CN102404268B - 高速移动环境下莱斯信道中多普勒频偏估计与补偿方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种高速移动环境下莱斯信道中多普勒频偏估计与补偿方法，主要解决现有技术中多普勒频偏估计精度不高和非最佳倍数补偿问题。其基本步骤为：首先利用接收信号通过频域信道估计算法或时域信道估计算法得到时域信道估计；再从时域信道估计中提取含有LOS分量的径；然后利用该含有LOS分量的径进行频偏估计得到高精度的频偏估计值，并通过最大化接收信号的信干比来确定最佳的频偏补偿倍数；最后对接收信号进行最佳频偏补偿，消除接收信号中多普勒频偏的影响。本发明有效地减小了多普勒频偏带来的系统性能损失，可用于提高OFDM/OFDMA系统对多普勒频偏的鲁棒性。

Description

高速移动环境下莱斯信道中多普勒频偏估计与补偿方法

技术领域

本发明属于通信领域，涉及正交频分复用/正交频分多址OFDM/OFDMA系统，具体地说是高速移动环境下OFDM/OFDMA系统中一种高精度的多普勒频偏估计与补偿方法，可用于减小多普勒频偏带来的系统性能损失。

背景技术

随着高速铁路、高速公路的不断建成、开通与使用，新一代移动通信系统需要与高速移动的用户之间进行高速信息传输。同静止状态或低速状态下的通信相比，高速移动状态下的高速信息传输将面临更多的困难。在高速移动环境下，由于移动终端具有高的移动速度，这将引入大的多普勒频移。高速场景的无线传播环境类似农村场景，反射体较少，直射路径占优，因此这个大的多普勒频移将会引起接收信号的直射LOS分量出现大的频率偏移和散射分量发生快速变化，这将会导致系统性能严重下降。因此，克服大多普勒的影响是提高系统性能的关键。

目前多普勒频偏的估计与补偿技术经常被用来减小多普勒频移的影响，且已有许多专利文献对该技术进行了研究，但是由于接收信号中带有频偏的LOS分量受到了散射分量的严重干扰，在高速移动环境下直接使用这些算法将不再能获得高精度的频偏估计值，低估计精度的算法将导致系统性能下降。由于莱斯信道中LOS分量与散射分量上带有不同的频偏，即LOS分量上带有1倍多普勒频偏和散射分量上无多普勒频偏的影响，这将使得莱斯信道中的多普勒频偏的补偿技术不同于传统补偿算法：若补偿后的多径接收信号中LOS分量具有很小的频偏值与散射分量上具有较大的频偏值，这将引起散射分量变化更加剧烈，使信道估计技术更具有挑战性；若补偿后的接收信号中LOS分量上具有较大的频偏和散射分量上具有很小的频偏值，这将使LOS分量占优的接收信号的性能严重下降。

现有对多普勒频偏估计与补偿的算法大致可以分成两大类：一类是非数据辅助的方法，如基于循环前缀CP的频偏估计算法；一类是数据辅助的算法，如基于导频的算法和基于数据判决的算法等，这些算法都是首先通过一定的处理从接收信号中或获取循环前缀信号或获得导频信号或得到判决数据信号，然后再对这些获得的信号进行相关处理，从而得到频偏估计值，最后利用这些频偏估计值直接对多径接收信号进行频偏补偿。这些算法适用的信道模型为有多普勒频偏的信道模型。此种信道模型的第一径服从莱斯分布，其他径服从瑞利分布。根据文献”Time-varying carrier offsets inmobile OFDM”，IEEE Trans.commun.，vol.57，no.9，Sept.2009，S.Talbot，B.Farhang-Boroujeny，pp.2790-2798建立时变多普勒频移莱斯衰落信道模型的方式，在此考虑LOS分量是一个带有多普勒频移的常数，和散射分量是带有任意多普勒谱的复衰落过程。因此，第i子帧第m个符号周期上的第n个采样接收信号可以表示为：

$r_i(m,n)={\mathrm{cx}}_i(m,n)e^{\frac{j2{\mathrm{\π\ϵ}}_i\left(m\right)({\mathrm{mN}}_s-N+n)}{N}}+\underset{l_p=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{i,l_p}(m,n)x_i(m,n-l_p)+w_i(m,n)$

式中，N和N_g分别为FFT和循环前缀的长度，N_s＝N+N_g，

为第i子帧的离散时间信道冲击响应，该信道第一径服从莱斯分布，其莱斯因子为K＝|c|²/var[h_i，0]，其中c和h_i，0分别是第一径的LOS分量和散射分量，其他径

l_p＝1，...，L-1为散射分量，服从瑞利分布，L为信道的径数，x_i(m，n)和w_i(m，n)分别为时域发送信号(其功率为σ_x ²)和高斯白噪声信号(其协方差为σ_w ²)，ε_i(m)为第i子帧第m个符号周期上的归一化多普勒频偏。

对接收信号进行快速傅里叶变换FFT变换后，则第l个子载波上的接收信号为：

$R_i(m,l)=\frac{1}{N}{e}^{\frac{j{\mathrm{\π\ϵ}}_i\left(m\right)(N-1)}{n}}{e}^{\frac{j2{\mathrm{\π\ϵ}}_i\left(m\right)({\mathrm{mN}}_s-N)}{N}}{\mathrm{cX}}_i(m,l)\frac{\sin \left[{\mathrm{\π\ϵ}}_i\left(m\right)\right]}{\sin [{\mathrm{\π\ϵ}}_i\left(m\right)/N]}+I_i(m,l)+W_i(m,l)$

式中，X_i(m，l)是第i子帧第m个符号周期的第l个子载波上的发送信号，和

$I_i(m,l)={H_i}^x(m,l)+\frac{1}{N}{e}^{\frac{j2{\mathrm{\π\ϵ}}_i\left(m\right)({\mathrm{mN}}_s-N)}{N}}c$

$\×\underset{\underset{k\≠l}{k\∈\mathrm{\κ}}}{\mathrm{\Σ}}{X}_i(m,k)\frac{\sin \left[\mathrm{\π}(k+{\mathrm{\ϵ}}_i\left(m\right)-l)\right]}{\sin [\mathrm{\π}(k+{\mathrm{\ϵ}}_i\left(m\right)-l)/N]}{e}^{\frac{j{\mathrm{\π\ϵ}}_i\left(m\right)(k+{\mathrm{\ϵ}}_i\left(m\right)-l)(N-1)}{N}}$

${H_i}^x(m,l)=\frac{1}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\left[\underset{l_p=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{i,l_p}(m,n)x_i(m,n-l_p)\right]e^{\frac{-j2\mathrm{\πnl}}{N}}$

$W_i(m,l)=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{w}_i(m,n)e^{\frac{-j2\mathrm{\πnl}}{N}}$

其中，κ是OFDM/OFDMA符号中有用子载波的集合，其个数为N_u。若用户端移动速度考虑350km/h和载波频率为2.3GHz，此时系统中最大多普勒频移约为800Hz。由于在一个子帧时间周期上多普勒频移的变化不超过1Hz，因此，在一子帧时间上时变的多普勒频移可以近似为一常数，即ε_i(m)≈ε_i。

