CN102611656A

CN102611656A - 增强的适合lte系统上行的信道估计方法及装置

Info

Publication number: CN102611656A
Application number: CN2012100766844A
Authority: CN
Inventors: 徐宁; 管鲍; 李琳; 吴游东
Original assignee: Wuhan Research Institute of Posts and Telecommunications Co Ltd
Current assignee: Wuhan Research Institute of Posts and Telecommunications Co Ltd
Priority date: 2012-03-21
Filing date: 2012-03-21
Publication date: 2012-07-25

Abstract

一种增强的适合LTE系统上行的信道估计方法及装置，包括提取上行导频子载波上的信息，计算上行导频子载波处的频域信道系数；根据频域信道系数的子载波的长度，得到对应的虚拟子载波数；在频域按照得虚拟子载波数扩展信道系数，并加窗处理后变换到时域；第一次滤波，滤掉最大有效径之外的噪音；在时域加窗，通过对过滤的噪声估计获得阈值；进行第二次滤波，包括根据阈值滤掉有效径内的噪声，得到第二次滤波后的时域信道系数；将第二次滤波后的时域信道系数变换到频域，解窗得到信道的频域估计值。由于噪声估计和信道的有效径数对信道估计影响较大，采用上述增强的信道估计方法可以精确的估计噪声和信道的有效径，提高了信道估计的准确性。

Description

增强的适合LTE系统上行的信道估计方法及装置

技术领域

本发明涉及到无线通信系统，更具体地，涉及针对LTE系统上行增强的信道估计方法及装置。

背景技术

LTE(Long Term Evolution，长期演进)项目是3G的演进，始于2004年3GPP的多伦多会议。LTE并非人们普遍误解的4G技术，而是3G与4G技术之间的一个过渡，是3.9G的全球标准，它改进并增强了3G的空中接入技术，采用OFDM和MIMO作为其无线网络演进的唯一标准。在20MHz频谱带宽下能够提供下行326Mbit/s与上行86Mbit/s的峰值速率。改善了小区边缘用户的性能，提高小区容量和降低系统延迟。

随着第三代移动通信系统在全球范围内，LTE已经逐渐成为移动通信业界关注的焦点。信道估计是无线通信中重要的一个环节，只有对无线信道进行准确的信道估计，接收机才能较准确的完成接收。传统的DFT(离散傅立叶变换)信道估计方法可分为如下几个步骤：

首先，接收上行导频子载波上的信道信息，获取上行导频子载波位置的频域响应；

其次，经过反离散傅里叶变换将上述的导频子载波处的频域响应变换到时域；

然后根据信道最大的有效径长度L_tap，在时域滤波，有效径长度以外的系数全部置零；

最后将上述的时域信道系数经过离散傅里叶变换到频域，得到信道估计值。

在实际的传输系统中常常为了避免在接收端由于频谱混叠为引入虚拟子载波。但是虚拟子载波会再进过离散傅里叶变换过程中给DFT信道估计引入能量泄露的问题。此外，在时频滤波过程中由于信道有效径长度的选取，直接影响滤噪的效果，导致信道估计性能降低。当信道有效径长度过大，造成噪声消除的不彻底；当信道有效径长度过小，有一部分信道系数被认为是噪声滤掉，造成信道能量降低，信息丢失。并且，在时域滤噪过程中，认为集中在时域系数靠前的样点为信道有效径，有效径内的噪声是没有滤掉的，类似于在频域加矩形窗。在变换到时域时，由于截断导致处于有效径边缘的信道系数散布到整个频带上，对噪声估计产生一定的影响。当信噪比较低时，这个影响可以忽略；当信噪比较高时，一部分不可忽略的信道能量散布在噪声区域，所计算出的噪声有一定的偏差。

