CN102332818A - 一种三电平大降压直流变换器及其脉冲宽度调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种三电平大降压直流变换器及其脉冲宽度调制方法，涉及电力电子功率变换技术领域，本发明提供的直流变换器，各主功率开关承受的电压应力为输入的高压直流电压的一半，可以选用低耐压、高开关频率的主功率开关，有利于减小滤波器体积；采用左右半桥的结构，直流变换器输出的PWM脉冲电压为左右半桥输出的直流三电平电压之差，大比例降压输出时，可避免主功率开关工作在极端占空比状态；PWM控制方法在优化主功率开关占空比的同时，能控制第一飞跨电容和第二飞跨电容的电压平衡(为输入的高压直流电压的一半)，保证直流变换器运行性能良好。

Description

一种三电平大降压直流变换器及其脉冲宽度调制方法

技术领域

本发明涉及电力电子功率变换技术领域，涉及一种三电平大降压直流变换器及其脉冲宽度调制方法。

背景技术

直流功率变换技术是将恒定的或变化的直流电压通过直流变换器，变换成直流负载所需的电压。而负载所需的电压，一般需要对输入直流电压进行降压或升压，在小功率领域，通常采用传统的单个主功率开关的两电平Buck和Boost直流变换器来进行电压转换。随着直流负载功率等级的提高，以及输入/输出电压较高，现有的功率开关面临着耐压等级和开关频率之间的矛盾。对于降压型Buck直流变换器，在直流输入电压等级较高的场合，单个主功率开关的耐压等级不够、或功率开关的开关频率较低，难以完成高压输入/低压输出的大功率直流变换。

多电平功率变换技术能够很好地解决上述的问题，基于两个主功率开关的三电平Buck直流变换器使得主功率开关承受的电压应力为输入直流电压的一半。但现有技术中的普通三电平Buck直流变换器在大比例降压时，主功率开关的占空比容易工作在极端状态，尤其直流变换器的主功率开关在高频工作时，极端占空比制约了普通三电平Buck直流变换器实现大比例降压的大功率变换。

发明内容

为了避免主功率开关的占空比处于极端状态，实现直流变换器的大比例降压的大功率变换，本发明提出了一种三电平大降压直流变换器及其脉冲宽度调制方法，详见下文描述：

一种三电平大降压直流变换器，所述直流变换器输入为高压直流电压，输出为低压直流电压，并且输入输出的直流降压比大于等于4，所述直流变换器由左右半桥组成，包括：第一飞跨电容、第二飞跨电容、第一主功率开关、第二主功率开关、第三主功率开关、第四主功率开关、第一功率二极管、第二功率二极管、第三功率二极管、第四功率二极管、滤波电容、储能电感和直流负载，其中，所述第一飞跨电容和所述第二飞跨电容等容量，

输入端的所述高压直流电压的正极性端分别与所述第一主功率开关的集电极和所述第三功率二极管的阴极相连；所述第一主功率开关的发射极分别与所述第二主功率开关的集电极和所述第一飞跨电容的一端相连，所述第二主功率开关的发射极和左半桥的中点相连；所述左半桥的中点分别与所述第一功率二极管的阴极和所述储能电感的一端相连；所述第一功率二极管的阳极分别与所述第一飞跨电容的另一端和所述第二功率二极管的阴极相连；所述第二功率二极管的阳极分别与输入端的所述高压直流电压的负极性端和所述第四主功率开关的发射极相连；所述左半桥的中点为正极性端；所述储能电感的另一端分别与所述滤波电容的一端和所述直流负载的一端相连；所述滤波电容的另一端和所述直流负载的另一端分别与右半桥的中点相连；所述右半桥的中点分别与所述第四功率二极管的阳极和所述第三主功率开关的集电极相连；所述第四功率二极管的阴极分别与所述第三功率二极管的阳极和所述第二飞跨电容的一端相连；所述第三主功率开关的发射极分别与所述第四主功率开关的集电极和所述第二飞跨电容的另一端相连；所述右半桥的中点为负极性端。