现有多普勒频偏估计与补偿算法的具体实现如附图1所示，它包括如下步骤：

(1)从接收信号中获得期望的信号，该期望信号为循环前缀信号或导频信号或判决数据信号；

(2)对获得的期望信号进行相关处理，这里以基于导频的算法为例，则第l^p个子载波上的相关后信号为：

式中，m_p为带有导频的OFDM/OFDMA符号标识，l^p为OFDM/OFDMA符号上导频子载波的标识，D为两个进行相关处理的符号间隔的OFDM/OFDMA符号数，

为干扰项：

${\stackrel{\‾}{I}}_{l_p}=\frac{1}{N}\mathrm{cexp}[\mathrm{j\π\ϵ}(N-1)/N]\exp [j2\mathrm{\π\ϵ}((m_p+D)N_s-N)/N]\frac{\sin \mathrm{\π\ϵ}}{\sin (\mathrm{\π\ϵ}/N)}$

$X(m_p,l^p)I^{*}(m_p,l^p)+X^{*}(m_p+D,l^p)R^{*}(m_p,l^p)I(m_p+D,l^p)X(m_p,l^p)$

和

为噪声相关项，其具高斯白噪声特性：

${\stackrel{\‾}{W}}_{l_p}=\frac{1}{N}\exp \left[\frac{\mathrm{j\π\ϵ}(N-1)}{N}\right]\exp \left[\frac{j2\mathrm{\π\ϵ}((m_p+D)N_s-N)}{N}\right]c\frac{\sin \mathrm{\π\ϵ}}{\sin (\mathrm{\π\ϵ}/N)}X(m_p,l^p)W^{*}(m_p,l^p)$

$+X^{*}(m_p+D,l^p)R^{*}(m_p,l^p)W(m_p+D,l^p)X(m_p,l^p)$

式中，N和N_g分别为FFT和循环前缀的长度，N_s＝N+N_g，c为信道第一径的LOS分量。

(3)利用步骤(2)得到频偏估计值

式中，∠为取角度运算操作。

(4)利用步骤(3)中得到的频偏估计值

对多径接收信号进行频偏补偿，则补偿后的接收信号为：

$\stackrel{\‾}{r}(m,n)=r(m,n)e^{-\frac{j2\mathrm{\π}\widehat{\mathrm{\ϵ}}({\mathrm{mN}}_s-N+n)}{N}}$

$=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{k\∈\mathrm{\κ}}{\mathrm{\Σ}}X(m,k)[\underset{\‾}{c}{e}^{\frac{j2\mathrm{\πn}(k+\underset{\‾}{\mathrm{\ϵ}})}{N}}+H_m^{\mathrm{\ϵ}}(n,k)e^{\frac{j2\mathrm{\πn}(k-\widehat{\mathrm{\ϵ}})}{N}}]+\stackrel{\‾}{w}(m,n)$

式中，c＝cexp[j2πε(mN_s-N)/N]， $H_m^{\mathrm{\ϵ}}(n,k)=H_m(n,k)\exp (-j2\mathrm{\π}\widehat{\mathrm{\ϵ}}({\mathrm{mN}}_s-N)/N),$ $\stackrel{\‾}{w}(m,n)=w(m,n)\exp (-j2\mathrm{\π}\widehat{\mathrm{\ϵ}}({\mathrm{mN}}_s-N+n)/N),$ $\underset{\‾}{\mathrm{\ϵ}}=\mathrm{\ϵ}-\widehat{\mathrm{\ϵ}}.$

现有多普勒频偏估计与补偿技术的缺点主要包括两个方面：

1)估计精度不高

从步骤(2)可以看到：散射分量的存在导致接收信号中存在较大的干扰项，而现有的频偏估计技术没有考虑该干扰分量对带有频偏的LOS分量的影响，直接从多径接收信号中提取期望信号，并利用该期望信号进行频偏估计处理，这将导致频偏估计精度大大降低，从而引起系统性能损失。以长期演进正交频分多址LTE-OFDMA系统为例，在ITU-VAx信道模型下现有技术的均方误差MSE性能如附图2所示。从图2可以看出，由于多径散射分量的影响，现有技术中的基于循环前缀算法的估计精度最差，而基于导频和判决数据两种频偏估计算法虽具有较高的估计精度，但是其MSE性能在10^-4左右将出现误差基底，利用这些现有技术得到的系统性能将会有较多dB的损失。因此，减小或克服散射分量对LOS分量的影响是提高频偏估计精度的关键。

2)非最佳频偏补偿

对步骤(4)中频偏补偿后的信号进行FFT处理得

式中， $W(m,l)=\frac{1}{\sqrt{N}}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\stackrel{\‾}{w}(m,n)e^{\frac{-j2\mathrm{\πnl}}{N}}$

${\underset{\‾}{H}}_m^{\mathrm{\ϵ}}(k,l)=\frac{1}{N}[\underset{\‾}{c}{e}^{\frac{\mathrm{j\π}(k-l+\mathrm{\ϵ}-\underset{\‾}{\mathrm{\ϵ}})}{N}}\frac{\sin \left[\mathrm{\π}(k-l+\mathrm{\ϵ}-\underset{\‾}{\mathrm{\ϵ}})\right]}{\sin [\mathrm{\π}(k-l+\mathrm{\ϵ}-\underset{\‾}{\mathrm{\ϵ}})/N]}+e^{\frac{-j2\mathrm{\π}\underset{\‾}{\mathrm{\ϵ}}({\mathrm{mN}}_s-N)}{N}}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{H}_m(n,k)e^{\frac{j2\mathrm{\πn}(k-l-\underset{\‾}{\mathrm{\ϵ}})}{N}}]$

根据专利“Channel estimation for rapid dispersive fading channels，”US patent，US20090103666，2009，M.Zhao，Z.N.Shi，M.Reed，推导干扰功率的方法，可以得到接收信号的平均信干比SIR为：

$\mathrm{SIR}=[P_L{\left|\frac{\sin \mathrm{\π}\underset{\‾}{\mathrm{\ϵ}}}{\sin \mathrm{\π}\underset{\‾}{\mathrm{\ϵ}}/N}\right|}^2+P_S(N+2\underset{r=1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{J}_0\left(2\mathrm{\π}{f}_{\max }r{T}_s\right)\cos (2\mathrm{\π}\widehat{\mathrm{\ϵ}}r/N))]/P_{\mathrm{ICI}}$

式中，P_L为莱斯信道LOS分量的功率，P_L＝|c|²，c为信道第一径LOS分量系数，P_S为莱斯信道所有散射分量的功率和，

为信道第l_p径的系数，var[]为取方差符号，f_max为最大多普勒频移，T_s为采样间隔，J₀(·)为第一类零阶贝塞尔函数，P_ICI是平均干扰功率，其可以表示为：

$P_{\mathrm{ICI}}=\frac{P_L}{N_u{N}^2}\underset{p=-N_u+1}{\overset{N_u-1}{\mathrm{\Σ}}}(N_u-|p\left|\right){\left|\frac{\sin \mathrm{\π}(p+\underset{\‾}{\mathrm{\ϵ}})}{\sin [\mathrm{\π}(p+\underset{\‾}{\mathrm{\ϵ}})/N]}\right|}^2-\frac{P_L}{N^2}{\left|\frac{\sin \mathrm{\π}\underset{\‾}{\mathrm{\ϵ}}}{\sin [\mathrm{\π}\underset{\‾}{\mathrm{\ϵ}}/N]}\right|}^2+\frac{N_u-1}{N}{P}_S$