发明内容

为了解决现有技术中信道估计不精确的问题，本发明提出了一种增强的适合LTE系统的信道估计方法，能有效提高噪声估计精度和信道估计的准确性，减小接收机的误码率。

本发明的技术方案为一种增强的适合LTE系统上行的信道估计方法，包括步骤：

步骤1，提取上行导频子载波上的信息，计算上行导频子载波处的频域信道系数；

步骤2，根据步骤1所得频域信道系数的子载波的长度，得到对应的虚拟子载波数；

步骤3，在频域按照步骤2所得虚拟子载波数扩展信道系数，并将扩展后所得虚拟信道系数加窗处理，然后做反离散傅里叶变换到时域；

步骤4，进行第一次滤波，滤掉有效径之外的噪音，得到第一次滤波后的时域信道系数；

步骤5，在时域加窗，通过对步骤4过滤的噪声估计获得阈值；

步骤6，进行第二次滤波，包括根据步骤5所得阈值，对步骤4所得第一次滤波后的时域信道系数滤掉有效径内的噪声，得到第二次滤波后的时域信道系数；

步骤7，将步骤6所得第二次滤波后的时域信道系数变换到频域，解窗得到信道的频域估计值。

而且，步骤3中，根据虚拟子载波数V_sc在信道系数两端添加虚拟子载波，包括将频域CFR左边的V_sc/2个系数添加到后端，将频域CFR右边的V_sc/2个系数添加到前端；并对两端添加的虚拟子载波处加窗抑制能量泄露，扩展后所得虚拟信道系数加窗后的长度满足2、3、5的指数次方。

而且，步骤5在时域加窗时，采用海明窗或汉宁窗或布莱克曼窗。

而且，步骤4中，根据最大的能量

找出信道抽头系数的位置作为信道的时偏点数I，加窗的位置在时偏点数I上做偏移，时域噪声部分为((M_sc-V_sc)/2+I，(M_sc-V_sc)/2-I)，其中M_sc为分配给用户的子载波数，V_sc为虚拟子载波数，

是第一次滤波前的时域信道系数，是频域信道系数

的反傅里叶变换。

而且，所述阈值按下式选取：

λ = k \cdot {\hat{σ}}_{n}^{2}

其中，λ表示阈值，并且λ≥0，k值范围为(1.5，2.5)，

表示噪声的标准差。

本发明还相应提供了一种增强的适合LTE系统的信道估计装置，包括频域信道系数获取模块、虚拟子载波数获取模块、扩展加窗模块、第一滤波模块、噪声估计模块、第二滤波模块和变换解窗模块；

频域信道系数获取模块，用于提取上行导频子载波上的信息，计算上行导频子载波处的频域信道系数并输入虚拟子载波数获取模块；

虚拟子载波数获取模块，用于根据频域信道系数的子载波的长度，得到对应的虚拟子载波数并输入扩展加窗模块；

扩展加窗模块，用于在频域按照虚拟子载波数扩展信道系数，并将扩展后所得虚拟信道系数加窗处理，然后做反离散傅里叶变换到时域并输入到第一滤波模块；

第一滤波模块，进行第一次滤波，滤掉有效径之外的噪音，得到第一次滤波后的时域信道系数并输入第二滤波模块，过滤的噪声输入噪声估计模块；

噪声估计模块，用于在时域加窗，通过对第一滤波模块过滤的噪声估计获得阈值并输入第二滤波模块；

第二滤波模块，用于进行第二次滤波，包括根据噪声估计模块所得阈值，对第一次滤波后的时域信道系数滤掉有效径内的噪声，得到第二次滤波后的时域信道系数并输入变换解窗模块；

变换解窗模块，用于将第二次滤波后的时域信道系数变换到频域，解窗得到信道的频域估计值。

由以上本发明提供的技术方案可见，在接收端接收到上行参考信号之后，根据获得频域带噪的信道系数，继而计算虚拟子载波数，通过边缘值重复的方法对频域带噪信道系数进行扩展，得到扩展之后的信道系数，然后通过加窗抑制能量泄露，经过IDFT得到时域的信道系数。通过噪声估计获取阈值用于滤噪，通过第一和第二步的滤噪，然后通过离散傅里叶变换DFT变换到频域信道系数，最后解窗得到频域的信道估计值。应用本发明技术方案估计信道系数，可以有效的消除在无线传输中的噪声干扰，尤其是提高了在高SNR下对噪声估计精确性；并且通过两步滤噪提高了信道估计的准确性。同时，由于本发明技术方案中获得虚拟信道系的方法非常简单，因此可提高硬件处理效率，适合应用于LTE系统中。

