号的互相关函数在码相位鉴别器中经过运算后，得到：

${\mathrm{\ψ}}_E\left(\mathrm{\τ}\right)\∝R(\mathrm{\τ}+\frac{\mathrm{\Δ}}{2})R^{*}(\mathrm{\τ}+\frac{\mathrm{\Δ}}{2})-\frac{1}{2}[R\left(\mathrm{\τ}\right)R^{*}(\mathrm{\τ}+\mathrm{\Δ})+R^{*}\left(\mathrm{\τ}\right)R(\mathrm{\τ}+\mathrm{\Δ})]$

${\mathrm{\ψ}}_L\left(\mathrm{\τ}\right)\∝R(\mathrm{\τ}-\frac{\mathrm{\Δ}}{2})R^{*}(\mathrm{\τ}-\frac{\mathrm{\Δ}}{2})-\frac{1}{2}[R\left(\mathrm{\τ}\right)R^{*}(\mathrm{\τ}-\mathrm{\Δ})+R^{*}\left(\mathrm{\τ}\right)R(\mathrm{\τ}-\mathrm{\Δ})]$

则Ψ_E和Ψ_L为：

${\mathrm{\ψ}}_E\left(\mathrm{\τ}\right)=(I_E+{\mathrm{jQ}}_E)(I_E-{\mathrm{jQ}}_E)-\frac{1}{2}[(I_P-{\mathrm{jQ}}_P)(I_{\mathrm{VE}}+{\mathrm{jQ}}_{\mathrm{VE}})+](I_P+{\mathrm{jQ}}_P)(I_{\mathrm{VE}}-{\mathrm{jQ}}_{\mathrm{VE}})$

故 ${\mathrm{\ψ}}_E\left(\mathrm{\τ}\right)=I_E^2+Q_E^2-(I_{\mathrm{VE}}*I_P+Q_{\mathrm{VE}}*Q_P)$

${\mathrm{\ψ}}_L\left(\mathrm{\τ}\right)=(I_L+{\mathrm{jQ}}_L)(I_L-{\mathrm{jQ}}_L)-\frac{1}{2}[(I_P-{\mathrm{jQ}}_P)(I_{\mathrm{VL}}+{\mathrm{jQ}}_{\mathrm{VL}})+](I_P+{\mathrm{jQ}}_P)(I_{\mathrm{VL}}-{\mathrm{jQ}}_{\mathrm{VL}})$ 故 ${\mathrm{\ψ}}_L\left(\mathrm{\τ}\right)=I_L^2+Q_L^2-(I_{\mathrm{VL}}*I_P+Q_{\mathrm{VL}}*Q_P)$

码相位鉴别器输出的相位差值为：

$D_{\mathrm{TKE}}\left(\mathrm{\τ}\right)=(I_E^2+Q_E^2)-(I_L^2+Q_L^2)-(I_{\mathrm{VE}}*I_P+Q_{\mathrm{VE}}*Q_P)+(I_{\mathrm{VL}}*I_P+Q_{\mathrm{VL}}*Q_P).$