所述第一主功率开关、所述第二主功率开关、所述第三主功率开关和所述第四主功率开关为低耐压的可控主功率开关。

一种三电平大降压直流变换器的脉冲宽度调制方法，所述方法包括以下步骤：

(1)对第一主功率开关、第二主功率开关、第三主功率开关和第四主功率开关进行独立控制，获取占空比与第一调制系数m_a和第二调制系数m_b的关系式，滤波电容输出的低压直流电压和高压直流电压与第一调制系数m_a和第二调制系数m_b的关系式；

(2)在任一载波周期内，第一反向交错载波和第二反向交错载波交错分布，根据所述第一调制系数m_a和所述第二调制系数m_b获取脉冲宽度控制规则。

所述占空比与第一调制系数m_a和第二调制系数m_b的关系式为：

$\left\{\begin{array}{c}{d}_2=m_a\\ d_3=1-m_b\end{array}\right.$

其中，d₂、d₃分别为所述第二主功率开关、所述第三主功率开关的占空比。

所述滤波电容输出的低压直流电压和高压直流电压与第一调制系数m_a和第二调制系数m_b的关系式为：

U_o＝U_in×(m_a-m_b)。

所述脉冲宽度控制规则为：

$\left\{\begin{array}{cc}{m}_a>V_{\mathrm{carrier}2},& S_1=1\\ m_a>V_{\mathrm{carrier}1},& S_2=1\\ m_b>V_{\mathrm{carrier}1},& S_3=0\\ m_b>V_{\mathrm{carrier}2},& S_4=0\end{array}\right.$

式中，V_carrier1、V_carrier2分别为两个载波的瞬时值。

m_a-m_b＞0，且m_b≥0.5。

本发明提供的技术方案的有益效果是：

本发明提供了一种三电平大降压直流变换器及其脉冲宽度调制方法，本发明提供的直流变换器，各主功率开关承受的电压应力为输入端的高压直流电压的一半，可以选用低耐压、高开关频率的主功率开关，有利于减小滤波器体积；采用左右半桥的结构，直流变换器输出的PWM(Pulse Width Modulation，脉冲宽度调制)脉冲电压为左右半桥输出的直流三电平电压之差，大比例降压输出时，可避免主功率开关工作在极端占空比状态；PWM控制方法在优化主功率开关占空比的同时，能控制第一飞跨电容和第二飞跨电容的电压平衡(为输入端的高压直流电压的一半)，保证直流变换器运行性能良好。

附图说明

图1是本发明提供的一种三电平大降压直流变换器的拓扑结构图；

图2是本发明提供的一种三电平大降压直流变换器的工作原理图；

图3是本发明提供的飞跨电容电压平衡的PWM控制说明图；

图4是本发明提供的三电平大降压直流变换器的脉冲宽度调制方法的流程图。

附图中，各标号所代表的部件列表如下：

U_in：输入的高压直流电压；    C₁：第一飞跨电容；

C₂：第二飞跨电容；           S₁：第一主功率开关；

S₂：第二主功率开关；         S₃：第三主功率开关；

S₄：第四主功率开关；         D₁：第一功率二极管；

D₂：第二功率二极管；            D₃：第三功率二极管；

D₄：第四功率二极管；            C_f：滤波电容；

L_f：储能电感；                  carrier1：第一反向交错载波；

carrier2：第二反向交错载波；    m_a：第一调制系数；

m_b：第二调制系数；              U_ab：直流变换器输出PWM脉冲电压；

U_o：滤波电容输出低压直流电压；  T：载波周期；

R：直流负载；

t_off1：第一主功率开关在某一个载波周期内的关断时间；

t_off2：第二主功率开关在某一个载波周期内的关断时间；

t_on3：第三主功率开关在某一个载波周期内的导通时间；

t_on4：第四主功率开关在某一个载波周期内的导通时间。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明实施方式作进一步地详细描述。