$+\frac{2P_S}{N_u{N}^2}\underset{q=1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}(N-q)J_0\left(2\mathrm{\π}{f}_{\max }{T}_{s}q\right)[\underset{p=-N_u+1}{\overset{N_u-1}{\mathrm{\Σ}}}(N_u-|p\left|\right)\cos \left(\frac{2\mathrm{\πq}(p-\widehat{\mathrm{\ϵ}})}{N}\right)-N_u\cos \left(\frac{-2\mathrm{\πq}\widehat{\mathrm{\ϵ}}}{N}\right)]$

式中N_u为OFDM/OFDMA符号中有用子载波的个数。

从平均信干比SIR的表达式可以看出：频偏补偿后的接收信号的信干比的大小取决于莱斯因子、剩余频偏值与多普勒频移等因素的大小。因此，频偏补偿时应综合考虑这些因素对系统性能的影响，选择最佳的频偏补偿倍数。

假设利用现有算法可以精确地估计得到频偏值，即

此时频偏补偿后接收信号中干扰功率的变化情况如附图3所示。从图3可以看出：利用频偏估计值直接对接收信号进行补偿后接收信号中SIR将会变小，这是由于莱斯信道中LOS分量与散射分量上带有不同频偏值，若完全消除LOS分量上的频偏，则会导致散射分量变化更加剧烈，从而引起更大的干扰。另外，频偏补偿后系统的SIR相比于无频偏情况下的SIR有较多dB的损失。随着莱斯因子的增大，接收信号的信干比变大。因此，莱斯信道中频偏补偿算法对系统性能有着重要的影响，最佳频偏补偿方式是提高莱斯信道下系统性能的关键。

发明内容

本发明针对上述已有技术的不足，面向OFDM/OFDMA类无线通信系统，提出了一种高速移动环境下莱斯信道中多普勒频偏估计与补偿方法，以提高频偏值的估计精度，并选取最佳的频偏补偿倍数，提高系统性能。

为实现上述目的，本发明给出如下两种技术方案：

技术方案1，由频域信道估计算法变换得到时域信道估计，包括：

(1)频偏估计步骤：

(1a)提取带有直射分量LOS的径

首先，提取频域接收信号中的正交频分复用/正交频分多址OFDM/OFDMA导频符号，并利用该接收信号中的导频符号和发送信号中的导频符号进行信道估计，得到导频位置频域信道响应其中m_p为带有导频符号的标识，k_p为导频子载波位置的标识；

其次，对导频位置频域信道响应

进行内插，得到整个导频符号上其他数据子载波上的信道频域响应

并将当前带有导频符号的上的频域信道响应估计值记为

其中k_d为数据子载波位置的标识，k为系统占用的子载波位置的标识；

再次，对频域信道响应

进行IFFT变换处理，得到时域信道估计值 ${\hat{h}}_{m_p}=[\hat{h}(m_p,0),...,\hat{h}(m_p,L-1)],$ 式中，是时域信道第一径系数的估计值，是时域信道第L-1径系数的估计值，

为整个OFDM/ODMA符号上信道响应的平均值，且位于该OFDM/OFDMA符号的中间位置；

最后，从时域信道估计值

中提取带有LOS分量的径，即第一径： ${\hat{h}}_{\mathrm{los}}\left(m_p\right)=\hat{h}(m_p,0);$

(1b)利用估计得到的带有LOS分量的径

进行频偏估计，得到多普勒频偏估计值：

$\widehat{\mathrm{\ϵ}}=\frac{N}{2\mathrm{\π}{N}_s{\mathrm{DN}}_m}\underset{m_p\∈{\mathrm{\κ}}_p}{\mathrm{\Σ}}\arg \left\{{\hat{h}}_{\mathrm{los}}(m_p+D){{\hat{h}}_{\mathrm{los}}}^{*}\left(m_p\right)\right\}$

式中，κ_p为带有导频的OFDM/OFDMA符号位置集合，m_p为带有导频的OFDM/OFDMA符号的标识，N_s＝N+N_g，N和N_g分别为FFT和循环前缀的长度，arg{}表示取角度符号操作，D为两个进行相关处理的OFDM/OFDMA符号间隔的符号数，N_m为进行相关处理的OFDM/OFDMA组数，

为位置m_p+D处带有LOS分量的径系数估计值，

表示

的共轭值；

(2)最佳多普勒频偏补偿步骤：

(2a)计算频偏补偿后信号的信干比SIR

假设用于频偏补偿的频偏值为

其中ρ∈[0 1]为补偿倍数，

为频偏的估计值，则频偏补偿后信号的信干比SIR为：

$\mathrm{SIR}=[P_L{\left|\frac{\sin \mathrm{\π}\underset{\‾}{\mathrm{\ϵ}}}{\sin \mathrm{\π}\underset{\‾}{\mathrm{\ϵ}}/N}\right|}^2+P_S(N+2\underset{r=1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{J}_0\left(2\mathrm{\π}{f}_{\max }r{T}_s\right)\cos (2\mathrm{\π\ρ}\widehat{\mathrm{\ϵ}}r/N))]/P_{\mathrm{ICI}}$

式中，f_max为最大多普勒频移，T_s为采样间隔，J₀()为第一类零阶贝塞尔函数，

ε为真实归一化频偏，P_L为莱斯信道LOS分量的功率，P_L＝|c|²，c为信道第一径LOS分量系数，P_S为莱斯信道所有散射分量的功率和，

为信道第l_p径的系数，var[]为取方差符号，P_ICI为平均干扰功率：

$P_{\mathrm{ICI}}=\frac{P_L}{N_u{N}^2}\underset{p=-N_u+1}{\overset{N_u-1}{\mathrm{\Σ}}}(N_u-|p\left|\right){\left|\frac{\sin \mathrm{\π}(p+\underset{\‾}{\mathrm{\ϵ}})}{\sin [\mathrm{\π}(p+\underset{\‾}{\mathrm{\ϵ}})/N]}\right|}^2-\frac{P_L}{N^2}{\left|\frac{\sin \mathrm{\π}\underset{\‾}{\mathrm{\ϵ}}}{\sin [\mathrm{\π}\underset{\‾}{\mathrm{\ϵ}}/N]}\right|}^2+\frac{N_u-1}{N}{P}_S$

$+\frac{2P_S}{N_u{N}^2}\underset{q=1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}(N-q)J_0\left(2\mathrm{\π}{f}_{\max }{T}_{s}q\right)[\underset{p=-N_u+1}{\overset{N_u-1}{\mathrm{\Σ}}}(N_u-|p\left|\right)\cos \left(\frac{2\mathrm{\πq}(p-\widehat{\mathrm{\ϵ}})}{N}\right)-N_u\cos \left(\frac{-2\mathrm{\πq}\widehat{\mathrm{\ϵ}}}{N}\right)]$

式中，N_u为OFDM/OFDMA符号中有用子载波的个数；

(2b)根据补偿后信号的信干比SIR的大小确定最佳的频偏补偿倍数ρ，即将SIR取最大值时对应的频偏补偿倍数ρ作为最佳的补偿倍数。

技术方案2，由时域信道估计算法直接得到时域信道估计，包括：

1)频偏估计步骤：

1a)提取带有LOS分量的径

对接收到的OFDM/OFDMA时域信号采用时域信道估计算法，得到时域信道估计值： ${\hat{h}}_{m_p}=[\hat{h}(m_p,0),...,\hat{h}(m_p,L-1)],$ 其中

