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CN102624267B - 逆变器及其在三相系统中的应用电路 - Google Patents

逆变器及其在三相系统中的应用电路 Download PDF

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CN102624267B CN201210083617.5A CN201210083617A CN102624267B CN 102624267 B CN102624267 B CN 102624267B CN 201210083617 A CN201210083617 A CN 201210083617A CN 102624267 B CN102624267 B CN 102624267B
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Abstract

本发明实施例公开了一种逆变器，其中功率开关管T1的集电极接到直流电源的正输出端，T1的发射极与T2的集电极接到H桥电路的一输入端，H桥电路的第二输入端接直流电源的负输出端，其两个输出端分别接到电网，每个功率开关管上反并联一个二极管，一DC/DC变换器接在直流电源的两端，直流电源的正负输出端之间连接电容C2，DC/DC变换器的正输出端与直流电源的负输出端之间接电容C1，T2与T7的发射极连接，T7的集电极接DC/DC变换器的正输出端。本发明实施例还公开了上述逆变器的对偶拓扑及由此衍变的另两种逆变器，并提供了这四种逆变器在三相系统中的应用电路。本发明实施例的优点：减小漏电流的同时保证逆变器高效率，规避了多电平中的中点平衡控制的问题。

Description

逆变器及其在三相系统中的应用电路
技术领域
本发明实施例涉及逆变器及其应用电路，具体是无变压器型光伏并网逆变器及其在三相系统中的应用电路。
背景技术
根据逆变器应用场合和控制方式的不同可分为离网型逆变器和并网型逆变器，在并网型逆变器中根据是否带有变压器又可分为变压器隔离型逆变器和无变压器型逆变器。无变压器型逆变器由于系统结构简单，效率高，体积小，成本低等诸多优点，得到了快速的发展。已经成为光伏中小功率的主流。
现有常用的无变压器型逆变器为H4拓扑，也就是由4个开关器件构成的H桥电路，如图1所示，该光伏逆变器使用开关器件46、48、50、52组成H桥电路24，将PV阵列12的变化的DC电压转化为电网14需要的固定频率AC电压，并使用DC链路16来实现中间的能量存储级，具体的，逆变器首先将不稳定的PV阵列12的DC电压18经由升压变换器变换为大于电网电压的稳定的DC电压20，随后将稳定的DC电压20经由H桥电路24变换为可被并网入电网14内的电流22，开关器件46、48、50、52在高频下进行开关动作。升压变换器由电感、二极管、及一个开关器件44组成。
但是无变压器型逆变器由于不能实现直流输入源和交流负载间的电气隔离，漏电流问题是其可靠性的关键指标之一。漏电流是由同时存在于电网侧零线与火线上的共模干扰引起的，理论上，当共模电压为一常量时，即可消除共模电流。
传统的H4拓扑采用双极性调制时，共模电压可以始终为一常量，可以很好的抑制漏电流，但是，采用双极性调制时，每次换流时都会有两组开关器件参与换流，开关损耗增加，另外，电网电流在过零点时出现较大纹波，若要保证较高的输出电流质量，必须加入大滤波电感，这使得逆变器的效率降低。为获得较高的效率，常采用单极性调制策略，而单极性虽然克服了开关损耗大及输出波形差的缺点，但在运行中，会存在以开关频率变化的共模电压，引起漏电流。因此，传统的H4拓扑已不能同时兼顾漏电流和高效率两个问题。
为消除单极性SPWM调制产生的高频共模电压，必须使得续流阶段的续流回路嵌位在直流电源电压的一半，达到消除共模电压的目的。
多电平相对于两电平在效率方面有较大的优势也已获得较大的关注，非隔离型逆变器中应用三电平技术，漏电流问题是个急迫的问题，现有专利EP2053732A2实现了五个电平的输出，如图2所示，为专利EP2053732A2公开的一种拓扑结构，但该类拓扑由于没有中间电平工作时的无功流通路径，电流过零处产生较大的共模电压。且为限制电流单相流动，多用了两个二极管器件D11、D12。
中国专利申请CN101814856A公开了一种非隔离光伏并网逆变器及其开关控制时序，如图3所示，包括分压电容支路1、筘位支路2以及全桥基本单元3；分压电容支路1包括电容Cdc1、电容Cdc2；筘位支路2包括开关管S1、开关管S2；全桥基本单元3包括开关管S3、开关管S4、开关管S5、开关管S6，其在全桥电路的基础上加入两支可控开关管S1、S2和分压电容Cdc1、Cdc2构成双向筘位支路，并配合开关时序可以实现续流阶段时续流回路电位处于二分之一的电池电压，从而消除非隔离并网逆变器的漏电流；并保证了功率传输阶段输出电流仅流经3支开关管，有效降低了导通损耗。该逆变器实际还是工作在三电平，并且如果要保证达到专利中所述的续流回路电位处于二分之一的电池电压，两个电容之间的中点电位一定要保证为二分之一的电池电压，这种中点平衡控制在实际操作中是困难的，需要通过复杂的控制方法。
综上，为保证高效率采用五电平输出，同时保证高效率和减小漏电流是一个急迫的问题。
发明内容
本发明实施例要解决的技术问题在于提供四种新的单相五电平拓扑逆变器，以达到减小漏电流同时保证逆变器高效率的目的，本发明实施例并同时提供了逆变器在三相系统中的应用电路。
本发明实施例采用以下技术方案解决上述技术问题之一的：一种逆变器，包括电容C1、C2、三个串连的功率开关管T1、T2、T7、H桥电路，DC/DC变换器，功率开关管T1的集电极连接到直流电源的正输出端，功率开关管T1的发射极与功率开关管T2的集电极连接，该连接点连接到H桥电路的第一输入端，所述H桥电路包括4个功率开关管T3、T4、T5、T6，功率开关管T3、T5的集电极相连作为H桥电路的第一输入端，功率开关管T4、T6的发射极相连作为H桥电路的第二输入端，连接到直流电源的负输出端，功率开关管T3的发射极与功率开关管T4的集电极连接，该连接点作为H桥电路的第一输出端，功率开关管T5的发射极与功率开关管T6的集电极连接，该连接点作为H桥电路的第二输出端，H桥电路的两个输出端分别连接到电网，功率开关管T1、T2、T3、T4、T5、T6、T7上分别反并联一个二极管D1、D2、D3、D4、D5、D6、D7，所述DC/DC变换器的输入端和接地端分别连接在直流电源的两端，直流电源的正负输出端之间连接所述电容C2，DC/DC变换器的正输出端与直流电源的负输出端之间连接所述电容C1，功率开关管T2的发射极连接到DC/DC变换器的正输出端。
本发明实施例进一步具体为：
所述的逆变器工作在以下的模态：
模态H1：开关管T2，T3，T6，T7导通，其余截止；
模态H2：开关管T2，T3，T6，T7导通，其余截止，电流流向与模态H1相反；
模态H3：开关管T2，T4，T5，T7导通，其余截止；
模态H4：开关管T2，T4，T5，T7导通，其余截止，电流流向与模态H3相反；
模态H5：开关管T1，T3，T6导通，其余截止；
模态H6：开关管T1，T3，T6导通，其余截止，电流流向与模态H5相反；
模态H7：开关管T1，T4，T5导通，其余截止；
模态H8：开关管T1，T4，T5导通，其余截止，电流流向与模态H7相反；
模态H9：开关管T3，T5导通，其余截止；
模态H10：开关管T3，T5导通，其余截止，电流流向与模态H9相反。
当直流电源输出电压V2高于逆变器最低工作电压Vm时，才能保证逆变器的正常工作，根据直流电源电压可以分为两种情况工作：第一，直流电源输出电压比逆变器最低工作电压稍高，使其工作时通过DC/DC变换器工作获得电压V1＜Vm，第二：直流电源输出电压比逆变器最低工作电压高较多，通过DC/DC变换器工作获得电压V1满足V2＞V1＞Vm。