为了避免主功率开关的占空比处于极端状态，实现直流变换器的大比例降压的大功率变换，本发明实施例提出了一种三电平大降压直流变换器，参见图1和图2，详见下文描述：

一种三电平大降压直流变换器，输入为高压直流电压U_in，输出为低压直流电压U_o，并且输入输出的直流降压比大于等于4。该三电平大降压直流变换器由左右半桥构成：左半桥自上而下由两个串联的第一主功率开关S₁、第二主功率开关S₂、两个串联的第一功率二极管D₁、第二功率二极管D₂“阴-阴”反向串联而成，并通过第一飞跨电容C₁对里侧的第二主功率开关S₂、第一功率二极管D₁进行筘位；左半桥的中点a为输出正极性端；右半桥自上而下由两个串联的第三功率二极管D₃、第四功率二极管D₄、两个串联的第三主功率开关S₃、第四主功率开关S₄“阳-阳”反向串联而成，通过第二飞跨电容C₂对里侧的第四功率二极管D₄、第三主功率开关S₃进行筘位，右半桥的中点b为输出负极性端，左右半桥的正极性端和负极性端之间接储能电感L_f、滤波电容C_f和直流负载R。

下面结合图1和图2，详细的描述三电平大降压直流变换器的电路连接关系，该直流变换器由左右半桥组成，包括：第一飞跨电容C₁、第二飞跨电容C₂、第一主功率开关S₁、第二主功率开关S₂、第三主功率开关S₃、第四主功率开关S₄、第一功率二极管D₁、第二功率二极管D₂、第三功率二极管D₃、第四功率二极管D₄、滤波电容C_f、储能电感L_f和直流负载R，其中，第一飞跨电容C₁和第二飞跨电容C₂等容量，

输入端的高压直流电压U_in的正极性端分别与第一主功率开关S₁的集电极和第三功率二极管D₃的阴极相连；第一主功率开关S₁的发射极分别与第二主功率开关S₂的集电极和第一飞跨电容C₁的一端相连，第二主功率开关S₂的发射极和左半桥的中点a相连；左半桥的中点a分别与第一功率二极管D₁的阴极和储能电感L_f的一端相连；第一功率二极管D₁的阳极分别与第一飞跨电容C₁的另一端和第二功率二极管D₂的阴极相连；第二功率二极管D₂的阳极分别与输入端的高压直流电压U_in的负极性端和第四主功率开关S₄的发射极相连；左半桥的中点a为正极性端；储能电感L_f的另一端分别与滤波电容C_f的一端和直流负载R的一端相连；滤波电容C_f的另一端和直流负载R的另一端分别与右半桥的中点b相连；右半桥的中点b分别与第四功率二极管D₄的阳极和第三主功率开关S₃的集电极相连；第四功率二极管D₄的阴极分别与第三功率二极管D₃的阳极和第二飞跨电容C₂的一端相连；第三主功率开关S₃的发射极分别与第四主功率开关S₄的集电极和第二飞跨电容C₂的另一端相连；右半桥的中点b为负极性端。

其中，图2中的实线为电流流通路径。

进一步地，为了降低主功率开关的损耗，减小滤波器体积，本发明实施例中的第一主功率开关S₁、第二主功率开关S₂、第三主功率开关S₃和第四主功率开关S₄优选为低耐压的可控功率开关。

参见图3和图4，三电平大降压直流变换器有五种有效工作状态(电流连续时)：

(1)主功率开关的开关状态S₁S₂S₃S₄＝1100时，直流变换器输出PWM脉冲电压U_ab为0，此时第三功率二极管D₃和第四功率二极管D₄处于续流状态，第一飞跨电容C₁和第二飞跨电容C₂处于保持状态，储能电感L_f为直流负载R提供能量。

(2)主功率开关的开关状态S₁S₂S₃S₄＝1110时，直流变换器输出PWM脉冲电压U_ab为U_in/2，此时第三功率二极管D₃导通，第一飞跨电容C₁处于保持状态，第二飞跨电容C₂处于放电状态，第二飞跨电容C₂为直流负载R提供能量。

