CN102223696B - 一种lte系统中小区搜索方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种LTE系统中小区搜索方法。具体包括步骤：用户终端通过低通滤波器获取PSS信号频带内的接收信号；利用接收信号检测PSS信号，获取5ms时间同步和物理层小区组内ID；利用接收信号检测CP长度，获取频率同步，并对接收信号进行补偿；利用补偿后的信号检测SSS信号，获取10ms时间同步和物理层小区组ID。本发明的方法让用户终端和小区取得时间和频率同步的同时，并检测主同步信号、辅同步信号、循环前缀以及物理层小区标识。本发明的方法对PSS、SSS和CP有较高的正确检测概率，并且具有较低的运算复杂度。

Description

一种LTE系统中小区搜索方法

技术领域

本发明属于移动通信技术领域，特别涉及一种小区搜索方法。

背景技术

长期演进技术（LTE，Long Term Evolution）是第三代合作伙伴计划（3GPP，The 3rdGeneration Partnership Project）制定的移动通信系统标准，使用正交频分复用（OFDM，Orthogonal Frequency Division Multiplexing）的射频接收技术，以及MIMO(Multiple-InputMultiple-Output)的分集天线技术，同时支持频分双工（FDD，Frequency Division Duplexing）和时分双工(TDD，Time Division Duplexing)。

LTE系统中，小区搜索是一个非常关键的环节。因为它是用户终端（UE，User Equipment）与基站建立通信链路的前提。无论用户终端是在开机后接入小区，还是在通信过程中进行小区切换，都需要依靠小区搜索过程与基站建立连接。小区搜索是让用户终端和小区取得时间和频率同步，并检测小区标识(ID，Identity)的过程。小区搜索通过若干下行信道实现，包括同步信道(SCH，Synchronization Channel)、广播信道(BCH，Broadcast Channel)和下行参考信号(RS,Reference Signal)。SCH又分为主同步信道(PSCH，the Primary Synchronization Channel)和辅同步信道(SSCH，the Secondary Synchronization Channel)。PSCH和SSCH是纯粹的物理层信道，只用于同步和小区搜索，因此称为“主同步信号”(PSS)和“辅同步信号”(SSS)。

小区搜索过程通常包含下列两个步骤：检测PSS，用于获得5ms时钟，并获得小区ID组内的具体小区ID；检测SSS，用于获得10ms无线帧时钟、小区ID组。

在LTE系统中无线帧长度为10ms，1个无线帧包含10个子帧、20个时隙。一个下行时隙又分为若干个OFDM符号，根据CP（Cyclic Prefix）长度的不同，包含OFDM符号的数量也不同。当使用常规CP时，一个下行时隙包含7个OFDM符号；当使用扩展CP时，一个下行时隙包含6个OFDM符号。在20MHz系统带宽配置下，一个OFDM符号的长度N=2048(不含CP)，子载波频率间隔为15KHz。

LTE协议规定，小区搜索过程使用下列两种同步信号：主同步信号和辅同步信号。主同步信号的序列由频域Zadoff-Chu序列生成，即

$S_{\mathrm{PSS}}^{\left(u_j\right)}\left(n\right)=\left\{\begin{array}{c}{e}^{-j\frac{\mathrm{\π}{u}_j(n+1)(n+2)}{63},n=\mathrm{0,1},...,30,}\\ e^{-j\frac{\mathrm{\π}{u}_{j}n(n+1)}{63},n=\mathrm{31,32},...,61,}\end{array}\right.$

其中，Zadoff-Chu序列根序号u_j(j=0,1,2)与物理层小区组内

一一对应，当

时，u_j分别为25，29，34。PSS信号长度为62（DC子载波空出不用），PSS信号占用系统带宽的中央1.08MHz，ZC序列映射到中央62个子载波上，左右各5个空闲子载波用于提供干扰保护。