进一步的，其中功率开关管T1、T2、T3、T4、T5、T6、T7以及所述七个二极管D1、D2、D3、D4、D5、D6、D7封装为一个封装器件，其中功率开关管T1的集电极作为封装器件的第二电平端、功率开关管T7的集电极作为封装器件的第一电平端、H桥电路的第二输入端作为封装器件的第零电平端、H桥电路的第一输出端与第二输出端分别作为封装器件的交流输出AC1和AC2端。
进一步的，将所述的功率开关管T1、T2、T3、T4、T5、T6、T7以及七个二极管D1、D2、D3、D4、D5、D6、D7称为第一功率开关管单元，所述逆变器还包括结构与第一功率开关管单元完全相同的第二、三功率开关管单元；
以第一功率开关管单元说明，其中H桥电路的第一输入端作为第二电平端、功率开关管T1的集电极作为第一电平端、功率开关管T2的发射极作为第零电平端、H桥电路的第一输出端与第二输出端分别作为交流输出端；
其中，每个功率开关管单元的第二电平端均连接到直流电源的正输出端，第零电平端均连接到直流电源的负输出端，第一电平端均连接到DC/DC变换器的正输出端。
所述第二、三功率开关管单元的工作过程与第一功率开关管单元的工作过程完全相同。
所述第二、三功率开关管单元均可以作成如第一功率开关管单元的封装器件。
本发明实施例采用以下技术方案解决上述技术问题之二的：提供了一种与上述逆变器对偶拓扑的逆变器，包括电容C1、C2、三个串连的功率开关管T1、T2、T7、H桥电路，DC/DC变换器，所述H桥电路包括4个功率开关管T3、T4、T5、T6，功率开关管T3、T5的集电极相连作为H桥电路的第一输入端，连接到直流电源的正输出端，功率开关管T4、T6的发射极相连作为H桥电路的第二输入端，功率开关管T3的发射极与功率开关管T4的集电极连接，该连接点作为H桥电路的第一输出端，功率开关管T5的发射极与功率开关管T6的集电极连接，该连接点作为H桥电路的第二输出端，H桥电路的两个输出端分别连接到电网，功率开关管T1、T2、T3、T4、T5、T6、T7上分别反并联一个二极管D1、D2、D3、D4、D5、D6、D7，所述DC/DC变换器的输入端和接地端连接在直流电源的正输出端，直流电源的正负输出端之间连接所述电容C2，DC/DC变换器的负输出端与直流电源的正输出端之间连接所述电容C1，功率开关管T7的发射极连接到DC/DC变换器的负输出端，功率开关管T2的发射极连接到直流电源的负输出端，功率开关管T7的集电极与功率开关管T1的集电极连接，功率开关管T1的发射极与功率开关管T2的集电极连接，该连接点连接到H桥电路的第二输入端。
作为上述方案的进一步改进：
所述的逆变器工作在以下的模态：
模态H1：开关管T2，T3，T6导通，其余截止；
模态H2：开关管T2，T3，T6导通，其余截止，电流流向与模态H1相反；
模态H3：开关管T2，T4，T5导通，其余截止；
模态H4：开关管T2，T4，T5导通，其余截止，电流流向与模态H3相反；
模态H5：开关管T1，T3，T6，T7导通，其余截止；
模态H6：开关管T1，T3，T6，T7导通，其余截止，电流流向与模态H5相反；
模态H7：开关管T1，T4，T5，T7导通，其余截止；
模态H8：开关管T1，T4，T5，T7导通，其余截止，电流流向与模态H7相反；
模态H9：开关管T4，T6导通，其余截止；
模态H10：开关管T4，T6导通，其余截止，电流流向与模态H9相反。
直流电源输出电压V2高于逆变器最低工作电压Vm，以满足逆变器工作的基本要求，通过控制降压型DC/DC变换器的工作，得到DC/DC变换器的输出电压V1，具体存在两种情况：(1)V2＞V1＞Vm、(2)V1＜Vm。
进一步的，其中功率开关管T1、T2、T3、T4、T5、T6、T7以及所述七个二极管D1、D2、D3、D4、D5、D6、D7封装为一个封装器件，其中H桥电路的第一输入端作为封装器件的第二电平端、功率开关管T1的集电极作为封装器件的第一电平端、功率开关管T2的发射极作为封装器件的第零电平端、H桥电路的第一输出端与第二输出端分别作为封装器件的交流输出AC1和AC2端。
进一步的，将所述的功率开关管T1、T2、T3、T4、T5、T6、T7以及七个二极管D1、D2、D3、D4、D5、D6、D7称为第一功率开关管单元，所述逆变器还包括结构与第一功率开关管单元完全相同的第二、三功率开关管单元；
以第一功率开关管单元说明，其中其中H桥电路的第一输入端作为第二电平端、功率开关管T1的集电极作为第一电平端、功率开关管T2的发射极作为第零电平端、H桥电路的第一输出端与第二输出端分别作为交流输出端；
第一、二、三功率开关管单元并联在直流电源的正负输出端之间，其中，每个功率开关管单元的第二电平端均连接到直流电源的正输出端，第零电平端均连接到直流电源的负输出端，第一电平端均连接到DC/DC变换器的负输出端。
所述第二、三功率开关管单元均可以作成如第一功率开关管单元的封装器件。
本发明实施例采用以下技术方案解决上述技术问题之三的：一种逆变器，包括电容C1、C2、两个串连的功率开关管T1、T7、二极管D2、H桥电路，DC/DC变换器，功率开关管T1的集电极连接到直流电源的正输出端，功率开关管T1的发射极与二极管D2的阴极连接，该连接点连接到H桥电路的第一输入端，所述H桥电路包括4个功率开关管T3、T4、T5、T6，功率开关管T3、T5的集电极相连作为H桥电路的第一输入端，功率开关管T4、T6的发射极相连作为H桥电路的第二输入端，连接到直流电源的负输出端，功率开关管T3的发射极与功率开关管T4的集电极连接，该连接点作为H桥电路的第一输出端，功率开关管T5的发射极与功率开关管T6的集电极连接，该连接点作为H桥电路的第二输出端，H桥电路的两个输出端分别连接到电网，功率开关管T1、T3、T4、T5、T6、T7上分别反并联一个二极管D1、D3、D4、D5、D6、D7，所述DC/DC变换器的输入端和接地端分别连接在直流电源的两端，直流电源的正负输出端之间连接所述电容C2，DC/DC变换器的正输出端与直流电源的负输出端之间连接所述电容C1，二极管D2的阳极与功率开关管T7的发射极连接，功率开关管T7的集电极连接到DC/DC变换器的正输出端。
该实施例进一步具体为：
所述的逆变器工作在以下的模态：
模态H1：开关管T3，T6，T7导通，其余截止，电流经：DC+→T7→D2→T3→Vgrid→T6→PV-；
模态H3：开关管T4，T5，T7导通，其余截止，电流经：DC+→T7→D2→T5→Vgrid→T4→PV-；
模态H5：开关管T1，T3，T6导通，其余截止，电流经：PV+→T1→T3→Vgrid→T6→PV-；
模态H6：开关管T1，T3，T6导通，其余截止，电流经：PV-→D6→Vgrid→D3→D1→PV+；
模态H7：开关管T1，T4，T5导通，其余截止，电流经：PV+→T1→T5→Vgrid→T4→PV-；
模态H8：开关管T1，T4，T5导通，其余截止，电流经：PV-→D4→Vgrid→D5→D1→PV+；
模态H9：开关管T3，T5导通，其余截止，电流经：D5→T3→Vgrid→D5；
模态H10：开关管T3，T5导通，其余截止，电流经：D3→T5→Vgrid→D3；
上述各模态中，DC+代表DC/DC变换器的正输出端，PV+代表直流电源的正输出端，PV-代表直流电源的负输出端，Vgrid代表电网。
该种结构的逆变器具有以下两种控制策略：
当直流电源输出电压V2高于逆变器最低工作电压Vm，控制逆变器，使其工作时通过DC/DC变换器工作获得电压V1满足V1＜Vm；
当直流电源输出电压V2高于逆变器最低工作电压Vm，控制逆变器，使其工作时通过DC/DC变换器工作获得电压V1满足V2＞V1＞Vm。