(3)主功率开关的开关状态S₁S₂S₃S₄＝1010时，直流变换器输出PWM脉冲电压U_ab为0，此时第一功率二极管D₁和第三功率二极管D₃导通，输入的高压直流电压U_in对第一飞跨电容C₁进行充电，第二飞跨电容C₂处于放电状态，输入的高压直流电压U_in和第二飞跨电容C₂为直流负载R提供能量。

(4)主功率开关的开关状态S₁S₂S₃S₄＝1101时，直流变换器输出PWM脉冲电压U_ab为U_in/2，此时第四功率二极管D₄导通，输入的高压直流电压U_in对第二飞跨电容C₂进行充电，第一飞跨电容C₁处于保持状态，输入的高压直流电压U_in为直流负载R提供能量。

(5)主功率开关的开关状态S₁S₂S₃S₄＝0101时，直流变换器输出PWM脉冲电压U_ab为0，此时第二功率二极管D₂和第四功率二极管D₄导通，第一飞跨电容C₁放电，第二飞跨电容C₂处于充电状态，第一飞跨电容C₁为直流负载R提供能量。

在工作状态(3)和(5)下，第一飞跨电容C₁在一个载波周期内轮换充、放电；在工作状态(2)、(3)、(4)和(5)下，第二飞跨电容C₂在一个载波周期内轮换充、放电。由图3中的几何关系可得，第一飞跨电容C₁和第二飞跨电容C₂充、放电所持续的时间相等，从而控制第一飞跨电容C₁和第二飞跨电容C₂的电压均为输入的高压直流电压U_in的一半。

针对一种三电平大降压直流变换器，本发明实施例提出一种三电平大降压直流变换器的脉冲宽度调制方法，如图3所示，

101：对第一主功率开关S₁、第二主功率开关S₂、第三主功率开关S₃和第四主功率开关S₄进行独立控制，获取占空比与第一调制系数m_a和第二调制系数m_b的关系式，滤波电容输出的低压直流电压U_o和高压直流电压U_in与第一调制系数m_a和第二调制系数m_b的关系式；

一个载波周期内，储能电感L_f的平均电流不变，且其储存的能量与放电释放的能量相等，由图3可得如下数学关系：

$(\frac{U_{\mathrm{in}}}{2}-U_o)(t_{\mathrm{on}3}-t_{\mathrm{off}2})=U_o(\frac{T}{2}-t_{\mathrm{on}3}+t_{\mathrm{off}2})---\left(1\right)$

从而得到图1拓扑的滤波电容输出低压直流电压U_o与输入的高压直流电压U_in的关系式：

$U_o=\frac{t_{\mathrm{on}3}-t_{\mathrm{off}2}}{T}\×U_{\mathrm{in}}=U_{\mathrm{in}}\×[d_3-(1-d_2)]---\left(2\right)$

其中，占空比与第一调制系数m_a和第二调制系数m_b的关系式为：

$\left\{\begin{array}{c}{d}_2=m_a\\ d_3=1-m_b\end{array}\right.---\left(3\right)$

式中d₂、d₃分别为第二主功率开关S₂、第三主功率开关S₃的占空比，m_a为左半桥的调制系数(即第一调制系数)、m_b为右半桥的调制系数(即第二调制系数)。

滤波电容输出的低压直流电压U_o和高压直流电压U_in与第一调制系数m_a和第二调制系数m_b的关系式为：

U_o＝U_in×(m_a-m_b)    (4)

由式(4)说明，通过直流降压比对第一调制系数m_a和第二调制系数m_b进行优化处理，得到非极端占空比状态下的同一输出电压，只需满足m_a-m_b＞0，且m_b≥0.5。

102：在任一载波周期内，第一反向交错载波carrier1和第二反向交错载波carrier2交错分布，根据第一调制系数m_a和第二调制系数m_b获取脉冲宽度控制规则。