是时域信道第一径系数的估计值，

是时域信道第L-1径系数的估计值，

为整个OFDM/ODMA符号上信道响应的平均值，且位于该OFDM/OFDMA符号的中间位置，m_p为带有导频的OFDM/OFDMA符号的标识；

从时域信道估计值

中提取带有LOS分量的径，即第一径： ${\hat{h}}_{\mathrm{los}}\left(m_p\right)=\hat{h}(m_p,0);$

1b)利用估计得到的带有LOS分量的径进行频偏估计，得到多普勒频偏估计值：

$\widehat{\mathrm{\ϵ}}=\frac{N}{2\mathrm{\π}{N}_s{\mathrm{DN}}_m}\underset{m_p\∈{\mathrm{\κ}}_p}{\mathrm{\Σ}}\arg \left\{{\hat{h}}_{\mathrm{los}}(m_p+D){{\hat{h}}_{\mathrm{los}}}^{*}\left(m_p\right)\right\}$

式中，κ_p为带有导频的OFDM/OFDMA符号位置集合，m_p为带有导频的OFDM/OFDMA符号的标识，N_s＝N+N_g，N和N_g分别为FFT和循环前缀的长度，arg{}表示取角度符号操作，D为两个进行相关处理的OFDM/OFDMA符号间隔的符号数，N_m为进行相关处理的OFDM/OFDMA组数，为位置m_p+D处带有LOS分量的径系数估计值，

表示的共轭；

2)最佳多普勒频偏补偿步骤：

2a)计算频偏补偿后信号的信干比SIR

假设用于频偏补偿的频偏值为

其中ρ∈[0 1]为补偿倍数，

为频偏的估计值，则频偏补偿后信号的信干比SIR为：

$\mathrm{SIR}=[P_L{\left|\frac{\sin \mathrm{\π}\underset{\‾}{\mathrm{\ϵ}}}{\sin \mathrm{\π}\underset{\‾}{\mathrm{\ϵ}}/N}\right|}^2+P_S(N+2\underset{r=1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{J}_0\left(2\mathrm{\π}{f}_{\max }r{T}_s\right)\cos (2\mathrm{\π\ρ}\widehat{\mathrm{\ϵ}}r/N))]/P_{\mathrm{ICI}}$

式中，f_max为最大多普勒频移，T_s为采样间隔，J₀()为第一类零阶贝塞尔函数，ε为真实归一化频偏，P_L为莱斯信道LOS分量的功率，P_L＝|c|²，c为信道第一径LOS分量系数，P_S为莱斯信道所有散射分量的功率和，

为信道第l_p径的系数，var[]为取方差符号操作，P_ICI为平均干扰功率：

$P_{\mathrm{ICI}}=\frac{P_L}{N_u{N}^2}\underset{p=-N_u+1}{\overset{N_u-1}{\mathrm{\Σ}}}(N_u-|p\left|\right){\left|\frac{\sin \mathrm{\π}(p+\underset{\‾}{\mathrm{\ϵ}})}{\sin [\mathrm{\π}(p+\underset{\‾}{\mathrm{\ϵ}})/N]}\right|}^2-\frac{P_L}{N^2}{\left|\frac{\sin \mathrm{\π}\underset{\‾}{\mathrm{\ϵ}}}{\sin [\mathrm{\π}\underset{\‾}{\mathrm{\ϵ}}/N]}\right|}^2+\frac{N_u-1}{N}{P}_S$

$+\frac{2P_S}{N_u{N}^2}\underset{q=1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}(N-q)J_0\left(2\mathrm{\π}{f}_{\max }{T}_{s}q\right)[\underset{p=-N_u+1}{\overset{N_u-1}{\mathrm{\Σ}}}(N_u-|p\left|\right)\cos \left(\frac{2\mathrm{\πq}(p-\widehat{\mathrm{\ϵ}})}{N}\right)-N_u\cos \left(\frac{-2\mathrm{\πq}\widehat{\mathrm{\ϵ}}}{N}\right)]$

式中，N_u为OFDM/OFDMA符号中有用子载波的个数；

2b)根据补偿后信号的信干比SIR的大小确定最佳的频偏补偿倍数ρ，即将SIR取最大值时对应的频偏补偿倍数ρ作为最佳的补偿倍数。

本发明具有如下优点：

(a)本发明针对莱斯信道中只有LOS分量具有多普勒频偏的特点，对含LOS分量的径与散射径进行分离，只用带有LOS分量的径进行频偏估计，大大的减小了散射分量对频偏估计的影响，有效提高了多普勒频偏值的估计精度。

(b)本发明针对莱斯信道中LOS分量与散射径带有不同频偏的特点，利用最佳倍数的频偏估计值对接收信号进行补偿，权衡了接收信号中的LOS分量与散射分量对系统性能的影响。

仿真结果表明：与现有技术相比，本发明大大的减小了高速环境下莱斯信道中多普勒频偏带来的系统性能损失，能够直接应用于高速移动环境下的OFDM/OFDMA类系统中的频偏估计与补偿，有效地提高系统对多普勒频偏的鲁棒性。

本发明的目的、技术方案、优点可通过如下附图和实施方式进一步说明。

附图说明

图1是现有频偏估计与补偿技术的流程图；

图2是VAx信道模型下现有几种频偏估计算法的MSE性能比较；

图3是VAx信道模型下现有技术频偏补偿前后接收信号中干扰功率的变化情况；

图4是本发明的实施流程图；

图5是RAx.y信道模型下本发明与现有技术的MSE性能比较；

图6是在VAx信道和莱斯因子为10环境下，不同频偏补偿倍数ρ时接收信号中干扰功率的变化情况。

具体实施方式

一、本发明的技术原理

1)频偏估计原理

由于接收信号中带有多普勒频偏的LOS分量受到了信道中散射分量的严重干扰，如果直接利用该接收信号进行频偏估计将导致估计精度大大下降。因此，从接收信号中将带有LOS分量的径分离出来是提高频偏估计精度的一种有效途径。本发明正是通过从时域信道估计中提取含LOS分量的径，用来进行频偏估计。

2)最佳多普勒频偏补偿原理

由于在莱斯信道中直射分量与散射分量上带有不同的频偏值，因此，若补偿后的接收信号中的LOS分量上具有很小的剩余频偏与散射分量上具有较大的剩余频偏值，这将引起散射径信道变化更加剧烈，导致信道估计精度下降，从而使系统性能下降；若补偿后的接收信号中的LOS分量上具有较大的频偏值与散射分量上具有很小的频偏值，这将导致LOS分量占优的接收信号的性能严重下降。故莱斯信道中的频偏补偿技术对系统性能有着重要的影响，是提高系统性能的关键技术之一。本发明根据接收频偏补偿后信号SIR值的大小来确定最佳的补偿倍数。

二、本发明的实施实例

参照附图4，本发明根据信道估计从频域和时域不同角度给出以下两个实施例。

实施例1，从频域角度出发，得到时域信道估计：

步骤1，提取频域接收信号中的正交频分复用/正交频分多址OFDM/OFDMA导频符号，并利用该接收信号中的导频符号和发送信号中的导频符号进行信道估计，得到导频位置频域信道响应：