将所述的功率开关管T1、T3、T4、T5、T6、T7以及六个二极管D1、D2、D3、D4、D5、D6、D7称为第一功率开关管单元，所述逆变器还包括结构与第一功率开关管单元完全相同的第二、三功率开关管单元；
以第一功率开关管单元说明，其中功率开关管T1的集电极作为第二电平端、功率开关管T7的集电极作为第一电平端、H桥电路的第二输入端作为第零电平端、H桥电路的第一输出端与第二输出端分别作为交流输出端；
其中，每个功率开关管单元的第二电平端均连接到直流电源的正输出端，第零电平端均连接到直流电源的负输出端，第一电平端均连接到DC/DC变换器的正输出端。
本发明实施例采用以下技术方案解决上述技术问题之四的：一种逆变器，包括电容C1、C2、两个串连的功率开关管T2、T7、二极管D1、H桥电路，DC/DC变换器，所述H桥电路包括4个功率开关管T3、T4、T5、T6，功率开关管T3、T5的集电极相连作为H桥电路的第一输入端，连接到直流电源的正输出端，功率开关管T4、T6的发射极相连作为H桥电路的第二输入端，功率开关管T3的发射极与功率开关管T4的集电极连接，该连接点作为H桥电路的第一输出端，功率开关管T5的发射极与功率开关管T6的集电极连接，该连接点作为H桥电路的第二输出端，H桥电路的两个输出端分别连接到电网，功率开关管T2、T3、T4、T5、T6、T7上分别反并联一个二极管D2、D3、D4、D5、D6、D7，所述DC/DC变换器的输入端和接地端连接直流电源的正输出端，直流电源的正负输出端之间连接所述电容C2，DC/DC变换器的负输出端与直流电源的正输出端之间连接所述电容C1，功率开关管T7的发射极连接到DC/DC变换器的负输出端，功率开关管T2的发射极连接到直流电源的负输出端，功率开关管T7的集电极与二极管D1的阴极连接，二极管D1的阳极与功率开关管T2的集电极连接，该连接点连接到H桥电路的第二输入端。
该实施例进一步具体为：
所述的逆变器工作在以下的模态：
模态H1：开关管T2，T3，T6导通，其余截止，电流经：PV+→T3→Vgrid→T6→T2→PV-；
模态H2：开关管T2，T3，T6导通，其余截止，电流经：PV-→D2→D6→Vgrid→D3→PV+；
模态H3：开关管T2，T4，T5导通，其余截止，电流经：PV+→T5→Vgrid→T4→T2→PV-；
模态H4：开关管T2，T4，T5导通，其余截止，电流经：PV-→D2→D4→Vgrid→D5→PV+；
模态H5：开关管T3，T6，T7导通，其余截止，电流经：PV+→T3→Vgrid→T6→D1→T7→DC-；
模态H7：开关管T4，T5，T7导通，其余截止，电流经：PV+→T5→Vgrid→T4→D1→T7→DC-；
模态H9：开关管T4，T6导通，其余截止，电流经：T6→D4→Vgrid→T6；
模态H10：开关管T4，T6导通，其余截止，电流经：T4→D6→Vgrid→T4；
上述各模态中，DC-代表DC/DC变换器的负输出端，PV+代表直流电源的正输出端，PV-代表直流电源的负输出端，Vgrid代表电网。
该种结构的逆变器具有以下两种控制策略：
当直流电源输出电压V2高于逆变器最低工作电压Vm，控制逆变器，其工作时通过DC/DC变换器工作获得电压为V1，V1满足以下条件：V1＜Vm；
当直流电源输出电压V2高于逆变器最低工作电压Vm，控制逆变器，其工作时通过DC/DC变换器工作获得电压V1，V1满足以下条件：V2＞V1＞Vm。
将所述的六个功率开关管T2、T3、T4、T5、T6、T7以及七个二极管D1、D2、D3、D4、D5、D6、D7称为第一功率开关管单元，所述逆变器还包括结构与第一功率开关管单元完全相同的第二、三功率开关管单元；
以第一功率开关管单元说明，其中其中H桥电路的第一输入端作为第二电平端、功率开关管T7的发射极作为第一电平端、功率开关管T2的发射极作为第零电平端、H桥电路的第一输出端与第二输出端分别作为交流输出端；
其中，每个功率开关管单元的第二电平端均连接到直流电源的正输出端，第零电平端均连接到直流电源的负输出端，第一电平端均连接到DC/DC变换器的负输出端。
本发明实施例采用以下技术方案解决上述技术问题之五的：一种上述具有三个功率开关管单元的逆变器在三相系统中的应用电路，其中每个功率开关管单元的交流输出端分别连接到三相系统中的三个原边绕组的两端。
本发明实施例的优点在于：提供了四种新的单相五电平拓扑逆变器，得到高效率的逆变器，并采用特定的调制策略使共模电压近似为常数，以达到减小漏电流的目的；同时为考虑直流电压的宽范围，前级采用带有降压的单元构造出三个电平，利用换相电路可以构造出五电平逆变器，因直流侧的三个电平不是由两个电容分压获得，所以规避了多电平电容电压的中点平衡控制的问题。
附图说明
图1是现有常用的H4拓扑型结构逆变器的结构图。
图2是专利EP2053732A2公开的一种逆变器拓扑结构图。
图3是中国专利申请CN101814856A公开的一种逆变器拓扑结构图。
图4是本发明第一实施例主电路的构成方式，其中T1、T2、T7位于H桥电路的第一输入端。
图5a至图51为图4中主电路的12种工作模态图。
图6中(a)和(b)分别为第一实施例的其中一种调制策略的桥臂电压以及共模电压。
图7中(a)和(b)分别为第一实施例的另一种调制策略的桥臂电压以及共模电压。
图8是第一实施例中的DC/DC变换器采用的一种具体结构的主电路图。
图9是本发明第一实施例的功率开关管封装后示意图。
图10和图11是本发明第一实施例在三相系统中的两种应用电路结构。
图12是本发明第二实施例主电路的构成方式，其中T1、T2、T7位于H桥电路的第二输入端。
图13中(a)和(b)分别为第二实施例的其中一种调制策略的桥臂电压以及共模电压。
图14中(a)和(b)分别为第二实施例的另一种调制策略的桥臂电压以及共模电压。
图15是第二实施例的逆变器结构中DC/DC变换器采用的一种具体结构的主电路图。
图16是本发明第二实施例的功率开关管封装后示意图。
图17和图18是本发明第二实施例在三相系统中的两种应用电路结构。
图19是本发明第三实施例主电路的构成方式，也既是第一实施例的简化电路。
图20a至图20h为图19中主电路的8种工作模态图。
图21是本发明第四实施例主电路的构成方式，也既是第二实施例的简化电路。
上述图中主要符号名称：
DC/DC：DC/DC变换器             C1、C2：电容
T1、T2、T3、T4、T5、T6、T7：功率开关管
D1、D2、D3、D4、D5、D6、D7：二极管
L1、L2：电感                   Vgrid：电网
PV+：直流电源的正输出端        PV-：直流电源的负输出端
DC+：DC/DC变换器的正输出端     DC-：DC/DC变换器的负输出端
V2：直流电源两端的电压         V1：DC/DC变换器输出端的电压
Vab：桥臂输出电压，即H桥电路的第一输出端a和第二输出端b之间的电压
具体实施方式
第一实施例
请参阅图4，本发明实施例提供了一种逆变器，包括DC/DC变换器、电容C1、C2、三个串连的功率开关管T1、T2、T7，H桥电路。
所述DC/DC变换器的输入端和接地端分别连接在直流电源的两端。
直流电源的正负输出端之间连接所述电容C2，DC/DC变换器的正输出端与直流电源的负输出端之间连接所述电容C1。
功率开关管T1、T2、T7上分别反并联一个二极管D1、D2、D7，功率开关管T1的集电极连接到直流电源的正输出端，功率开关管T7的集电极连接到DC/DC变换器的正输出端，功率开关管T1的发射极与功率开关管T2的集电极连接，该连接点连接到H桥电路的第一输入端。