其中，脉冲宽度控制规则为：

$\left\{\begin{array}{cc}{m}_a>V_{\mathrm{carrier}2},& S_1=1\\ m_a>V_{\mathrm{carrier}1},& S_2=1\\ m_b>V_{\mathrm{carrier}1},& S_3=0\\ m_b>V_{\mathrm{carrier}2},& S_4=0\end{array}\right.---\left(5\right)$

式中V_carrier1、V_carrier2分别为两个载波的瞬时值，则在任一载波周期内，主功率开关的开关状态S₁S₂S₃S₄依次为：

1100→1110→1010→1110→1100→1101→0101→1101→1100，对应的直流变换器输出PWM脉冲电压为：0→U_in/2→0→U_in/2→0→U_in/2→0→U_in/2→0。主功率开关的开关状态S₁S₂S₃S₄为“1110”时，第二飞跨电容C₂放电；主功率开关的开关状态S₁S₂S₃S₄为“1101”时，第二飞跨电容C₂充电，并且充、放电持续的时间相等；主功率开关的开关状态S₁S₂S₃S₄为“1010”时，第一飞跨电容C₁充电、第二飞跨电容C₂放电；主功率开关的开关状态S₁S₂S₃S₄为“0101”时，第一飞跨电容C₁放电、第二飞跨电容C₂充电，且充、放电持续的时间也相等。

由图3可得，在每个载波周期内，第一飞跨电容C₁和第二飞跨电容C₂充、放电时间相等，直流负载R平均电流相等，因此控制了第一飞跨电容C₁和第二飞跨电容C₂的电压平衡。同时，随着直流降压比的增大，左右半桥的调制系数之差(m_a-m_b)相应减小，因此主功率开关的占空比均可优化控制趋近于50％，避免工作在极端占空比状态。其中，PWM控制规则以相邻主功率开关状态的开关变化次数最少为原则，并且控制第一飞跨电容C₁和第二飞跨电容C₂在一个载波周期内充、放电时间均相等，从而控制第一飞跨电容C₁和第二飞跨电容C₂上的电压平衡。为控制各主功率开关的占空比工作在非极端状态，左右半桥双调制波的调制系数均大于0.5，且以靠近0.5为优化控制原则。

综上所述，本发明实施例提供了一种三电平大降压直流变换器及其脉冲宽度调制方法，本发明实施例提供的直流变换器，各主功率开关承受的电压应力为输入的高压直流电压的一半，可以选用低耐压、高开关频率的主功率开关，有利于减小滤波器体积；采用左右半桥的结构，直流变换器输出的PWM脉冲电压为左右半桥输出的直流三电平电压之差，大比例降压输出时，可避免主功率开关工作在极端占空比状态；PWM控制方法在优化主功率开关占空比的同时，能控制第一飞跨电容和第二飞跨电容的电压平衡(为输入的高压直流电压的一半)，保证直流变换器运行性能良好。

本领域技术人员可以理解附图只是一个优选实施例的示意图，上述本发明实施例序号仅仅为了描述，不代表实施例的优劣。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种三电平大降压直流变换器，其特征在于，所述直流变换器输入为高压直流电压(U_in)，输出为低压直流电压(U_o)，并且输入输出的直流降压比大于等于4，所述直流变换器由左右半桥组成，包括：第一飞跨电容(C₁)、第二飞跨电容(C₂)、第一主功率开关(S₁)、第二主功率开关(S₂)、第三主功率开关(S₃)、第四主功率开关(S₄)、第一功率二极管(D₁)、第二功率二极管(D₂)、第三功率二极管(D₃)、第四功率二极管(D₄)、滤波电容(C_f)、储能电感(L_f)和直流负载(R)，其中，所述第一飞跨电容(C₁)和所述第二飞跨电容(C₂)等容量，