式中，m_p为带有导频符号的标识，k_p为导频子载波位置的标识，Y(m_p，k_p)为位置(m_p，k_p)处的频域接收信号，X(m_p，k_p)为位置(m_p，k_p)处的频域发送信号。

步骤2，对导频位置频域信道响应

进行内插，得到整个导频符号上其他数据子载波上的信道频域响应

这里的内插算法可以采用线性内插、高斯内插和Cubic内插中的任何一种，其中：

线性内插公式：

$\hat{H}(m_p,k_d)=\hat{H}(m_p,k_p+m)=(1-\frac{m}{N_f}){\hat{H}}_p(m_p,k_p)+\frac{m}{N_f}{\hat{H}}_p(m_p,k_p+N_f)$

高斯内插公式：

$\hat{H}(m_p,k_d)=\hat{H}(m_p,k_p+m)$

$=\frac{1}{2}[{\left(\frac{m}{N_f}\right)}^2-\frac{m}{N_f}]{\hat{H}}_p(m_p,k_p-N_f)$

$+[1-{\left(\frac{m}{N_f}\right)}^2]{\hat{H}}_p(m_p,k_p)+\frac{1}{2}[{\left(\frac{m}{N_f}\right)}^2+\frac{m}{N_f}]{\hat{H}}_p(m_p,k_p+N_f)$

Cubic内插公式：

$\hat{H}(m_p,k_d)=\hat{H}(m_p,k_p+m)=(1+\frac{2m}{N_f}){\left(\frac{m-N_f}{-N_f}\right)}^2{\hat{H}}_p(m_p,k_p)$

$+(1+\frac{2(m-N_f)}{-N_f}){\left(\frac{m}{N_f}\right)}^2{\hat{H}}_p(m_p,k_p+N_f)+m{\left(\frac{m-N_f}{-N_f}\right)}^2{{\hat{H}}_p}^{*}(m_p,k_p)$

$+(m-N_f){\left(\frac{m}{N_f}\right)}^2{{\hat{H}}_p}^{*}(m_p,k_p+N_f)$

式中，

为内插得出的数据子载波位置(m_p，k_d)的频域信道响应，m_p为带有导频符号的标识，k_p为导频子载波位置的标识，k_d为数据子载波位置的标识，N_f为两个相邻的导频子载波间隔的子载波数，m取不同值使内插结果遍历到所有的数据子载波位置，且m∈[1 N_f-1]，为位置(m_p，k_p)处的信道估计值，为内插得到的位置(m_p，k_p+m)处的信道估计值，

为位置(m_p，k_p+N_f)处的信道估计值，

为位置(m_p，k_p-N_f)处的信道估计值，

表示的共轭，

表示

的共轭。

步骤3，对频域信道响应

进行IFFT变换处理，得到时域信道估计值 ${\hat{h}}_{m_p}=[\hat{h}(m_p,0),...,\hat{h}(m_p,L-1)],$ 式中，

是时域信道第一径系数的估计值，

是时域信道第L-1径系数的估计值，

为整个OFDM/ODMA符号上信道响应的平均值，且位于该OFDM/OFDMA符号的中间位置。

步骤4，从时域信道估计值

中提取带有LOS分量的径，即第一径： ${\hat{h}}_{\mathrm{los}}\left(m_p\right)=\hat{h}(m_p,0).$

步骤5，利用估计得到的带有LOS分量的径

进行频偏估计，得到多普勒频偏估计值：

$\widehat{\mathrm{\ϵ}}=\frac{N}{2\mathrm{\π}{N}_s{\mathrm{DN}}_m}\underset{m_p\∈{\mathrm{\κ}}_p}{\mathrm{\Σ}}\arg \left\{{\hat{h}}_{\mathrm{los}}(m_p+D){{\hat{h}}_{\mathrm{los}}}^{*}\left(m_p\right)\right\}$

式中，κ_p为带有导频的OFDM/OFDMA符号位置集合，m_p为带有导频的OFDM/OFDMA符号的标识，N_s＝N+N_g，N和N_g分别为FFT和循环前缀的长度，arg{}表示取角度符号操作，D为两个进行相关处理的OFDM/OFDMA符号间隔的符号数，N_m为进行相关处理的OFDM/OFDMA组数，

为位置m_p+D处带有LOS分量的径系数估计值，

表示

的共轭值。

步骤6，将频偏估计

的ρ倍作为频偏补偿值用于补偿接收信号，其中ρ∈[01]，计算频偏补偿后接收信号的平均干扰功率P_ICI：

$P_{\mathrm{ICI}}=\frac{P_L}{N_u{N}^2}\underset{p=-N_u+1}{\overset{N_u-1}{\mathrm{\Σ}}}(N_u-|p\left|\right){\left|\frac{\sin \mathrm{\π}(p+\underset{\‾}{\mathrm{\ϵ}})}{\sin [\mathrm{\π}(p+\underset{\‾}{\mathrm{\ϵ}})/N]}\right|}^2-\frac{P_L}{N^2}{\left|\frac{\sin \mathrm{\π}\underset{\‾}{\mathrm{\ϵ}}}{\sin [\mathrm{\π}\underset{\‾}{\mathrm{\ϵ}}/N]}\right|}^2$

$+\frac{N_u-1}{N}{P}_S+\frac{2P_S}{N_u{N}^2}\underset{q=1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}(N-q)J_0\left(2\mathrm{\π}{f}_{\max }{T}_{s}q\right)[\underset{p=-N_u+1}{\overset{N_u-1}{\mathrm{\Σ}}}(N_u-|p\left|\right)\cos \left(\frac{2\mathrm{\πq}(p-\widehat{\mathrm{\ϵ}})}{N}\right)-N_u\cos \left(\frac{-2\mathrm{\πq}\widehat{\mathrm{\ϵ}}}{N}\right)]$

式中，N为FFT的点数，f_max为最大多普勒频移，T_s为采样间隔，N_u为OFDM/OFDMA符号中有用子载波的个数，J₀()为第一类零阶贝塞尔函数，

ε为真实归一化频偏，P_L为莱斯信道LOS分量的功率，P_L＝|c|²，c为信道第一径系数，P_S为莱斯信道所有散射分量的功率和，

为信道第l_p径的系数，var[]为取方差符号。

步骤7，根据平均干扰功率P_ICI计算频偏补偿后接收信号信干比SIR为：

$\mathrm{SIR}=[P_L{\left|\frac{\sin \mathrm{\π}\underset{\‾}{\mathrm{\ϵ}}}{\sin \mathrm{\π}\underset{\‾}{\mathrm{\ϵ}}/N}\right|}^2+P_S(N+2\underset{r=1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{J}_0\left(2\mathrm{\π}{f}_{\max }r{T}_s\right)\cos (2\mathrm{\π\ρ}\widehat{\mathrm{\ϵ}}r/N))]/P_{\mathrm{ICI}}.$

步骤8，根据补偿后信号的信干比SIR的大小确定最佳的频偏补偿倍数ρ，即将SIR取最大值时对应的频偏补偿倍数ρ作为最佳的补偿倍数。

实施例2，从时域角度出发，得到时域信道估计：

步骤A，构建频域发送矩阵：X_P＝diag(X(m_p，k₁)，X(m_p，k₂)，…，X(m_p，k_p))，式中，m_p为带有导频符号的标识，k_p为导频子载波位置的标识，X(m_p，k_p)为位置(m_p，k_p)处的频域发送信号，diag()表示对角矩阵符号。