所述H桥电路包括4个功率开关管T3、T4、T5、T6，功率开关管T3、T5的集电极相连作为H桥电路的第一输入端，功率开关管T4、T6的发射极相连作为H桥电路的第二输入端，功率开关管T3的发射极与功率开关管T4的集电极连接，该连接点a作为H桥电路的第一输出端，功率开关管T5的发射极与功率开关管T6的集电极连接，该连接点b作为H桥电路的第二输出端。H桥电路的第二输入端连接到直流电源的负输出端。功率开关管T3、T4、T5、T6上分别反并联一个二极管D3、D4、D5、D6。
进一步地，该逆变器还包括连接在H桥电路的输出端与电网之间的滤波电路，具体的，该滤波电路为L型结构，包括两个电感L1、L2，所述电感L1一端连接至H桥电路的第一输出端，另一端连接至电网，所述电感L2一端连接至H桥电路的第二输出端，另一端连接至电网。
请参阅图5a至图51，本发明实施例逆变器的工作模态分析如下：
模态H1：开关管T2，T3，T6，T7导通，其余截止。电流经：DC+→T7→D2→T3→L1→Vgrid→L2→T6→PV-，桥臂输出电压Vab＝V1。
模态H2：开关管T2，T3，T6，T7导通，其余截止。电流经：PV-→D6→L2→Vgrid→L1→D3→T2→D7→DC+，桥臂输出电压Vab＝V1。
模态H3：开关管T2，T4，T5，T7导通，其余截止。电流经：DC+→T7→D2→T5→L2→Vgrid→L1→T4→PV-，桥臂输出电压Vab＝-V1。
模态H4：开关管T2，T4，T5，T7导通，其余截止。电流经：PV-→D4→L1→Vgrid→L2→D5→T2→D7→DC+，桥臂输出电压Vab＝-V1。
模态H5：开关管T1，T3，T6导通，其余截止。电流经：PV+→T1→T3→L1→Vgrid→L2→T6→PV-，桥臂输出电压Vab＝V2。
模态H6：开关管T1，T3，T6导通，其余截止。电流经：PV-→D6→L2→Vgrid→L1→D3→D1→PV+，桥臂输出电压Vab＝V2。
模态H7：开关管T1，T4，T5导通，其余截止。电流经：PV+→T1→T5→L2→Vgrid→L1→T4→PV-，桥臂输出电压Vab＝-V2。
模态H8：开关管T1，T4，T5导通，其余截止。电流经：PV-→D4→L1→Vgrid→L2→D5→D1→PV+，桥臂输出电压Vab＝-V2。
模态H9：开关管T3，T5导通，其余截止。电流经：D5→T3→L1→Vgrid→L2→D5，桥臂输出电压Vab＝0。
模态H10：开关管T3，T5导通，其余截止。电流经：D3→T5→L2→Vgrid→L1→D3，桥臂输出电压Vab＝0。
模态H11：开关管T4，T6导通，其余截止。电流经：T6→D4→L1→Vgrid→L2→T6，桥臂输出电压Vab＝0。
模态H12：开关管T4，T6导通，其余截止。电流经：T4→D6→L2→Vgrid→L1→T4，桥臂输出电压Vab＝0。
共模电压VCM＝(VaN+VbN)/2，依次计算上述模态的共模电压。考虑到开关管寄生电容的作用，可以近似认为共模电压如下计算所得。
模态H1，H2：VaN＝V1，VbN＝0，因此，VCM＝V1/2；
模态H3，H4：VaN＝0，VbN＝V1，因此，VCM＝V1/2；
模态H5，H6：VaN＝V2，VbN＝0，因此，VCM＝V2/2；
模态H7，H8：VaN＝0，VbN＝V2，因此，VCM＝V2/2；
模态H9，H10：VaN＝V1/2，VbN＝V1/2，因此，VCM＝V1/2；
模态H11，H12：VaN＝0，VbN＝V0，因此，VCM＝0。
各种工作模态下的共模电压如下表一所示：
表一各种工作模态的共模电压
  工作模态  桥臂输出电压Vab  共模电压VCM   电流流向
  H1，H2   V1   V1/2   H1-正向电流，H2-负向电流
  H3，H4   -V1   V1/2   H3-负向电流，H4-正向电流
  H5，H6   V2   V2/2   H5-正向电流，H6-负向电流
  H7，H8   -V2   V2/2   H7-负向电流，H8-正向电流
  H9，H10   0   V1/2   H9-正向电流，H10-负向电流
  H11，H12   0   0   H11-正向电流，H12-负向电流
由H9、H10工作模态组合以及H11、H12工作模态组合均可以得到Vab＝0电平，不同之处在于共模电压，而其他模态的共模电压为V1/2或V2/2。为了尽可能保证漏电流较小，取共模电压接近的一组，从而舍弃了H11，H12工作模态，由H9、H10工作模态组合Vab＝0电平。
需要说明的是，由于开关器件寄生电容的存在，寄生电容上的电压不能瞬时突变，因此，H9、H10模态对应的共模电压可以视为保持其上一模态(H1/H2/H3/H4)的共模电压V1/2。
从上述分析可知，该结构的逆变器，中间电平并不是由两个电容分压获得，因此V1不一定要等于V2/2，因此，规避了多电平控制的中点平衡控制的问题，实现容易。
采用以上模态的逆变器的工作过程分析如下：
假定满足逆变器最低工作电压为Vm(一般为电网电压的幅值或峰值)，PV(直流电源)输出电压V2高于逆变器最低工作电压Vm，采用以下所述的调制策略。
(1)通过Buck降压电路DC/DC变换器工作获得电压V1，使V1＜Vm，桥臂电压和共模电压如图6(a)、(b)所示。
此种调制策略适合PV电压比逆变器最低工作电压-略大，所以可以得到V1＜Vm，此时根据比较获得模态切换点t0、t1、t2、t3、t4、t5、t6的值。
(2)通过Buck降压电路DC/DC变换器工作获得电压V1，使V1＞Vm，桥臂电压和共模电压如图7(a)、(b)所示。
此种调制策略适合PV电压比逆变器最低工作电压大很多，此时，降压以后得到的V1是小于V2的，但V1与V2的值不能相差太多，否则共模电压变化较大，产生漏电流，V1与V2的值也不能太接近，从而使输出电流畸变达不到要求，最佳状态即是V2＞V1＞Vm。
如图8所示，是该实施例的DC/DC变换器采用的一种具体结构的主电路图。此时，DC/DC变换器包括功率开关管TB、二极管DB、电感LB。
图9是该种结构的逆变器的部分结构封装示意图，其中功率开关管T1的集电极作为封装器件的第二电平端、功率开关管T7的集电极作为封装器件的第一电平端、H桥电路的第二输入端作为封装器件的第零电平端、H桥电路的第一输出端与第二输出端分别作为封装器件的交流输出AC1和AC2端。
图10和图11是该实施例一在三相系统中的两种应用电路结构。两种应用电路方式基本相似，其区别在于，其中图10是应用在三相三线制的三相系统中的结构图，图11是应用在三相四线制的三相系统中的结构图。
该逆变器应用在三相系统中的连接结构为，三组如图9所示的封装器件并联在直流电源的正负输出端之间，其中，每个封装器件的第二电平端均连接到直流电源的正输出端，第零电平端均连接到直流电源的负输出端，第一电平端均连接到DC/DC变换器的正输出端，DC/DC变换器的输入端和接地端分别连接到直流电源的正负输出端，直流电源的正负输出端之间连接电容C2，DC/DC变换器的正输出端和直流电源的负输出端之间连接电容C1，每个封装器件的交流输出AC1和AC2端分别连接到三相系统中的三个原边绕组的两端。
第二实施例
图12是本发明第二实施例主电路，其与上述第一实施例具有相同的组成元件，其区别仅在于，其中功率开关管T1、T2、T7位于H桥电路的第二输入端，是上述第一实施例的对偶拓扑。其具体结构如下所述。
所述DC/DC变换器的输入端和接地端都连接在直流电源的正输出端。
直流电源的正负输出端之间连接所述电容C2，DC/DC变换器的负输出端与直流电源的正输出端之间连接所述电容C1。
功率开关管T1、T2、T7上分别反并联一个二极管D1、D2、D7，功率开关管T7的发射极连接到DC/DC变换器的负输出端，功率开关管T2的发射极连接到直流电源的负输出端，功率开关管T7的集电极与功率开关管T1的集电极连接，功率开关管T1的发射极与功率开关管T2的集电极连接，该连接点连接到H桥电路的第二输入端。