辅同步信号由两个长为31个二进制M序列交织形成的，并用主同步信号对其进行加扰。

其中，s₀和s₁是M序列，c₀，c₁和z₁为加扰序列，参数m₀和m₁由物理层小区ID组

唯一确定。

对于PSS和SSS信号的复用方式，LTE规定，在FDD模式下，PSS信号映射到时隙1和时隙11的最后一个OFDM符号，将SSS映射到PSS的前一个符号。在TDD模式下，PSS信号映射到时隙2和时隙12的第三个OFDM符号，将SSS映射到时隙1和时隙11的最后一个符号上。

图1示出了本发明中LTE系统拓扑图。所述无线通信系统包括：基站设备1以及用户终端21、用户终端22、……用户终端2K。其中，各用户终端设备可以是任何一种能以无线方式和基站通信的移动电子设备，包括但不限于：手机、PDA、车载台等；基站设备1包括但不限于；基站或eNodeB、网络控制器等，各用户终端设备和基站设备可采用频分双工模式或者时分双工收发信息。

现有的小区搜索方法中，需要在首先利用盲CP检测获取频率同步的情况下，在频域检测PSS信号以获取小区ID组内的具体小区ID。采用非相干相关的方法，检测SSS,获得10ms无线帧时钟、小区ID组。在LTE系统中，利用盲CP检测获取频率同步的复杂度较高，载波频偏估计检测性能较差，特别是在多播信道和单播信道复用的情况下，盲CP检测性能更差，因此PSS正确检测概率低。非相干相关检测SSS的方法由于没有考虑信道环境的变化，在信道处于低多普勒频移的情况下，检测概率没有任何改善。

此外，也有在时域上通过本地PSS信号与接收信号做滑动相关的方法，检测PSS以获取小区ID组内的具体小区ID。由于未获得系统时间同步，因此该方法时域滑动相关运算复杂度很高，同时该方法受载波频偏影响很大，PSS正确检测概率较低。

发明内容

本发明的目的是为了解决现有的LTE系统中小区搜索方法存在的问题，提出了一种LTE系统中小区搜索方法。

本发明的技术方案是：一种LTE系统中小区搜索方法，包括如下步骤：

S1.用户终端通过低通滤波器获取PSS信号频带内的接收信号；

S2.利用步骤S1得到的接收信号检测PSS信号，获取5ms时间同步和物理层小区组内ID；

S3.利用步骤S1得到的接收信号检测CP长度，获取频率同步，并对接收信号进行补偿；

S4.利用步骤S3补偿后的信号检测SSS信号，获取10ms时间同步和物理层小区组ID。

本发明的有益效果：本发明的小区搜索方法在检测主同步信号、辅同步信号、循环前缀以及物理层小区标识的同时，让用户终端和小区取得时间和频率同步。本发明的方法对主同步信号、辅同步信号和循环前缀有较高的正确检测概率，并且在主同步信号检测中采用滤波和M倍下采样技术，使得运算复杂度降低为原来的1/M。

附图说明

图1为本发明中LTE系统拓扑图。

图2为本发明LTE系统中小区搜索方法的流程示意图。

图3为本发明的PSS信号与小区组内ID检测流程示意图。

图4为本发明的CP检测与频率同步流程示意图。

图5为本发明的SSS相干相关检测与小区组ID检测的流程示意图。

图6为本发明的SSS非相干相关检测与小区组ID检测的流程示意图。

图7本发明的方法对PSS和CP正确检测的概率示意图。

图8本发明的方法在TDD系统下SSS检测概率示意图。

图9本发明的方法在FDD系统下SSS检测概率示意图。

具体实施方式

下面结合附图和具体的实施例对本发明作进一步的阐述。

图2示出了本发明在LTE系统的进行小区搜索方法的流程图，具体如下：

S1.用户终端通过低通滤波器获取PSS信号频带内的接收信号r(k)，低通滤波器的截止频率为0.465MHz，即PSS占用子载波数目与子载波间隔乘积的一半。

本领域技术人员应该理解，上述低通滤波器的截止频率0.465MHz仅仅只是列示，而非用于限制本发明，事实上，低通滤波器的截止频率根据实际子载波间隔和PSS占用子载波数目选取其它不同值。

S2.利用步骤S1得到的接收信号检测PSS信号，获取5ms时间同步和物理层小区组内其分步骤如图3所示。具体如下:

S21.产生三组时域PSS序列，并进行下采样和分段；

S22.对接收信号进行下采样和分段；

S23.计算滑动相关，获取最大相关值的索引，取得5ms时间同步；

S24.获取中最大相关值所在的组序号，确定物理层小区ID。

在步骤S21中，根据预设的物理层小区组内

与Zadoff-Chu根序号u的对应关系，产生三组时域PSS序列

$s_{\mathrm{PSS}}^{\left(u_j\right)}\left(k\right)=\frac{1}{N}\underset{n=-N/2}{\overset{1}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{\mathrm{PSS}}^{\left(u_j\right)}(n+\frac{N}{2})e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{N}\mathrm{kn}}+\frac{1}{N}\underset{n=1}{\overset{N/2}{\mathrm{\Σ}}}{S}_{\mathrm{PSS}}^{\left(u_j\right)}(n+\frac{N}{2}-1)e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{N}\mathrm{kn}},j=\mathrm{0,1,2},$

其中，N表示IFFT点数。

按预设的下采样倍数和分段段数M_p对信号进行下采样和分段，其中，N_min表示PSS序列降采样后最小长度。

。作为一种优选方式，所述N_min=64，分段段数M_p=2。

在步骤S22中，按预设的下采样倍数

和分段段数M_p对接收信号r(k)进行下采样和分段。作为另一种优选方式，所述N_min=64，分段段数M_p=2。

在步骤S23中，计算经过下采样和分段处理后

与r(k)的分段相关值，得到三组相关集，

$C_j\left(\mathrm{\θ}\right)=\underset{i=0}{\overset{M_p-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\underset{k=0}{\overset{N_{\min }/M_p-1}{\mathrm{\Σ}}}r(\mathrm{kM}+\mathrm{\θ}+\frac{N_{\min }}{M_p}i){\left[s_{\mathrm{PSS}}^{\left(u_j\right)}(\mathrm{kM}+\frac{N_{\min }}{M_P}i))\right]}^{*}\right|}^2,j=\mathrm{0,1,2},$ 公式（1）

并获取最大相关值的索引

得到PSS信号起始位置的估计值

进而获取到时间同步；

在步骤S24中，获取公式(1)中最大相关值所在的组序号j确定物理层小区组内

即 ${\hat{N}}_{\mathrm{ID}}^{\left(2\right)}=\arg \underset{j}{\max }\left\{C_j\left(\mathrm{\θ}\right)\right\}.$

S3.利用步骤S1得到的接收信号检测CP长度，获取频率同步，并对接收信号进行补偿；具体包含下列分步骤，具体如图4所示，具体包括如下分步骤:

S31.获取预设CP模式下CP的起始位置；

S32.计算每种CP模式下，PSS信号所在符号的CP的归一化相关值；

S33.计算每种CP模式下，SSS信号所在符号的CP的归一化相关值；

S34.通过预设规则获取CP长度；

S35.小数倍频偏估计；

S36.小数倍频偏补偿；

S37.在预设范围内，计算频域PSS与接收PSS的滑动相关；

S38.根据所述滑动相关值，做整数倍频偏估计；

S39.整数倍频偏补偿，完成频率同步。

在步骤S31中，按照预设两种的CP长度，即第一种常规CP，长度为L₁=144和第二种扩展CP，长度为L₂=512，获取第i种CP模式下PSS所在OFDM符号CP的起始位置 ${\widehat{\mathrm{\θ}}}_{\mathrm{CP},i1}={\widehat{\mathrm{\θ}}}_p-L_i,i=\mathrm{1,2},$ 与SSS所在OFDM符号CP的起始位置 ${\widehat{\mathrm{\θ}}}_{\mathrm{CP},i2}={\widehat{\mathrm{\θ}}}_p-L_i-N,i=\mathrm{1,2}.$

在步骤S32中，分别计算第i种CP模式下，PSS信号所在OFDM符号CP与该OFDM符号内CP复制部分的归一化相关值

$M_{i1}=\frac{\left|R_{i1}\right|}{P_{i1}},i=\mathrm{1,2},$ 公式(21)