步骤B，由频域发送矩阵X_P构建中间数据矩阵：A_P＝X_PBF_kM，式中，F_k为N×N单位离散时间傅里叶变换矩阵，N为傅里叶变换的长度，M为N×Q映射矩阵， $M=\left[\begin{array}{c}E\\ F\end{array}\right],$ E为Q×Q单位阵，Q为时域信道响应的最大多径时延长度，F为(N-Q)×Q零矩阵，B为P×N矩阵，其每一行仅有一个非零值1，且第p行的非零值1位于第k_p列，P为每个符号导频子载波的个数。

步骤C，构建频域接收矩阵：Y_P＝[Y(m_p，k₁)，Y(m_p，k₂)，…，Y(m_p，k_p)]^T，式中，Y(m_p，k_p)为位置(m_p，k_p)处的频域接收信号，[]^T为转置符号。

步骤D，由所述A_P和Y_P运算得到的时域信道响应 ${\hat{h}}_{m_p}={\left(A_P^H{A}_P\right)}^{-1}{A}_P^H{Y}_P,$ 式中，()^-1为取逆符号，()^H为共轭转置符号。

步骤E，将时域信道响应写成各径分离的形式为： ${\hat{h}}_{m_p}=[\hat{h}(m_p,0),...,\hat{h}(m_p,L-1)],$ 式中，

是时域信道第一径系数的估计值，

是时域信道第L-1径系数的估计值。

步骤F，从时域信道估计值中提取带有LOS分量的径，即第一径： ${\hat{h}}_{\mathrm{los}}\left(m_p\right)=\hat{h}(m_p,0).$

步骤G，利用估计得到的带有LOS分量的径

进行频偏估计，得到多普勒频偏估计值：

$\widehat{\mathrm{\ϵ}}=\frac{N}{2\mathrm{\π}{N}_s{\mathrm{DN}}_m}\underset{m_p\∈{\mathrm{\κ}}_p}{\mathrm{\Σ}}\arg \left\{{\hat{h}}_{\mathrm{los}}(m_p+D){{\hat{h}}_{\mathrm{los}}}^{*}\left(m_p\right)\right\}$

式中，κ_p为带有导频的OFDM/OFDMA符号位置集合，m_p为带有导频的OFDM/OFDMA符号的标识，N_s＝N+N_g，N和N_g分别为FFT和循环前缀的长度，arg{}表示取角度符号，D为两个进行相关处理的OFDM/OFDMA符号间隔的符号数，N_m为进行相关处理的OFDM/OFDMA组数，

为位置m_p+D处带有LOS分量的径系数估计值，

表示

的共轭值。

步骤H，将频偏估计

的ρ倍作为频偏补偿值

用于补偿接收信号，其中ρ∈[01]，计算频偏补偿后接收信号的平均干扰功率P_ICI：

$P_{\mathrm{ICI}}=\frac{P_L}{N_u{N}^2}\underset{p=-N_u+1}{\overset{N_u-1}{\mathrm{\Σ}}}(N_u-|p\left|\right){\left|\frac{\sin \mathrm{\π}(p+\underset{\‾}{\mathrm{\ϵ}})}{\sin [\mathrm{\π}(p+\underset{\‾}{\mathrm{\ϵ}})/N]}\right|}^2-\frac{P_L}{N^2}{\left|\frac{\sin \mathrm{\π}\underset{\‾}{\mathrm{\ϵ}}}{\sin [\mathrm{\π}\underset{\‾}{\mathrm{\ϵ}}/N]}\right|}^2+\frac{N_u-1}{N}{P}_S$

$+\frac{2P_S}{N_u{N}^2}\underset{q=1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}(N-q)J_0\left(2\mathrm{\π}{f}_{\max }{T}_{s}q\right)[\underset{p=-N_u+1}{\overset{N_u-1}{\mathrm{\Σ}}}(N_u-|p\left|\right)\cos \left(\frac{2\mathrm{\πq}(p-\widehat{\mathrm{\ϵ}})}{N}\right)-N_u\cos \left(\frac{-2\mathrm{\πq}\widehat{\mathrm{\ϵ}}}{N}\right)]$

式中，N为FFT的点数，f_max为最大多普勒频移，T_s为采样间隔，N_u为OFDM/OFDMA符号中有用子载波的个数，J₀()为第一类零阶贝塞尔函数，

ε为真实归一化频偏，P_L为莱斯信道LOS分量的功率，P_L＝|c|²，c为信道第一径系数，P_S为莱斯信道所有散射分量的功率和，

为信道第l_p径的系数，var[]为取方差符号。

步骤I，根据平均干扰功率P_ICI计算频偏补偿后接收信号信干比SIR为：

$\mathrm{SIR}=[P_L{\left|\frac{\sin \mathrm{\π}\underset{\‾}{\mathrm{\ϵ}}}{\sin \mathrm{\π}\underset{\‾}{\mathrm{\ϵ}}/N}\right|}^2+P_S(N+2\underset{r=1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{J}_0\left(2\mathrm{\π}{f}_{\max }r{T}_s\right)\cos (2\mathrm{\π\ρ}\widehat{\mathrm{\ϵ}}r/N))]/P_{\mathrm{ICI}}$

步骤J，根据补偿后信号的信干比SIR的大小确定最佳的频偏补偿倍数ρ，即将SIR取最大值时对应的频偏补偿倍数ρ作为最佳的补偿倍数。

本发明的效果可通过以下仿真进一步说明：

1.仿真条件

仿真中采用了基于LTE-OFDMA传输标准的仿真系统来测试本发明提出的频偏估计与补偿方法的性能，其具体参数为：系统采样频率为15.36MHz，载波频率考虑2.3GHZ，列车速度考虑350km/h，子载波个数N＝1024，系统有用子载波个数N_used＝600，循环前缀长度为N_cp＝N/8，数据采用16QAM调制方式。仿真中采用ITU-VAx.y信道模型，其中x表示车载速度，y表示莱斯因子，在仿真中莱斯因子K＝5，10。

2.仿真内容及结果

仿真1：根据仿真条件，对比VAx信道在不同莱斯因子情况下本发明频偏估计方法与现有方法的性能差异，仿真结果如图5所示。从图5的仿真曲线可以看出：本发明的估计精度高于现有技术的估计精度，且随着莱斯因子的增大，频偏估计精度进一步提高。

仿真2：根据仿真条件，对比不同频偏补偿倍数ρ情况下接收信号中SIR的差异，仿真结果如图6所示。从图6的仿真曲线可以看出：在ρ≤0.5时，随着补偿倍数ρ的增大，接收信号的SIR也增大，但是当ρ＞0.5时，接收信号的SIR随着补偿倍数ρ的增大将减小。分析图6曲线这种走势的原因是由于散射分量上较大的剩余频偏值将导致散射分量的变化更加剧烈，从而使得接收信号中干扰功率变大，导致SIR下降。因此，在该系统中最佳的频偏补偿倍数为0.5。

Claims (6)

1.一种高速移动环境下莱斯信道的多普勒频偏估计与补偿方法，包括：

（1）频偏估计步骤：

（1a）提取带有直射分量LOS的径

首先，提取频域接收信号中的正交频分复用/正交频分多址OFDM/OFDMA导频符号，并利用该接收信号中的导频符号和发送信号中的导频符号进行信道估计，得到导频位置频域信道响应：