所述H桥电路包括4个功率开关管T3、T4、T5、T6，功率开关管T3、T5的集电极相连作为H桥电路的第一输入端，功率开关管T4、T6的发射极相连作为H桥电路的第二输入端，功率开关管T3的发射极与功率开关管T4的集电极连接，该连接点作为H桥电路的第一输出端，功率开关管T5的发射极与功率开关管T6的集电极连接，该连接点作为H桥电路的第二输出端。功率开关管T3、T4、T5、T6上分别反并联一个二极管D3、D4、D5、D6。
该逆变器还包括滤波电路，所述滤波电路包括两个电感L1、L2，所述电感L1一端连接至H桥电路的第一输出端，另一端连接至电网，所述电感L2一端连接至H桥电路的第二输出端，另一端连接至电网。
该种结构的逆变器的工作模态及调制策略原理与上述第一种结构的逆变器拓扑相同，在这里简单介绍。
该逆变器的工作模态分析如下：
模态H1：开关管T2，T3，T6导通，其余截止。电流经：PV+→T3→L1→Vgrid→L2→T6→T2→PV-，桥臂输出电压Vab＝V2。
模态H2：开关管T2，T3，T6导通，其余截止。电流经：PV-→D2→D6→L2→Vgrid→L1→D3→PV+，桥臂输出电压Vab＝V2。
模态H3：开关管T2，T4，T5导通，其余截止。电流经：PV+→T5→L2→Vgrid→L1→T4→T2→PV-，桥臂输出电压Vab＝-V2。
模态H4：开关管T2，T4，T5导通，其余截止。电流经：PV-→D2→D4→L1→Vgrid→L2→D5→PV+，桥臂输出电压Vab＝-V2。
模态H5：开关管T1，T3，T6，T7导通，其余截止。电流经：PV+→T3→L1→Vgrid→L2→T6→D1→T7→DC-，桥臂输出电压Vab＝V1。
模态H6：开关管T1，T3，T6，T7导通，其余截止。电流经：DC-→D7→T1→D6→L2→Vgrid→L1→D3→PV+，桥臂输出电压Vab＝V1。
模态H7：开关管T1，T4，T5，T7导通，其余截止。电流经：PV+→T5→L2→Vgrid→L1→T4→D1→T7→DC-，桥臂输出电压Vab＝-V1。
模态H8：开关管T1，T4，T5，T7导通，其余截止。电流经：DC-→D7→T1→D4→L1→Vgrid→L2→D5→PV+，桥臂输出电压Vab＝-V1。
模态H9：开关管T4，T6导通，其余截止。电流经：T6→D4→L1→Vgrid→L2→T6，桥臂输出电压Vab＝0。
模态H10：开关管T4，T6导通，其余截止。电流经：T4→D6→L2→Vgrid→L1→T4，桥臂输出电压Vab＝0。
模态H11：开关管T3，T5导通，其余截止。电流经：D5→T3→L1→Vgrid→L2→D5，桥臂输出电压Vab＝0。
模态H12：开关管T3，T5导通，其余截止。电流经：D3→T5→L2→Vgrid→L1→D3，桥臂输出电压Vab＝0。
共模电压VCM＝(VaN+VbN)/2，依次计算上述模态的共模电压。考虑到开关管寄生电容的作用，可以近似认为共模电压如下表二所示。
表二各种工作模态的共模电压
  工作模态  桥臂输出电压Vab  共模电压VCM   电流流向
  H1，H2   V2   V2/2   HI-正向电流，H2-负向电流
  H3，H4   -V2   V2/2   H3-负向电流，H4-正向电流
  H5，H6   V1   V2-V1/2   H5-正向电流，H6-负向电流
  H7，H8   -V1   V2-V1/2   H7-负向电流，H8-正向电流
  H9，H10   0   V2-V1/2   H9-正向电流，H10-负向电流
  H11，H12   0   V2   H11-正向电流，H12-负向电流
同上述第一种结构的分析，舍弃了H11，H12工作模态，由H9、H10工作模态组合Vab＝0电平。
从上述分析可知，该结构的逆变器，中间电平并不是由两个电容分压获得，因此V2不一定要等于两倍V1，因此，规避了多电平控制的中点平衡控制的问题，实现容易。
采用以上模态的逆变器的工作过程分析如下：
假定满足逆变器最低工作电压为Vm(一般为电网电压的幅值或峰值)，PV(直流电源)输出电压V2高于逆变器最低工作电压Vm，采用以下所述的调制策略。
(1)通过Buck降压电路DC/DC变换器工作获得电压V1，使V1＜Vm，桥臂电压和共模电压如图13(a)、(b)所示。
(2)通过Buck降压电路DC/DC变换器工作获得电压V1，使V2＞V1＞Vm，桥臂电压和共模电压如图14(a)、(b)所示。
图15是图12所示结构中的DC/DC变换器采用的一种具体结构的主电路图。图16是本发明实施例第二实施例的功率开关管封装后示意图。
该种结构的逆变器拓扑同样可以应用在三相三线制的和三相四线制的三相系统中，如图17和图18所示。此时，功率开关管T1、T2、T3、T4、T5、T6、T7作为一个封装器件，其中H桥电路的第一输入端作为封装器件的第二电平端、功率开关管T7的发射极作为封装器件的第一电平端、功率开关管T2的发射极作为封装器件的第零电平端、H桥电路的第一输出端与第二输出端分别作为封装器件的交流输出AC1和AC2端，三组所述的封装器件并联在直流电源的正负输出端之间，其中，每个封装器件的第二电平端均连接到直流电源的正输出端，第零电平端均连接到直流电源的负输出端，第一电平端均连接到DC/DC变换器的负输出端，DC/DC变换器的输入端和接地端分别连接到直流电源的正负输出端，直流电源的正负输出端之间连接电容C2，DC/DC变换器的负输出端和直流电源的正输出端之间连接电容C1，每个封装器件的交流输出AC1和AC2端分别连接到三相系统中的三个原边绕组的两端。
第三实施例
请参阅图19，该实施例与实施例一的区别在于少了一个功率开关管T2，其他部分的结构均相同。
请参阅图20a至图20h，该实施例逆变器的工作模态分析如下：
模态H1：开关管T3，T6，T7导通，其余截止。电流经：DC+→T7→D2→T3→L1→Vgrid→L2→T6→PV-，桥臂输出电压Vab＝V1。
模态H3：开关管T4，T5，T7导通，其余截止。电流经：DC+→T7→D2→T5→L2→Vgrid→L1→T4→PV-，桥臂输出电压Vab＝-V1。
模态H5：开关管T1，T3，T6导通，其余截止。电流经：PV+→T1→T3→L1→Vgrid→L2→T6→PV-，桥臂输出电压Vab＝V2。
模态H6：开关管T1，T3，T6导通，其余截止。电流经：PV-→D6→L2→Vgrid→L1→D3→D1→PV+，桥臂输出电压Vab＝V2。
模态H7：开关管T1，T4，T5导通，其余截止。电流经：PV+→T1→T5→L2→Vgrid→L1→T4→PV-，桥臂输出电压Vab＝-V2。
模态H8：开关管T1，T4，T5导通，其余截止。电流经：PV-→D4→L1→Vgrid→L2→D5→D1→PV+，桥臂输出电压Vab＝-V2。
模态H9：开关管T3，T5导通，其余截止。电流经：D5→T3→L1→Vgrid→L2→D5，桥臂输出电压Vab＝0。
模态H10：开关管T3，T5导通，其余截止。电流经：D3→T5→L2→Vgrid→L1→D3，桥臂输出电压Vab＝0。
模态H11：开关管T4，T6导通，其余截止。电流经：T6→D4→L1→Vgrid→L2→T6，桥臂输出电压Vab＝0。
模态H12：开关管T4，T6导通，其余截止。电流经：T4→D6→L2→Vgrid→L1→T4，桥臂输出电压Vab＝0。
图20a至图20h中示出了前8个模态：模态H1、模态H3、模态H5、模态H6、模态H7、模态H8、模态H9、模态H10。
共模电压VCM＝(VaN+VbN)/2，依次计算上述模态的共模电压。考虑到开关管寄生电容的作用，可以近似认为共模电压如下计算所得。
模态H1：VaN＝V1，VbN＝0，因此，VCM＝V1/2；
模态H3：VaN＝0，VbN＝V1，因此，VCM＝V1/2；
模态H5，H6：VaN＝V2，VbN＝0，因此，VCM＝V2/2；