附图说明

图1为本发明实施例的流程图；

图2为本发明实施例中扩展后的信道系数频谱图；

图3为本发明实施例的结构图。

具体实施方式

在如下本发明的多个实施例中，一个实施例提供了一种增强的适合LTE系统上行的信道估计方法，一个实施例提供了一种增强的适合LTE系统上行的信道估计装置。本方法实施例对信道系数估计时主要涉及频谱的扩展、加窗解窗、第一步滤噪和第二步滤噪。

为了是本技术领域的人员更好地理解本发明实施例中的技术方案，并使本发明实施例的上述目的、特征和优点能够更加明显和易懂，下面结合附图对本发明实施例中技术方案作进一步更加详细的说明。

参见图1，实施例配置为上行20MHz的系统带宽，分配给单用户的资源为10RB(即10个资源块)，详细的信道估计步骤如下：

步骤1，提取上行导频子载波上的信息，计算上行导频子载波处的频域信道系数，可记为

实施例在接收到上行数据根据解映射得到导频信号，作为上行参考信号；并上行参考信号与本地产生的本地参考信号做共轭相乘操作，得到带噪的频域信道系数，定义为其中k＝0.1.2..M_sc-1(M_sc为分配给用户的子载波数)，在本实施例中，M_sc＝10×12＝120。根据3GPP 36.211协议，上行参考信号是一组ZC序列(自相关强的序列)，因此通过接收到的参考信号与本地产生的参考信号共轭相乘就能获得带噪的频域信道系数。

步骤2，根据步骤1所得频域信道系数的子载波的长度，得到对应的虚拟子载波数，记为V_sc。

按照LTE协议规定的上行资源分配RB大小需要满足一定的要求，即本次分配RB的大小

α、β和γ均为非负的整数。对应20MHz的系统带宽下，满足所述条件的RB分配集合只有34个元素，即只能有34种上行RB资源分配。为此在补上虚拟子载波后的频域子载波数目要满足下一个RB大小的子载波长度。假设所需的虚拟子载波数为V_sc，根据所述方法有

为每个RB上的子载波个数，

为本次分配RB的大小，

为下一个分配RB的大小。可以预先建立一个本RB数下的子载波和下一个RB数下的子载波关联的表，通过查表能够获得虚拟子载波数V_sc。本实施例中扩展之后的频谱长度为12×12＝144，虚拟子载波数为144-120＝24。

步骤3，在频域按照步骤2所得虚拟子载波数扩展信道系数，并将扩展后所得虚拟信道系数加窗处理，然后做反离散傅里叶变换到时域。

在所述方法中计算出虚拟子载波数之后，需要得到该部分的信道系数，本实施例中采用边缘值复制的方法，参见图2。图中CFR表示原信道系数，将频域带噪的信道系数前后两端分别复制长度为V_sc/2，前端的复制信道系数添加到原信道系数的尾部，后端的复制信道系数添加到原信道系数的前端，并在所添加虚拟子载波处加窗，可选取对旁瓣抑制较好的窗函数，如图2中箭头所示两端所采用的余弦窗。

在扩展虚拟信道系数之后做反离散傅里叶变换到时域。本实施例中IDFT长度为144。

步骤4，进行第一次滤波，滤掉有效径之外的噪音，得到第一次滤波后的时域信道系数。本发明进一步提出信道的有效径长度为频域子载波长度的一半M/2，即选取最大有效径是总的采样点的一半。从最大的能量