其中，

$R_{i1}=\underset{k=0}{\overset{L_i-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}^{*}(k+{\widehat{\mathrm{\θ}}}_{\mathrm{CP},i1})r(k+N+{\widehat{\mathrm{\θ}}}_{\mathrm{CP},i1}),i=\mathrm{1,2},$ 公式(31)

$P_{i1}=\underset{k=0}{\overset{L_i-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|r(k+N+{\widehat{\mathrm{\θ}}}_{\mathrm{CP},i1})\right|}^2,i=\mathrm{1,2},$ 公式(41)

R_i1表示在第i种CP模式下，PSS信号所在OFDM符号的CP与该OFDM符号内CP复制部分的相关值，P_i1表示OFDM符号在第i种CP模式下的能量，N表示OFDM符号长度。

在步骤S33中，对于FDD系统，分别计算第i种CP模式下，SSS信号所在OFDM符号的CP与该OFDM符号内CP复制部分的归一化相关值，

$M_{i2}=\frac{\left|R_{i2}\right|}{P_{i2}},i=\mathrm{1,2},$ 公式(22)

其中，

$R_{i2}=\underset{k=0}{\overset{L_i-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}^{*}(k+{\widehat{\mathrm{\θ}}}_{\mathrm{CP},i2})r(k+N+{\widehat{\mathrm{\θ}}}_{\mathrm{CP},i2}),i=\mathrm{1,2},$ 公式(32)

$P_{i2}=\underset{k=0}{\overset{L_i-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|r(k+N+{\widehat{\mathrm{\θ}}}_{\mathrm{CP},i2})\right|}^2,i=\mathrm{1,2},$ 公式(42)

R_i2表示在第i种CP模式下，SSS信号所在OFDM符号的CP与该OFDM符号内CP复制部分的相关值，P_i2表示OFDM符号在第i种CP模式下的能量，N表示OFDM符号长度。

计算PSS信号与SSS信号所在OFDM符号的CP归一化相关值的均值，即 $M_i=\frac{1}{2}\×\underset{k=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{M}_{\mathrm{ik}},i=\mathrm{1,2},$ 以进一步降低噪声干扰。

对于TDD系统，不需要计算SSS信号所在OFDM符号的CP与该OFDM符号内CP复制部分的归一化相关值，即M_i2=0，则M_i=M_i1。

在步骤S34中，通过预设规则获取CP长度，预设规则如下：

${\hat{L}}_{\mathrm{CP}}\left\{\begin{array}{cc}144,& M_1\&GreaterEqual;M_2\\ 512,& M_1<M_2\end{array}\right.$ 公式(5)

在步骤S35中，取公式(31)最大相关值的相角并除以2π，得到小数倍频偏估计

即

${\widehat{\mathrm{\&epsiv;}}}_F=-\frac{1}{2\mathrm{\&pi;}}\&angle;\left\{\max \right\{R_{i1}\left\}\right\}$

在步骤S36中，对接收信号做小数倍频偏补偿，即

在步骤S37中，在频率中心

个子载波范围内，计算频域PSS信号与接收频域信号的滑动相关值，即

$\mathrm{\&Lambda;}\left(\mathrm{\&gamma;}\right)=\underset{n=-31}{\overset{31}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left[S_{\mathrm{PSS}}^{\left({\hat{N}}_{\mathrm{ID}}^{\left(2\right)}\right)}\left(n\right)\right]}^{*}[\underset{k=-N/2}{\overset{-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{r}^{\&prime;}(k+\frac{N}{2}+{\widehat{\mathrm{\&theta;}}}_p)e^{-j\frac{2\mathrm{\&pi;}}{N}(n+\mathrm{\&gamma;})k}+\underset{k=1}{\overset{N/2}{\mathrm{\&Sigma;}}}{r}^{\&prime;}(n+\frac{N}{2}+{\widehat{\mathrm{\&theta;}}}_p-1)e^{-j\frac{2\mathrm{\&pi;}}{N}(n+\mathrm{\&gamma;})k}]$ 公式(6)