模态H7，H8：VaN＝0，VbN＝V2，因此，VCM＝V2/2；
模态H9，H10：VaN＝V1/2，VbN＝V1/2，因此，VCM＝V1/2；
模态H11，H12：VaN＝0，VbN＝V0，因此，VCM＝0。
也即比上述第二实施例少了两个模态：H2、H4。
各种工作模态下的共模电压如下表三所示：
表三各种工作模态的共模电压
  工作模态  桥臂输出电压Vab  共模电压VCM   电流流向
  H1   V1   V1/2   H1-正向电流，H2-负向电流
  H3   -V1   V1/2   H3-负向电流，H4-正向电流
  H5，H6   V2   V2/2   H5-正向电流，H6-负向电流
  H7，H8   -V2   V2/2   H7-负向电流，H8-正向电流
  H9，H10   0   V1/2   H9-正向电流，H10-负向电流
  H11，H12   0   0   H11-正向电流，H12-负向电流
与实施例一相同的原理，舍弃了H11，H12工作模态，由H9、H10工作模态组合Vab＝0电平。
从上述分析可知，该结构的逆变器，中间电平并不是由两个电容分压获得，因此V1不一定要等于V2/2，因此，规避了多电平控制的中点平衡控制的问题，实现容易。
采用以上模态的逆变器的工作过程分析如下：
假定满足逆变器最低工作电压为Vm(一般为电网电压的幅值或峰值)，PV(直流电源)输出电压V2高于逆变器最低工作电压Vm，采用以下所述的调制策略。
(1)通过Buck降压电路DC/DC变换器工作获得电压V1，使V1＜Vm，桥臂电压和共模电压如图6(a)、(b)所示。
此种调制策略适合PV电压比逆变器最低工作电压-略大，所以可以得到V1＜Vm，此时根据比较获得模态切换点t0、t1、t2、t3、t4、t5、t6的值。
(2)通过Buck降压电路DC/DC变换器工作获得电压V1，使V1＞Vm，桥臂电压和共模电压如图7(a)、(b)所示。
此种调制策略适合PV电压比逆变器最低工作电压大很多，此时，降压以后得到的V1是小于V2的，但V1与V2的值不能相差太多，否则共模电压变化较大，产生漏电流，V1与V2的值也不能太接近，从而使输出电流畸变达不到要求，最佳状态即是V2＞V1＞Vm。
该种结构的逆变器同样可以进行部分结构的封装，其中功率开关管T1的集电极作为封装器件的第二电平端、功率开关管T7的集电极作为封装器件的第一电平端、H桥电路的第二输入端作为封装器件的第零电平端、H桥电路的第一输出端与第二输出端分别作为封装器件的交流输出AC1和AC2端。
该种结构的逆变器同样可以应用在三相三线制或者三相四线制的三相系统中。应用时，三组上述封装器件并联在直流电源的正负输出端之间，其中，每个封装器件的第二电平端均连接到直流电源的正输出端，第零电平端均连接到直流电源的负输出端，第一电平端均连接到DC/DC变换器的正输出端，DC/DC变换器的输入端和接地端分别连接到直流电源的正负输出端，直流电源的正负输出端之间连接电容C2，DC/DC变换器的正输出端和直流电源的负输出端之间连接电容C1，每个封装器件的交流输出AC1和AC2端分别连接到三相系统中的三个原边绕组的两端。
第四实施例
请参阅图21，图21是本发明第四实施例主电路，也即是上述第二实施例的简化电路，其与上述第二实施例的区别仅在于，少了一个功率开关管T1，其他结构完全相同。
该逆变器的工作模态分析如下：
模态H1：开关管T2，T3，T6导通，其余截止。电流经：PV+→T3→L1→Vgrid→L2→T6→T2→PV-，桥臂输出电压Vab＝V2。
模态H2：开关管T2，T3，T6导通，其余截止。电流经：PV-→D2→D6→L2→Vgrid→L1→D3→PV+，桥臂输出电压Vab＝V2。
模态H3：开关管T2，T4，T5导通，其余截止。电流经：PV+→T5→L2→Vgrid→L1→T4→T2→PV-，桥臂输出电压Vab＝-V2。
模态H4：开关管T2，T4，T5导通，其余截止。电流经：PV-→D2→D4→L1→Vgrid→L2→D5→PV+，桥臂输出电压Vab＝-V2。
模态H5：开关管T3，T6，T7导通，其余截止。电流经：PV+→T3→L1→Vgrid→L2→T6→D1→T7→DC-，桥臂输出电压Vab＝V1。
模态H7：开关管T4，T5，T7导通，其余截止。电流经：PV+→T5→L2→Vgrid→L1→T4→D1→T7→DC-，桥臂输出电压Vab＝-V1。
模态H9：开关管T4，T6导通，其余截止。电流经：T6→D4→L1→Vgrid→L2→T6，桥臂输出电压Vab＝0。
模态H10：开关管T4，T6导通，其余截止。电流经：T4→D6→L2→Vgrid→L1→T4，桥臂输出电压Vab＝0。
模态H11：开关管T3，T5导通，其余截止。电流经：D5→T3→L1→Vgrid→L2→D5，桥臂输出电压Vab＝0。
模态H12：开关管T3，T5导通，其余截止。电流经：D3→T5→L2→Vgrid→L1→D3，桥臂输出电压Vab＝0。
也即比上述第二实施例少了两个模态：H6、H8。
共模电压VCM＝(VaN+VbN)/2，依次计算上述模态的共模电压。考虑到开关管寄生电容的作用，可以近似认为共模电压如下表四所示。
表四各种工作模态的共模电压
  工作模态  桥臂输出电压Vab  共模电压VCM   电流流向
  H1，H2   V2   V2/2   H1-正向电流，H2-负向电流
  H3，H4   -V2   V2/2   H3-负向电流，H4-正向电流
  H5   V1   V2-V1/2   H5-正向电流，H6-负向电流
  H7   -V1   V2-V1/2   H7-负向电流，H8-正向电流
  H9，H10   0   V2-V1/2   H9-正向电流，H10-负向电流
  H11，H12   0   V2   H11-正向电流，H12-负向电流
同上述分析，舍弃了H11，H12工作模态，由H9、H10工作模态组合Vab＝0电平。
从上述分析可知，该结构的逆变器，中间电平并不是由两个电容分压获得，因此V2不一定要等于两倍V1，因此，规避了多电平控制的中点平衡控制的问题，实现容易。
采用以上模态的逆变器的工作过程分析如下：
假定满足逆变器最低工作电压为Vm(一般为电网电压的幅值或峰值)，PV(直流电源)输出电压V2高于逆变器最低工作电压Vm，采用以下所述的调制策略。
(1)通过Buck降压电路DC/DC变换器工作获得电压V1，使V1＜Vm，桥臂电压和共模电压如图13(a)、(b)所示。
(2)通过Buck降压电路DC/DC变换器工作获得电压V1，使V2＞V1＞Vm，桥臂电压和共模电压如图14(a)、(b)所示。
该种结构的逆变器拓扑同样可以应用在三相三线制的和三相四线制的三相系统中，此时，功率开关管T2、T3、T4、T5、T6、T7作为一个封装器件，其中H桥电路的第一输入端作为封装器件的第二电平端、功率开关管T7的发射极作为封装器件的第一电平端、功率开关管T2的发射极作为封装器件的第零电平端、H桥电路的第一输出端与第二输出端分别作为封装器件的交流输出AC1和AC2端，三组所述的封装器件并联在直流电源的正负输出端之间，其中，每个封装器件的第二电平端均连接到直流电源的正输出端，第零电平端均连接到直流电源的负输出端，第一电平端均连接到DC/DC变换器的负输出端，DC/DC变换器的输入端和接地端分别连接到直流电源的正负输出端，直流电源的正负输出端之间连接电容C2，DC/DC变换器的负输出端和直流电源的正输出端之间连接电容C1，每个封装器件的交流输出AC1和AC2端分别连接到三相系统中的三个原边绕组的两端。
上述四个实施例中提到的功率开关管可以采用晶闸管、MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)、JFET(结型场效应管)、IGBT(绝缘栅双极型)等等开关管。