找出信道抽头系数的位置作为信道的时偏点数I，加窗的位置在I上做偏移，时域噪声部分为

((M_sc-V_sc)/2+I，(M_sc-V_sc)/2-I)。

表示第一次滤波前的时域信道系数，

的反傅里叶变换。

理想情况下，信道的峰值应该在时域采样点的第一个点的位置，其他采样点上全是噪声。但是实际信道中，信号的峰值可能会提前或者延迟。因此确定有效径的长度直接影响着信道估计的准确性。实施例计算峰值位置得到时偏点数I：

I = index (\max (abs ({\hat{h}}_{LS, n})))

其中，F^-1(·)表示反离散傅里叶变换。其中，abs(.)表示求模、max(.)表示求最大值、index(.)表示求最大值的索引。

取信道的有效径长度为频域子载波长度的一半M/2，其中n为时域采样点数。将非有效径置为零滤掉噪声。具体的第一步滤波过程用公式表示为

{\hat{h}}_{n}^{'} = \{\begin{matrix} {\hat{h}}_{LS, n} & 0 \leq n < \frac{M - Q}{2} + I \\ 0 & \frac{M - Q}{2} + I \leq n < \frac{M + Q}{2} + I \\ {\hat{h}}_{LS, n} & \frac{M + Q}{2} + I \leq n < M \end{matrix}

其中，Q为噪声部分。

表示第一次滤波后的时域信道系数。

步骤5，在时域加窗，通过对步骤4过滤的噪声估计获得阈值。

通过第一步滤噪能够估计出噪声功率大小，实施例通过加窗对其噪声进行精确估计，此处的窗可以选取升余弦函数等旁瓣衰落大的窗函数。例如采用海明窗、汉宁窗、布莱克曼窗等旁瓣抑制效果好的窗函数，但不局限于这些窗函数。具体的通过公式描述如下

{\hat{σ}}_{n}^{2} = \frac{M}{Q} {\hat{σ}}_{E}^{2} = \frac{M}{Q} \frac{1}{M - 2 K} Σ_{k = K}^{M - K - 1} {| {\hat{h}}_{LS, n} - {\hat{h}}_{n}^{'} |}^{2}

这里的K表示频率边缘包含由于加窗衰减较大的子载波数目，取值K＝11。所述计算出的噪声在高信噪比下精确度更高。

表示噪声的标准差、

表示第一次滤波得到的噪声方差。

根据噪声估计出的噪声功率计算出阈值λ。

k值范围(1.5，2.5)

步骤6，进行第二次滤波，包括根据步骤5所得阈值，对步骤4所得第一次滤波后的时域信道系数滤掉有效径内的噪声，得到第二次滤波后的时域信道系数。本步骤同样取信道的有效径长度为频域子载波长度的一半M/2。

第二次滤波作用主要是滤掉信道有效径内的噪声，在第一次滤波的基础上进一步滤波得到精确的信道估计值。根据所述噪声估计模块获得的阈值，将低于该阈值的时域系数全部置零，有效径之内的能量高于所述阈值的采样点保留，将能量低于所述阈值的采样点置为零作为噪声滤掉，高于该阈值的系数就是有用的信道信息。

{\hat{h}}_{prop} = \{\begin{matrix} {\hat{h}}_{n}^{'} & if P_{h^{'}} [n] > λ \\ 0 & otherwise \end{matrix}