其中，

是最大归一化载波频偏并根据收发两端的晶振误差和信道最大多普勒频移进行预设，表示物理层小区组内的主同步信号的序列；这里，“*”表示取共轭。

在步骤S38中，通过公式(6)最大相关值的索引

估计出整数倍载波频偏

在步骤S39中，做整数倍频偏补偿，至此，用户终端接收信号

与基站设备取得频率同步。

S4.利用步骤S3补偿后的信号检测SSS信号，获取10ms时间同步和物理层小区组ID。

在步骤S4中，用户终端根据信号

检测SSS信号获取10ms时间同步和物理层小区组

此步骤中，根据双工模式和信道多普勒频移大小，SSS检测可以分为相干相关检测和非相干相关检测。相干相关检测方法包含步骤S41-S49，具体如图5所示，适用于低多普勒频移环境和FDD模式。所述步骤S4具体包括如下分步骤:

S41.根据最小平方准则，估计PSS信道频率响应；

S42.预设线性相位低通滤波器；

S43.按预设规则构造新的PSS信道频响并通过低通滤波器；

S44.截短滤波器输出，对接收到的频域SSS信号做补偿；

S45.遍历产生31组SSS信号在子帧0中的偶数序列；

S46.计算所述偶数序列与补偿后SSS信号偶数序列的相关值；

S47.遍历产生31组SSS信号在子帧0中的奇数序列；

S48.计算所述奇数序列与补偿后SSS信号奇数序列的相关值；

S49.根据预设规则，获取SSS信号所在子帧号和小区组ID。

非相干相关检测方法包括步骤S41'-S47'，具体如图6所示，适用于高多普勒频移环境和TDD模式。具体如下：

S41'.根据最小平方准则，估计PSS信道频率响应；

S42'.对接收到的频域SSS信号做补偿；

S43'.遍历产生31组SSS信号在子帧0中的偶数序列；

S44'.计算所述偶数序列与补偿后SSS信号偶数序列的相关值；

S45'.遍历产生31组SSS信号在子帧0中的奇数序列；

S46'.计算所述奇数序列与补偿后SSS信号奇数序列的相关值；

S47'.根据预设规则，获取SSS信号所在子帧号和小区组ID。

在步骤S41中，由于PSS时频位置已知，利用接收到的PSS频域信号R_PSS(n)和本地频域PSS信号S_PSS(n)，估计最小平方(LS)准则下PSS信道频率响应，即

${\hat{H}}_{\mathrm{LS}}=R_{\mathrm{PSS}}\left(n\right)/S_{\mathrm{PSS}}\left(n\right).$

在步骤S42中，预设一个L-1阶的线性相位低通滤波器，滤波器群延迟

作为一种优选方式，低通滤波器通带截止频率w_p=t_max×Δf，其中t_max为信道的最大延迟扩展，Δf为子载波间隔，阻带截止频率w_s=5w_p。

在步骤S43中，记

1×M向量，按照如下规则构造新的1×(M+2g)向量

将

通过步骤S42中预设的低通滤波器，做频域滤波抑制时域噪声，滤波器输出记为

在步骤S44中，按照如下规则截短

获取新的1×M向量

作为PSS的信道传输函数，

对接收到的频域SSS信号R_SSS(n)做如下补偿，得到

在步骤S45中，m在[0,30]遍历产生31组SSS信号在子帧0中的偶数序列

在步骤S46中，取步骤S44中补偿后的SSS信号

偶数下标组成序列

计算序列

与

相关值，并记最大相关值的位置m₀₁：

$m_{01}=\arg \underset{m\&Element;\left[\mathrm{0,30}\right]}{\max }\left\{\underset{n=0}{\overset{30}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\hat{R}}_{\mathrm{SSS}}^{*}\left(2n\right)S_{\mathrm{SSS}}^{\left(m\right)}\left(2n\right)\right\}.$