输入端的所述高压直流电压(U_in)的正极性端分别与所述第一主功率开关(S₁)的集电极和所述第三功率二极管(D₃)的阴极相连；所述第一主功率开关(S₁)的发射极分别与所述第二主功率开关(S₂)的集电极和所述第一飞跨电容(C₁)的一端相连，所述第二主功率开关(S₂)的发射极和左半桥的中点(a)相连；所述左半桥的中点(a)分别与所述第一功率二极管(D₁)的阴极和所述储能电感(L_f)的一端相连；所述第一功率二极管(D₁)的阳极分别与所述第一飞跨电容(C₁)的另一端和所述第二功率二极管(D₂)的阴极相连；所述第二功率二极管(D₂)的阳极分别与输入端的所述高压直流电压(U_in)的负极性端和所述第四主功率开关(S₄)的发射极相连；所述左半桥的中点(a)为正极性端；所述储能电感(L_f)的另一端分别与所述滤波电容(C_f)的一端和所述直流负载(R)的一端相连；所述滤波电容(C_f)的另一端和所述直流负载(R)的另一端分别与右半桥的中点(b)相连；所述右半桥的中点(b)分别与所述第四功率二极管(D₄)的阳极和所述第三主功率开关(S₃)的集电极相连；所述第四功率二极管(D₄)的阴极分别与所述第三功率二极管(D₃)的阳极和所述第二飞跨电容(C₂)的一端相连；所述第三主功率开关(S₃)的发射极分别与所述第四主功率开关(S₄)的集电极和所述第二飞跨电容(C₂)的另一端相连；所述右半桥的中点(b)为负极性端。

2.根据权利要求1所述的一种三电平大降压直流变换器，其特征在于，所述第一主功率开关(S₁)、所述第二主功率开关(S₂)、所述第三主功率开关(S₃)和所述第四主功率开关(S₄)为低耐压的可控主功率开关。

3.一种用于权利要求1或2所述的三电平大降压直流变换器的脉冲宽度调制方法，其特征在于，所述方法包括以下步骤：

(1)对第一主功率开关(S₁)、第二主功率开关(S₂)、第三主功率开关(S₃)和第四主功率开关(S₄)进行独立控制，获取占空比与第一调制系数m_a和第二调制系数m_b的关系式，滤波电容输出的低压直流电压(U_o)和高压直流电压(U_in)与第一调制系数m_a和第二调制系数m_b的关系式；

(2)在任一载波周期内，第一反向交错载波和第二反向交错载波交错分布，根据所述第一调制系数m_a和所述第二调制系数m_b获取脉冲宽度控制规则。

4.根据权利要求3所述的三电平大降压直流变换器的脉冲宽度调制方法，其特征在于，所述占空比与第一调制系数m_a和第二调制系数m_b的关系式为：

$\left\{\begin{array}{c}{d}_2=m_a\\ d_3=1-m_b\end{array}\right.$

其中，d₂、d₃分别为所述第二主功率开关(S₂)、所述第三主功率开关(S₃)的占空比。

5.根据权利要求3所述的三电平大降压直流变换器的脉冲宽度调制方法，其特征在于，所述滤波电容输出的低压直流电压(U_o)和高压直流电压(U_in)与第一调制系数m_a和第二调制系数m_b的关系式为：

U_o＝U_in×(m_a-m_b)。

6.根据权利要求3所述的三电平大降压直流变换器的脉冲宽度调制方法，其特征在于，所述脉冲宽度控制规则为：

$\left\{\begin{array}{cc}{m}_a>V_{\mathrm{carrier}2},& S_1=1\\ m_a>V_{\mathrm{carrier}1},& S_2=1\\ m_b>V_{\mathrm{carrier}1},& S_3=0\\ m_b>V_{\mathrm{carrier}2},& S_4=0\end{array}\right.$

式中，V_carrier1、V_carrier2分别为两个载波的瞬时值。

7.根据权利要求3所述的三电平大降压直流变换器的脉冲宽度调制方法，其特征在于，m_a-m_b＞0，且m_b≥0.5。

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