需要说明的是，上述四个实施例中的直流电源实际应用中可以为太阳能电池，还可以是其他直流电源。上述四个实施例中的滤波电路还可以为LC型或LCL型结构。
虽然以上描述了本发明实施例的具体实施方式，但是熟悉本技术领域的技术人员应当理解，我们所描述的具体的实施例只是说明性的，而不是用于对本发明实施例的范围的限定，熟悉本领域的技术人员在依照本发明实施例的精神所作的等效的修饰以及变化，都应当涵盖在本发明实施例的权利要求所保护的范围内。

Claims (21)

1.一种逆变器，其特征在于：包括电容C1、C2，三个串连的功率开关管T1、T2、T7，H桥电路，DC/DC变换器；功率开关管T1的集电极连接到直流电源的正输出端，功率开关管T1的发射极与功率开关管T2的集电极连接，该连接点连接到H桥电路的第一输入端，所述H桥电路包括4个功率开关管T3、T4、T5、T6，功率开关管T3、T5的集电极相连作为H桥电路的第一输入端，功率开关管T4、T6的发射极相连作为H桥电路的第二输入端，连接到直流电源的负输出端，功率开关管T3的发射极与功率开关管T4的集电极连接，该连接点作为H桥电路的第一输出端，功率开关管T5的发射极与功率开关管T6的集电极连接，该连接点作为H桥电路的第二输出端，H桥电路的两个输出端分别连接到电网，功率开关管T1、T2、T3、T4、T5、T6、T7上分别反并联一个二极管D1、D2、D3、D4、D5、D6、D7，所述DC/DC变换器的输入端和接地端分别连接在直流电源的两端，直流电源的正负输出端之间连接所述电容C2，DC/DC变换器的正输出端与直流电源的负输出端之间连接所述电容C1，功率开关管T2的发射极与功率开关管T7的发射极连接，功率开关管T7的集电极连接到DC/DC变换器的正输出端。
2.如权利要求1所述的逆变器，其特征在于：所述的逆变器工作在以下的模态：
模态H1:开关管T2，T3，T6，T7导通，其余截止，电流经:DC+→T7→D2→T3→Vgrid→T6→PV-；
模态H2:开关管T2，T3，T6，T7导通，其余截止，电流经:PV-→D6→Vgrid→D3→T2→D7→DC+；
模态H3:开关管T2，T4，T5，T7导通，其余截止，电流经:DC+→T7→D2→T5→Vgrid→T4→PV-；
模态H4:开关管T2，T4，T5，T7导通，其余截止，电流经:PV-→D4→Vgrid→D5→T2→D7→DC+；
模态H5:开关管T1，T3，T6导通，其余截止，电流经:PV+→T1→T3→Vgrid→T6→PV-；
模态H6:开关管T1，T3，T6导通，其余截止，电流经:PV-→D6→Vgrid→D3→D1→PV+；
模态H7:开关管T1，T4，T5导通，其余截止，电流经:PV+→T1→T5→Vgrid→T4→PV-；
模态H8:开关管T1，T4，T5导通，其余截止，电流经:PV-→D4→Vgrid→D5→D1→PV+；
模态H9:开关管T3，T5导通，其余截止，电流经:D5→T3→Vgrid→D5；
模态H10:开关管T3，T5导通，其余截止，电流经:D3→T5→Vgrid→D3；
上述各模态中，DC+代表DC/DC变换器的正输出端，PV+代表直流电源的正输出端，PV-代表直流电源的负输出端，Vgrid代表电网。
3.如权利要求2所述的逆变器，其特征在于：当直流电源输出电压V2高于逆变器最低工作电压Vm，控制逆变器，使其工作时通过DC/DC变换器工作获得电压V1满足V1<Vm。
4.如权利要求2所述的逆变器，其特征在于：当直流电源输出电压V2高于逆变器最低工作电压Vm，控制逆变器，使其工作时通过DC/DC变换器工作获得电压V1满足V2>V1>Vm。
5.如权利要求1至4任一项所述的逆变器，其特征在于：将所述的功率开关管T1、T2、T3、T4、T5、T6、T7以及六个二极管D1、D2、D3、D4、D5、D6、D7称为第一功率开关管单元，所述逆变器还包括结构与第一功率开关管单元完全相同的第二、三功率开关管单元；
以第一功率开关管单元说明，其中功率开关管T1的集电极作为第二电平端、功率开关管T7的集电极作为第一电平端、H桥电路的第二输入端作为第零电平端、H桥电路的第一输出端与第二输出端分别作为交流输出端；
其中，每个功率开关管单元的第二电平端均连接到直流电源的正输出端，第零电平端均连接到直流电源的负输出端，第一电平端均连接到DC/DC变换器的正输出端。
6.一种逆变器，其特征在于：包括电容C1、C2，三个串连的功率开关管T1、T2、T7，H桥电路，DC/DC变换器；所述H桥电路包括4个功率开关管T3、T4、T5、T6，功率开关管T3、T5的集电极相连作为H桥电路的第一输入端，连接到直流电源的正输出端，功率开关管T4、T6的发射极相连作为H桥电路的第二输入端，功率开关管T3的发射极与功率开关管T4的集电极连接，该连接点作为H桥电路的第一输出端，功率开关管T5的发射极与功率开关管T6的集电极连接，该连接点作为H桥电路的第二输出端，H桥电路的两个输出端分别连接到电网，功率开关管T1、T2、T3、T4、T5、T6、T7上分别反并联一个二极管D1、D2、D3、D4、D5、D6、D7，所述DC/DC变换器的输入端和接地端连接直流电源的正输出端，直流电源的正负输出端之间连接所述电容C2，DC/DC变换器的负输出端与直流电源的正输出端之间连接所述电容C1，功率开关管T7的发射极连接到DC/DC变换器的负输出端，功率开关管T2的发射极连接到直流电源的负输出端，功率开关管T7的集电极与功率开关管T1的集电极连接，功率开关管T1的发射极与功率开关管T2的集电极连接，该连接点连接到H桥电路的第二输入端。
7.如权利要求6所述的逆变器，其特征在于：所述的逆变器工作在以下的模态：
模态H1:开关管T2，T3，T6导通，其余截止，电流经:PV+→T3→Vgrid→T6→T2→PV-；
模态H2:开关管T2，T3，T6导通，其余截止，电流经:PV-→D2→D6→Vgrid→D3→PV+；
模态H3:开关管T2，T4，T5导通，其余截止，电流经:PV+→T5→Vgrid→T4→T2→PV-；
模态H4:开关管T2，T4，T5导通，其余截止，电流经:PV-→D2→D4→Vgrid→D5→PV+；
模态H5:开关管T1，T3，T6，T7导通，其余截止，电流经:PV+→T3→Vgrid→T6→D1→T7→DC-；
模态H6:开关管T1，T3，T6，T7导通，其余截止，电流经:DC-→D7→T1→D6→Vgrid→D3→PV+；
模态H7:开关管T1，T4，T5，T7导通，其余截止，电流经:PV+→T5→Vgrid→T4→D1→T7→DC-；
模态H8:开关管T1，T4，T5，T7导通，其余截止，电流经:DC-→D7→T1→D4→Vgrid→D5→PV+；
模态H9:开关管T4，T6导通，其余截止，电流经:T6→D4→Vgrid→T6；
模态H10:开关管T4，T6导通，其余截止，电流经:T4→D6→Vgrid→T4；
上述各模态中，DC-代表DC/DC变换器的负输出端，PV+代表直流电源的正输出端，PV-代表直流电源的负输出端，Vgrid代表电网。
8.如权利要求7所述的逆变器，其特征在于：当直流电源输出电压V2高于逆变器最低工作电压Vm，控制逆变器，其工作时通过DC/DC变换器工作获得电压为V1，V1满足以下条件：V1<Vm。
9.如权利要求7所述的逆变器，其特征在于：当直流电源输出电压V2高于逆变器最低工作电压Vm，控制逆变器，其工作时通过DC/DC变换器工作获得电压V1，V1满足以下条件：V2>V1>Vm。
10.如权利要求6至9任一项所述的逆变器，其特征在于：将所述的七个功率开关管T1、T2、T3、T4、T5、T6、T7以及七个二极管D1、D2、D3、D4、D5、D6、D7称为第一功率开关管单元，所述逆变器还包括结构与第一功率开关管单元完全相同的第二、三功率开关管单元；