在步骤S47中，m在[0,30]遍历产生31组SSS信号在子帧0中的奇数序列

在步骤S48中，取步骤S44补偿后的SSS信号

奇数下标组成序列计算序列

与

相关值，并记最大相关值的位置m10：

$m_{10}=\arg \underset{m\&Element;\left[\mathrm{0,30}\right]}{\max }\left\{\underset{n=0}{\overset{30}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\hat{R}}_{\mathrm{SSS}}^{*}(2n+1)S_{\mathrm{SSS}}^{\left(m\right)}(2n+1)\right\}$

在步骤S49中，根据预设规则，获取SSS信号所在子帧号和小区组

预设规则如下：m₀=min(m₀₁,m₁₀),m₁=max(m₀₁,m₁₀)。令d=|m₀₁-m₁₀|，物理层小区组

$\mathrm{ID}{\hat{N}}_{\mathrm{ID}}^{\left(1\right)}=\left\{\begin{array}{cc}{m}_0,& d=1\\ m_0+30,& d=2\\ m_0+59,& d=3\\ m_0+87,& d=4\\ m_0+114,& d=5\\ m_0+140,& d=6\\ m_0+165,& d=7\end{array}\right.$

若m₀₁<m₁₀，则SSS信号所在的子帧号为0；否则为5。至此，用户终端与基站设备取得10ms时间同步。

在步骤S41'中，由于PSS时频位置已知，利用接收到的PSS频域信号R_PSS(n)和本地频域PSS信号S_PSS(n)，估计最小平方准则下PSS信道频率响应，即

${\hat{H}}_{\mathrm{LS}}\left(n\right)=R_{\mathrm{PSS}}\left(n\right)/S_{\mathrm{PSS}}\left(n\right).$

在步骤S42'中，对接收到的频域SSS信号R_SSS(n)做如下补偿，得到

步骤S43'-S47'与步骤S45-S49内容一致。

用户终端根据物理层小区组内

和物理层小区组ID获取小区

即

完成物理层小区ID检测。

下面通过仿真来说明本发明技术方案的有益效果。具体仿真环境如下：LTE系统带宽20MHz，载波频率2.6GHz，FFT大小2048点，子载波间隔15kHz，系统采样频率30.72MHz，晶振偏差10ppm，信道模型为扩展典型城市模型(ETU,Extended Typical Urban)。

图7展示了本发明的方法对PSS和CP正确检测的概率，可以看到，PSS的检测概率达到98%以上，并且对噪声有很强的鲁棒性。在信噪比大于-2dB时，CP正确检测也超过95%。

图8展示了本发明的方法在TDD系统时对SSS正确检测的概率。由图8可知，在信噪比小于0dB的情况下，非相干方法（S41'-S47'）正确检测SSS的性能优于相干方法。当信噪比大于0dB的情况下，相干方法（S41-S49）正确检测SSS的性能优于非相干方法。非相干方法能有效对抗信道中多普勒的影响，在信噪比大于0dB时检测概率大于90%。相干方法在低多普勒的情况下，在信噪比大于0dB时检测概率大于90%，高多普勒的情况下，检测概率超过80%。

图9展示了本发明的方法在FDD系统时对SSS正确检测的概率。由图9可知，信噪比小于0dB的情况下，非相干方法正确检测SSS的性能优于相干方法。当信噪比大于0dB的情况下，相干方法正确检测SSS的性能优于非相干方法。非相干方法能有效对抗信道中多普勒的影响，在信噪比大于0dB时检测概率大于90%。相干方法在低多普勒的情况下，在信噪比大于0dB时检测概率大于90%，高多普勒的情况下，检测概率超过86%。可以看出，本发明的本技术方案具有较高的物理层小区标识检测概率。

本发明的方法在PSS检测中采用M倍下采样技术，使得运算复杂度降低为原来的1/M。因此，本发明的技术方案具有较低的运算复杂度。

本领域的普通技术人员将会意识到，这里所述的实施例是为了帮助读者理解本发明的原理，应被理解为本发明的保护范围并不局限于这样的特别陈述和实施例。本领域的普通技术人员可以根据本发明公开的这些技术启示做出各种不脱离本发明实质的其它各种具体变形和组合，这些变形和组合仍然在本发明的保护范围内。