其中m_p为带有导频符号的标识，k_p为导频子载波位置的标识，Y(m_p,k_p)为位置(m_p,k_p)处的频域接收信号，X(m_p,k_p)为位置(m_p,k_p)处的频域发送信号；

其次，对导频位置频域信道响应

进行内插，得到整个导频符号上其他数据子载波上的信道频域响应

并将当前带有导频符号的上的频域信道响应估计值记为其中k_d为数据子载波位置的标识，k为系统占用的子载波位置的标识；

再次，对频域信道响应

进行IFFT变换处理，得到时域信道估计值

式中，

是时域信道第一径系数的估计值，

是时域信道第L-1径系数的估计值，

为整个OFDM/OFDMA符号上信道响应的平均值，且位于该OFDM/OFDMA符号的中间位置；

最后，从时域信道估计值

中提取带有LOS分量的径，即第一径： ${\hat{h}}_{\mathrm{los}}\left(m_p\right)=\hat{h}(m_p,0);$

（1b）利用估计得到的带有LOS分量的径

进行频偏估计，得到多普勒频偏估计值：

$\widehat{\mathrm{\ϵ}}=\frac{N}{2\mathrm{\π}{N}_s{\mathrm{DN}}_m}\underset{m_p\∈{\mathrm{\κ}}_p}{\mathrm{\Σ}}\arg \left\{{\hat{h}}_{\mathrm{los}}(m_p+D){{\hat{h}}_{\mathrm{los}}}^{*}\left(m_p\right)\right\}$

式中，κ_p为带有导频的OFDM/OFDMA符号位置集合，m_p为带有导频的OFDM/OFDMA符号的标识，N_s＝N+N_g，N和N_g分别为FFT和循环前缀的长度，arg{}表示取角度符号，D为两个进行相关处理的OFDM/OFDMA符号间隔的符号数，N_m为进行相关处理的OFDM/OFDMA组数，

为位置m_p+D处带有LOS分量的径系数估计值，

表示

的共轭值；

（2）最佳多普勒频偏补偿步骤：

（2a）计算频偏补偿后信号的信干比SIR

假设用于频偏补偿的频偏值为

其中ρ∈[0 1]为补偿倍数，

为频偏的估计值，则频偏补偿后信号的信干比SIR为：

$\mathrm{SIR}=[P_L{\left|\frac{\sin \mathrm{\π}\underset{\‾}{\mathrm{\ϵ}}}{\sin \mathrm{\π}\underset{\‾}{\mathrm{\ϵ}}/N}\right|}^2+P_S(N+2\underset{r=1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{J}_0\left(2\mathrm{\π}{f}_{\max }r{T}_s\right)\cos (2\mathrm{\π\ρ}\widehat{\mathrm{\ϵ}}r/N))]/P_{\mathrm{ICI}}$

式中，f_max为最大多普勒频移，T_s为采样间隔，J₀(·)为第一类零阶贝塞尔函数，

ε为真实归一化频偏，P_L为莱斯信道LOS分量的功率，P_L＝|c|²，c为信道第一径LOS分量系数，P_S为莱斯信道所有散射分量的功率和，

为信道第l_p径的系数，var[]为取方差符号，P_ICI为平均干扰功率：

$\begin{array}{c}{P}_{\mathrm{ICI}}=\frac{P_L}{N_u{N}^2}\underset{p=-N_u+1}{\overset{N_u-1}{\mathrm{\Σ}}}(N_u-|p\left|\right){\left|\frac{\sin \mathrm{\π}(p+\underset{\‾}{\mathrm{\ϵ}})}{\sin [\mathrm{\π}(p+\underset{\‾}{\mathrm{\ϵ}})/N]}\right|}^2-\frac{P_L}{N^2}{\left|\frac{\sin \mathrm{\π}\underset{\‾}{\mathrm{\ϵ}}}{\sin [\mathrm{\π}\underset{\‾}{\mathrm{\ϵ}}/N]}\right|}^2+\frac{N_u-1}{N}{P}_S\\ +\frac{2P_S}{N_u{N}^2}\underset{q=1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}(N-q)J_0\left(2\mathrm{\π}{f}_{\max }{T}_{s}q\right)[\underset{p=-N_u+1}{\overset{N_u-1}{\mathrm{\Σ}}}(N_u-|p\left|\right)\cos \left(\frac{2\mathrm{\πq}(p-\widehat{\mathrm{\ϵ}})}{N}\right)-N_u\cos \left(\frac{-2\mathrm{\πq}\widehat{\mathrm{\ϵ}}}{N}\right)]\end{array}$

式中，N_u为OFDM/OFDMA符号中有用子载波的个数；

（2b）根据补偿后信号的信干比SIR的大小确定最佳的频偏补偿倍数ρ，即将SIR取最大值时对应的频偏补偿倍数ρ作为最佳的补偿倍数。

2.根据权利要求1所述的频偏估计方法，其中步骤（1a）所述的对导频位置频域信道响应

进行内插，是指线性内插、高斯内插和Cubic内插中的任意一种。

3.根据权利要求2所述的频偏估计方法，其中所述的线性内插，是通过如下公式进行：

$\hat{H}(m_p,k_d)=\hat{H}(m_p,k_p+m)=(1-\frac{m}{N_f}){\hat{H}}_p(m_p,k_p)+\frac{m}{N_f}{\hat{H}}_p(m_p,k_p+N_f)$

式中，内插得出的数据子载波位置(m_p,k_d)的频域信道响应，m_p为带有导频符号的标识，k_p为导频子载波位置的标识，k_d为数据子载波位置的标识，N_f为两个相邻的导频子载波间隔的子载波数，m取不同值使内插结果遍历到所有的数据子载波位置，且m∈[1 N_f-1]，为位置(m_p,k_p)处的信道估计值，

为内插得到的位置(m_p,k_p+m)处的信道估计值，

为位置(m_p,k_p+N_f)处的信道估计值。

4.根据权利要求2所述的频偏估计方法，其中所述的高斯内插，是通过如下公式进行：

$\begin{array}{c}\hat{H}(m_p,k_d)=\hat{H}(m_p,k_p+m)=\frac{1}{2}[{\left(\frac{m}{N_f}\right)}^2-\frac{m}{N_f}]{\hat{H}}_p(m_p,k_p-N_f)\\ +[1-{\left(\frac{m}{N_f}\right)}^2]{\hat{H}}_p(m_p,k_p)\\ +\frac{1}{2}[{\left(\frac{m}{N_f}\right)}^2+\frac{m}{N_f}]{\hat{H}}_p(m_p,k_p+N_f)\end{array}$

式中，

内插得出的数据子载波位置(m_p,k_d)的频域信道响应，m_p为带有导频符号的标识，k_p为导频子载波位置的标识，k_d为数据子载波位置的标识，N_f为相邻的两个导频子载波间隔的载波数，m取不同值使内插结果遍历所有的数据子载波位置，且m∈[1 N_f-1]，