以第一功率开关管单元说明，其中H桥电路的第一输入端作为第二电平端、功率开关管T7的发射极作为第一电平端、功率开关管T2的发射极作为第零电平端、H桥电路的第一输出端与第二输出端分别作为交流输出端；
其中，每个功率开关管单元的第二电平端均连接到直流电源的正输出端，第零电平端均连接到直流电源的负输出端，第一电平端均连接到DC/DC变换器的负输出端。
11.一种逆变器，其特征在于：包括电容C1、C2，两个串连的功率开关管T1、T7，二极管D2、H桥电路，DC/DC变换器；功率开关管T1的集电极连接到直流电源的正输出端，功率开关管T1的发射极与二极管D2的阴极连接，该连接点连接到H桥电路的第一输入端，所述H桥电路包括4个功率开关管T3、T4、T5、T6，功率开关管T3、T5的集电极相连作为H桥电路的第一输入端，功率开关管T4、T6的发射极相连作为H桥电路的第二输入端，连接到直流电源的负输出端，功率开关管T3的发射极与功率开关管T4的集电极连接，该连接点作为H桥电路的第一输出端，功率开关管T5的发射极与功率开关管T6的集电极连接，该连接点作为H桥电路的第二输出端，H桥电路的两个输出端分别连接到电网，功率开关管T1、T3、T4、T5、T6、T7上分别反并联一个二极管D1、D3、D4、D5、D6、D7，所述DC/DC变换器的输入端和接地端分别连接在直流电源的两端，直流电源的正负输出端之间连接所述电容C2，DC/DC变换器的正输出端与直流电源的负输出端之间连接所述电容C1，二极管D2的阳极与功率开关管T7的发射极连接，功率开关管T7的集电极连接到DC/DC变换器的正输出端。
12.如权利要求11所述的逆变器，其特征在于：所述的逆变器工作在以下的模态：
模态H1:开关管T3，T6，T7导通，其余截止，电流经:DC+→T7→D2→T3→Vgrid→T6→PV-；
模态H3:开关管T4，T5，T7导通，其余截止，电流经:DC+→T7→D2→T5→Vgrid→T4→PV-；
模态H5:开关管T1，T3，T6导通，其余截止，电流经:PV+→T1→T3→Vgrid→T6→PV-；
模态H6:开关管T1，T3，T6导通，其余截止，电流经:PV-→D6→Vgrid→D3→D1→PV+；
模态H7:开关管T1，T4，T5导通，其余截止，电流经:PV+→T1→T5→Vgrid→T4→PV-；
模态H8:开关管T1，T4，T5导通，其余截止，电流经:PV-→D4→Vgrid→D5→D1→PV+；
模态H9:开关管T3，T5导通，其余截止，电流经:D5→T3→Vgrid→D5；
模态H10:开关管T3，T5导通，其余截止，电流经:D3→T5→Vgrid→D3；
上述各模态中，DC+代表DC/DC变换器的正输出端，PV+代表直流电源的正输出端，PV-代表直流电源的负输出端，Vgrid代表电网。
13.如权利要求12所述的逆变器，其特征在于：当直流电源输出电压V2高于逆变器最低工作电压Vm，控制逆变器，使其工作时通过DC/DC变换器工作获得电压V1满足V1<Vm。
14.如权利要求12所述的逆变器，其特征在于：当直流电源输出电压V2高于逆变器最低工作电压Vm，控制逆变器，使其工作时通过DC/DC变换器工作获得电压V1满足V2>V1>Vm。
15.如权利要求11至14任一项所述的逆变器，其特征在于：将所述的功率开关管T1、T3、T4、T5、T6、T7以及七个二极管D1、D2、D3、D4、D5、D6、D7称为第一功率开关管单元，所述逆变器还包括结构与第一功率开关管单元完全相同的第二、三功率开关管单元；
以第一功率开关管单元说明，其中功率开关管T1的集电极作为第二电平端、功率开关管T7的集电极作为第一电平端、H桥电路的第二输入端作为第零电平端、H桥电路的第一输出端与第二输出端分别作为交流输出端；
其中，每个功率开关管单元的第二电平端均连接到直流电源的正输出端，第零电平端均连接到直流电源的负输出端，第一电平端均连接到DC/DC变换器的正输出端。
16.一种逆变器，其特征在于：包括电容C1、C2，两个串连的功率开关管T2、T7，二极管D1，H桥电路，DC/DC变换器；所述H桥电路包括4个功率开关管T3、T4、T5、T6，功率开关管T3、T5的集电极相连作为H桥电路的第一输入端，连接到直流电源的正输出端，功率开关管T4、T6的发射极相连作为H桥电路的第二输入端，功率开关管T3的发射极与功率开关管T4的集电极连接，该连接点作为H桥电路的第一输出端，功率开关管T5的发射极与功率开关管T6的集电极连接，该连接点作为H桥电路的第二输出端，H桥电路的两个输出端分别连接到电网，功率开关管T2、T3、T4、T5、T6、T7上分别反并联一个二极管D2、D3、D4、D5、D6、D7，所述DC/DC变换器的输入端和接地端连接直流电源的正输出端，直流电源的正负输出端之间连接所述电容C2，DC/DC变换器的负输出端与直流电源的正输出端之间连接所述电容C1，功率开关管T7的发射极连接到DC/DC变换器的负输出端，功率开关管T2的发射极连接到直流电源的负输出端，功率开关管T7的集电极与二极管D1的阴极连接，二极管D1的阳极与功率开关管T2的集电极连接，该连接点连接到H桥电路的第二输入端。
17.如权利要求16所述的逆变器，其特征在于：所述的逆变器工作在以下的模态：
模态H1:开关管T2，T3，T6导通，其余截止，电流经:PV+→T3→Vgrid→T6→T2→PV-；
模态H2:开关管T2，T3，T6导通，其余截止，电流经:PV-→D2→D6→Vgrid→D3→PV+；
模态H3:开关管T2，T4，T5导通，其余截止，电流经:PV+→T5→Vgrid→T4→T2→PV-；
模态H4:开关管T2，T4，T5导通，其余截止，电流经:PV-→D2→D4→Vgrid→D5→PV+；
模态H5:开关管T3，T6，T7导通，其余截止，电流经:PV+→T3→Vgrid→T6→D1→T7→DC-；
模态H7:开关管T4，T5，T7导通，其余截止，电流经:PV+→T5→Vgrid→T4→D1→T7→DC-；
模态H9:开关管T4，T6导通，其余截止，电流经:T6→D4→Vgrid→T6；
模态H10:开关管T4，T6导通，其余截止，电流经:T4→D6→Vgrid→T4；
上述各模态中，DC-代表DC/DC变换器的负输出端，PV+代表直流电源的正输出端，PV-代表直流电源的负输出端，Vgrid代表电网。
18.如权利要求17所述的逆变器，其特征在于：当直流电源输出电压V2高于逆变器最低工作电压Vm，控制逆变器，其工作时通过DC/DC变换器工作获得电压为V1，V1满足以下条件：V1<Vm。
19.如权利要求17所述的逆变器，其特征在于：当直流电源输出电压V2高于逆变器最低工作电压Vm，控制逆变器，其工作时通过DC/DC变换器工作获得电压V1，V1满足以下条件：V2>V1>Vm。
20.如权利要求16至19任一项所述的逆变器，其特征在于：将所述的六个功率开关管T2、T3、T4、T5、T6、T7以及七个二极管D1、D2、D3、D4、D5、D6、D7称为第一功率开关管单元，所述逆变器还包括结构与第一功率开关管单元完全相同的第二、三功率开关管单元；
以第一功率开关管单元说明，其中其中H桥电路的第一输入端作为第二电平端、功率开关管T7的发射极作为第一电平端、功率开关管T2的发射极作为第零电平端、H桥电路的第一输出端与第二输出端分别作为交流输出端；
其中，每个功率开关管单元的第二电平端均连接到直流电源的正输出端，第零电平端均连接到直流电源的负输出端，第一电平端均连接到DC/DC变换器的负输出端。
21.一种如权利要求5、10、15或20任一项所述的逆变器在三相系统中的应用电路，其特征在于：每个功率开关管单元的交流输出端分别连接到三相系统中的三个原边绕组的两端。
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