Claims (4)

1.一种LTE系统中小区搜索方法，其特征在于，包括如下步骤： 

S1.用户终端通过低通滤波器获取PSS信号频带内的接收信号，所述PSS具体为主同步信号； 

S2.利用步骤S1得到的接收信号检测PSS信号，获取5ms时间同步和物理层小区组内ID； 

S3.利用步骤S1得到的接收信号检测CP长度，获取频率同步，并对接收信号进行补偿； 

S4.利用步骤S3补偿后的信号检测SSS信号，获取10ms时间同步和物理层小区组ID，所述SSS具体为辅同步信号； 

所述步骤S2具体包括如下分步骤: 

S21.产生三组时域PSS序列，并进行下采样和分段，根据预设的物理层小区组内与Zadoff-Chu根序号u的对应关系，产生三组时域PSS序列

其中，

Zadoff-Chu序列根序号u_j(j=0,1,2)与物理层小区组内

一一对应，当

时，u_j分别为25，29，34，N表示IFFT点数， 

按预设的下采样倍数

和分段段数M_p对信号

进行下采样和分段，其中，N_min表示PSS序列降采样后最小长度； 

S22.按预设的下采样倍数

和分段段数M_p对接收信号r(k)进行下采样和分段； 

S23.计算经过下采样和分段处理后

与r(k)的分段相关值，得到三组相关集， 

公式（1） 

并获取最大相关值的索引

得到PSS信号起始位置的估计值进而获取到时间同步； 

S24.获取公式(1)中最大相关值所在的组序号j确定物理层小区组内

即 

所述步骤S3具体包括如下分步骤: 

S31.按照预设两种的CP长度，即第一种常规CP，长度为L₁=144和第二种扩展CP，长度为L₂=512，获取第i种CP模式下PSS所在OFDM符号CP的起始位置 

与SSS所在OFDM符号CP的起始位置

S32.分别计算第i种CP模式下，PSS信号所在OFDM符号CP与该OFDM符号内CP复制部分的归一化相关值 

公式(21) 

其中， 

公式(31) 

公式(41) 

R_i1表示在第i种CP模式下，PSS信号所在OFDM符号的CP与该OFDM符号内CP复制部分的相关值，P_i1表示OFDM符号在第i种CP模式下的能量，N表示OFDM符号长度； 

S34.通过预设规则获取CP长度，预设规则如下： 

公式(5) 

S35.公式(31)最大相关值的相角并除以2π，得到小数倍频偏估计，即 

S36.对接收信号做小数倍频偏补偿，即

S37.在频率中心

个子载波范围内，计算频域PSS信号与接收频域信号的滑动相关值，即 

公式(6) 

其中，

是最大归一化载波频偏并根据收发两端的晶振误差和信道最大多普勒频移进行预设，

表示物理层小区组内的主同步信号的序列； 

S38.通过公式(6)最大相关值的索引

估计出整数倍载波频偏

S39.做整数倍频偏补偿，至此，用户终端接收信号

与基站设备取得频率同步； 

或者， 

所述步骤S3具体包括如下分步骤: 

S31.按照预设两种的CP长度，即第一种常规CP，长度为L₁=144和第二种扩展CP，长度为L₂=512，获取第i种CP模式下PSS所在OFDM符号CP的起始位置 

与SSS所在OFDM符号CP的起始位置

S32.分别计算第i种CP模式下，PSS信号所在OFDM符号CP与该OFDM符号内CP复制部分的归一化相关值 

公式(21) 

其中， 

公式(31) 

公式(41) 

R_i1表示在第i种CP模式下，PSS信号所在OFDM符号的CP与该OFDM符号内CP复制部分的相关值，P_i1表示OFDM符号在第i种CP模式下的能量，N表示OFDM符号长度； 

S33.分别计算第i种CP模式下，SSS信号所在OFDM符号的CP与该OFDM符号内CP复制部分的归一化相关值， 

公式(22) 

其中， 

公式(32) 

公式(42) 