为内插得到的位置(m_p,k_p+m)处的信道估计值，

为位置(m_p,k_p)处的信道估计值，

为位置(m_p,k_p+N_f)处的信道估计值，

为位置(m_p,k_p-N_f)处的信道估计值。

5.根据权利要求2所述的频偏估计方法，其中所述的Cubic内插，是通过如下公式进行：

$\begin{array}{c}\hat{H}(m_p,k_d)=\hat{H}(m_p,k_p+m)=(1+\frac{2m}{N_f}){\left(\frac{m-N_f}{-N_f}\right)}^2{\hat{H}}_p(m_p,k_p)\\ +(1+\frac{2(m-N_f)}{-N_f}){\left(\frac{m}{N_f}\right)}^2{\hat{H}}_p(m_p,k_p+N_f)\\ +m{\left(\frac{m-N_f}{-N_f}\right)}^2{{\hat{H}}_p}^{*}(m_p,k_p)+(m-N_f){\left(\frac{m}{N_f}\right)}^2{{\hat{H}}_p}^{*}(m_p{,k}_p+N_f)\end{array}$

式中，

内插得出的数据子载波位置(m_p,k_d)的频域信道响应，m_p为带有导频符号的标识，k_p为导频子载波位置的标识，k_d为数据子载波位置的标识，N_f为相邻的两个导频子载波间隔的载波数，m取不同值使内插结果遍历到所有的数据子载波位置，且m∈[1 N_f-1]，

为位置(m_p,k_p)处的信道估计值，为内插得到的位置(m_p,k_p+m)处的信道估计值，为位置(m_p,k_p+Nf)处的信道估计值，

表示

的共轭，

表示

的共轭。

6.一种高速移动环境下莱斯信道的多普勒频偏估计与补偿方法，包括：

1）频偏估计步骤：

1a）对接收到的OFDM/OFDMA时域信号采用时域信道估计算法，得到时域信道估计值：

1a1）构建频域发送矩阵：X_P＝diag(X(m_p,k₁),X(m_p,k₂),…,X(m_p,k_p))，式中，m_p为带有导频符号的标识，k_p为导频子载波位置的标识，X(m_p,k_p)为位置(m_p,k_p)处的频域发送信号,diag（）表示对角矩阵符号；

1a2）由频域发送矩阵X_P构建中间数据矩阵：A_P＝X_PBF_kM，式中，F_k为N×N单位离散时间傅里叶变换矩阵，N为傅里叶变换的长度，M为N×Q映射矩阵， $M=\left[\begin{array}{c}E\\ F\end{array}\right],$ E为Q×Q单位阵，Q为时域信道响应的最大多径时延长度，F为(N-Q)×Q零矩阵，B为P×N矩阵，其每一行仅有一个非零值1，且第p行的非零值1位于第k_p列，P为每个符号导频子载波的个数；

1a3）构建频域接收矩阵：Y_P＝[Y(m_p,k₁),Y(m_p,k₂),…,Y(m_p,k_p)]^T，式中，Y(m_p,k_p)为位置(m_p,k_p)处的频域接收信号,[]^T为转置符号；

1a4）由A_P和Y_P运算得到的时域信道响应

式中，()^-1为取逆符号，()^H为共轭转置符号；

1a5）将时域信道响应

写成各径分离的形式为：

${\hat{h}}_{m_p}=[\hat{h}(m_p,0),...,\hat{h}(m_p,L-1)]$

式中，

是时域信道第一径系数的估计值，

是时域信道第L-1径系数的估计值,为整个OFDM/ODMA符号上信道响应的平均值，且位于该OFDM/OFDMA符号的中间位置，m_p为带有导频的OFDM/OFDMA符号的标识；

1b）从时域信道估计值

中提取带有LOS分量的径，即第一径： ${\hat{h}}_{\mathrm{los}}\left(m_p\right)=\hat{h}(m_p,0);$

1c）利用估计得到的带有LOS分量的径

进行频偏估计，得到多普勒频偏估计值：

$\widehat{\mathrm{\ϵ}}=\frac{N}{2\mathrm{\π}{N}_{s}D{N}_m}\underset{m_p\∈{\mathrm{\κ}}_p}{\mathrm{\Σ}}\arg \left\{{\hat{h}}_{\mathrm{los}}(m_p+D){{\hat{h}}_{\mathrm{los}}}^{*}\left(m_p\right)\right\}$

式中，κ_p为带有导频的OFDM/OFDMA符号位置集合，m_p为带有导频的OFDM/OFDMA符号的标识，N_s＝N+N_g，N和N_g分别为FFT和循环前缀的长度，arg{}表示取角度符号，D为两个进行相关处理的OFDM/OFDMA符号间隔的符号数，N_m为进行相关处理的OFDM/OFDMA组数，

为位置m_p+D处带有LOS分量的径系数估计值，

表示

的共轭；

2）最佳多普勒频偏补偿步骤：

2a）计算频偏补偿后信号的信干比SIR

假设用于频偏补偿的频偏值为

其中ρ∈[0 1]为补偿倍数，

为频偏的估计值，则频偏补偿后信号的信干比SIR为：

$\mathrm{SIR}=[P_L{\left|\frac{\sin \mathrm{\π}\underset{\‾}{\mathrm{\ϵ}}}{\sin \mathrm{\π}\underset{\‾}{\mathrm{\ϵ}}/N}\right|}^2+P_S(N+2\underset{r=1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{J}_0\left(2\mathrm{\π}{f}_{\max }r{T}_s\right)\cos (2\mathrm{\π\ρ}\widehat{\mathrm{\ϵ}}r/N))]/P_{\mathrm{ICI}}$

式中，f_max为最大多普勒频移，T_s为采样间隔，J₀()为第一类零阶贝塞尔函数，

ε为真实归一化频偏，P_L为莱斯信道LOS分量的功率，P_L＝|c|²，c为信道第一径LOS分量系数，P_S为莱斯信道所有散射分量的功率和，

为信道第l_p径的系数，var[]为取方差符号，P_ICI为平均干扰功率：

$\begin{array}{c}{P}_{\mathrm{ICI}}=\frac{P_L}{N_u{N}^2}\underset{p=-N_u+1}{\overset{N_u-1}{\mathrm{\Σ}}}(N_u-|p\left|\right){\left|\frac{\sin \mathrm{\π}(p+\underset{\‾}{\mathrm{\ϵ}})}{\sin [\mathrm{\π}(p+\underset{\‾}{\mathrm{\ϵ}})/N]}\right|}^2-\frac{P_L}{N^2}{\left|\frac{\sin \mathrm{\π}\underset{\‾}{\mathrm{\ϵ}}}{\sin [\mathrm{\π}\underset{\‾}{\mathrm{\ϵ}}/N]}\right|}^2+\frac{N_u-1}{N}{P}_S\\ +\frac{2P_S}{N_u{N}^2}\underset{q=1}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}(N-q)J_0\left(2\mathrm{\π}{f}_{\max }{T}_{s}q\right)[\underset{p=-N_u+1}{\overset{N_u-1}{\mathrm{\Σ}}}(N_u-|p\left|\right)\cos \left(\frac{2\mathrm{\πq}(p-\widehat{\mathrm{\ϵ}})}{N}\right)-N_u\cos \left(\frac{-2\mathrm{\πq}\widehat{\mathrm{\ϵ}}}{N}\right)]\end{array}$

式中，N_u为OFDM/OFDMA符号中有用子载波的个数；

2b）根据补偿后信号的信干比SIR的大小确定最佳的频偏补偿倍数ρ,即将SIR取最大值时对应的频偏补偿倍数ρ作为最佳的补偿倍数。

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