表示第二次滤波后的时域信道系数、P_h′[n]表示时域信道系数第n点的能量。

将所述滤噪之后的时域信道系数变换到频域后，解窗去掉虚拟子载波，直接取出对应位置的信道系数，得到信道的频域估计值。

与本发明增强的适合LTE系统上行的信道估计方法的实施例相对应，本发明还提供了增强的适合LTE系统上行的信道估计装置的实施例。

参见图3，为实施例二中增强的适合LTE系统上行的信道估计装置的框图，包括：

频域信道系数获取模块M1，用于提取上行导频子载波上的信息，计算上行导频子载波处的频域信道系数并输入虚拟子载波数获取模块M2；

虚拟子载波数获取模块M2，用于根据频域信道系数的子载波的长度，得到对应的虚拟子载波数并输入扩展加窗模块M3；

扩展加窗模块M3，用于在频域按照虚拟子载波数扩展信道系数，并将扩展后所得虚拟信道系数加窗处理，然后做反离散傅里叶变换到时域并输入到第一滤波模块M4；

第一滤波模块M4，进行第一次滤波，滤掉有效径之外的噪音，得到第一次滤波后的时域信道系数并输入第二滤波模块M6，过滤的噪声输入噪声估计模块M5；

噪声估计模块M5，用于在时域加窗，通过对第一滤波模块M4过滤的噪声估计获得阈值并输入第二滤波模块M6；

第二滤波模块M6，用于进行第二次滤波，包括根据噪声估计模块M5所得阈值，对第一次滤波后的时域信道系数滤掉有效径内的噪声，得到第二次滤波后的时域信道系数并输入变换解窗模块M7；

变换解窗模块M7，用于将第二次滤波后的时域信道系数变换到频域，解窗得到信道的频域估计值。

频域信道系数获取模块M1、虚拟子载波数获取模块M2、扩展加窗模块M3、第一滤波模块M4、噪声估计模块M5、第二滤波模块M6和变换解窗模块M7依次连接，第一滤波模块M4与第二滤波模块M6连接。

各模块可采用软件模块化设计方法实现，具体工作参见方法各步骤。通过以上的装置，信道估计工作过程为：接收上行参考信号之后，根据上行参考信号能够获得带噪的频域信道系数，通过查表得到所需的虚拟子载波数，并进而扩展，同时加窗函抑制能量泄露，通过IDFT将扩展后的信道系数变换到时域；进行第一次滤波，滤掉有效径之外的噪声，同时噪声估计获取阈值；第二次滤波，利用所述的噪声估计得到的阈值消除有效径内部的噪声；通过离散傅里叶变换到频域，解窗获得精确的信道估计值。应用本申请实施例对LTE系统上行进行信道估计，可以有效的抑制信号在传输中引入的噪声干扰，提高信道估计的准确性，并且实现相对简单，适合应用于LTE系统中。

本领域的技术人员可以很清楚的了解到本发明实施例中的技术可借助软件加必需的通用硬件平台来实现。为此本发明的保护范围并不局限该实例，而是符合权利要求书的创新特征的最大范围。

Claims

1.一种增强的适合LTE系统上行的信道估计方法，其特征在于，包括步骤：

2.根据权利要求1所述增强的适合LTE系统上行的信道估计方法，其特征在于：步骤3中，根据虚拟子载波数V_sc在信道系数两端添加虚拟子载波，包括将频域CFR左边的V_sc/2个系数添加到后端，将频域CFR右边的V_sc/2个系数添加到前端；并对两端添加的虚拟子载波处加窗抑制能量泄露，扩展后所得虚拟信道系数加窗后的长度满足2、3、5的指数次方。

3.根据权利要求1所述增强的适合LTE系统上行的信道估计方法，其特征在于：步骤5在时域加窗时，采用海明窗或汉宁窗或布莱克曼窗。

4.根据权利要求1所述增强的适合LTE系统上行的信道估计方法，其特征在于：步骤4中，根据最大的能量

是第一次滤波前的时域信道系数，是频域信道系数

的反傅里叶变换。

5.根据权利要求1所述增强的适合LTE系统上行的信道估计方法，其特征在于：所述阈值按下式选取：

λ = k \cdot {\hat{σ}}_{n}^{2}

其中，λ表示阈值，并且λ≥0，k值范围为(1.5，2.5)，

表示噪声的标准差。

6.一种增强的适合LTE系统的信道估计装置，其特征在于：包括频域信道系数获取模块、虚拟子载波数获取模块、扩展加窗模块、第一滤波模块、噪声估计模块、第二滤波模块和变换解窗模块；