R_i2表示在第i种CP模式下，SSS信号所在OFDM符号的CP与该OFDM符号内CP复制部分的相关值，P_i2表示OFDM符号在第i种CP模式下的能量，N表示OFDM符号长度； 

计算PSS信号与SSS信号所在OFDM符号的CP归一化相关值的均值，即 

S34.通过预设规则获取CP长度，预设规则如下： 

公式(5) 

S35.公式(31)最大相关值的相角并除以2π，得到小数倍频偏估计即 

S36.对接收信号做小数倍频偏补偿，即

S37.在频率中心

个子载波范围内，计算频域PSS信号与接收频域信号的滑动相关值，即 

公式(6) 

其中，是最大归一化载波频偏并根据收发两端的晶振误差和信道最大多普勒频移进行预设，

表示物理层小区组内

的主同步信号的序列； 

S38.通过公式(6)最大相关值的索引估计出整数倍载波频偏

S39.做整数倍频偏补偿，

至此，用户终端接收信号

与基站设备取得频率同步。 

2.根据权利要求1所述的小区搜索方法，其特征在于，所述步骤S4具体包括如下分步骤: 

S41.利用接收到的PSS频域信号R_PSS(n)和本地频域PSS信号S_PSS(n)，估计最小平方准则下PSS信道频率响应，即 

S42.预设一个L-1阶的线性相位低通滤波器，滤波器群延迟

S43.记

为1×M向量，按照如下规则构造新的1×(M+2g)向量

将

通过步骤S42中预设的低通滤波器，做频域滤波抑制时域噪声，滤波器输出记为 

S44.按照如下规则截短

获取新的1×M向量作为PSS的信道传输函数， 

对接收到的频域SSS信号R_SSS(n)做如下补偿，得到

S45.m在[0,30]遍历产生31组SSS信号在子帧0中的偶数序列

S46.取步骤S44中补偿后的SSS信号

偶数下标组成序列

计算序列 

与

关值，并记最大相关值的位置

S47.m在[0,30]遍历产生31组SSS信号在子帧0中的奇数序列

S48.取步骤S44补偿后的SSS信号奇数下标组成序列

计算序列 与

相关值，并记最大相关值的位置m₁₀： 

S49.根据预设规则，获取SSS信号所在子帧号和小区组

预设规则如下：m₀=min(m₀₁,m₁₀),m₁=max(m₀₁,m₁₀)，令d=|m₀₁-m₁₀|，物理层小区组 

若m₀₁<m₁₀，则SSS信号所在的子帧号为0；否则为5，至此，用户终端与基站设备取得10ms时间同步。 

3.根据权利要求1所述的小区搜索方法，其特征在于，所述步骤S4具体包括如下分步骤: 

S41'.利用接收到的PSS频域信号R_PSS(n)和本地频域PSS信号S_PSS(n)，估计最小平方准则下PSS信道频率响应，即 

S42'.对接收到的频域SSS信号R_SSS(n)做如下补偿，得到

S43'.m在[0,30]遍历产生31组SSS信号在子帧0中的偶数序列

S44'.取步骤S42'中补偿后的SSS信号

偶数下标组成序列

计算序列 

与

相关值，并记最大相关值的位置m₀₁： 

S45'.m在[0,30]遍历产生31组SSS信号在子帧0中的奇数序列

S46'.取步骤S42'补偿后的SSS信号

奇数下标组成序列

计算序列 

与

相关值，并记最大相关值的位置m₁₀： 

S47'.根据预设规则，获取SSS信号所在子帧号和小区组

预设规则如下：m₀=min(m₀₁,m₁₀),m₁=max(m₀₁,m₁₀)，令d=|m₀₁-m₁₀|，物理层小区组 

若m₀₁<m₁₀，则SSS信号所在的子帧号为0；否则为5，至此，用户终端与基站设备取得10ms时间同步。 

4.根据权利要求2所述的小区搜索方法，其特征在于，步骤S42中所述的低通滤波器通带截止频率w_p=t_max×Δf，其中t_max为信道的最大延迟扩展，Δf为子载波间隔，阻带截止频率w_s=5w_p。 

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