CN102141816B - 一种外接mos的电流模式电流感应部分电路及其方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种外接功率MOS管的电流模式电流感应部分电路及其实现方法，所述电流感应电路进一步包括：电流采样电路、可调的外接补偿电阻和叠加电路，分别用以将流过MOS管的电流转化为所述外接电阻上的电压值和将外接电阻的电压值与斜坡补偿电压值叠加，外接补偿电阻的阻值根据外接MOS管的导通电阻进行设定。本发明提供的电路和方法，可以在电流模式下实现对外接MOS管输出电流的采样，并通过可调的外接补偿电阻将传递电阻的大小设计为固定值，从而可以设计固定的电流补偿斜率来消除次谐波不稳定性，克服了本领域的技术人员以往在外接MOS管时只能采用电压制模式的技术难点，减少环路补偿的复杂程度，调节更加灵活。

Description

一种外接MOS的电流模式电流感应部分电路及其方法

技术领域

本发明涉及功率开关控制领域，具体涉及一种外接MOS的电流模式电流感应部分电路。

背景技术

PWM开关稳压或稳流电路的基本工作原理就是在输入电压变化、内部参数变化、外接负载变化的情况下，控制电路通过被控制信号与基准信号的差值进行闭环反馈，调节主电路开关的导通脉冲宽度，使得开关电源的输出电压或电流等被控制信号稳定。而对于定频调宽的PWM闭环反馈控制系统，主要有五种PWM反馈控制模式、分别为电压模式控制、峰值电流控制模式(也称电流模式)、平均电流模式控制、滞环电流模式控制以及相加模式控制。

以BUCK电路(降压式变换电路)为例，电流模式的整体控制原理如图1所示。电路中存在电压反馈环和电流反馈环两个反馈环路。其中，电压反馈环的控制原理是：输出电压V_out经过反馈电阻分压产生反馈信号FB，反馈信号FB与基准信号V_ref的差值经运放E_amp放大产生误差放大信号EAO。EAO信号再与电流环路反馈信号(电流感应信号与斜坡补偿信号的和)经PWM比较器比较产生具有一定占空比的PWM信号，PWM信号经过逻辑控制电路生成功率开关管的控制信号DH与DL，从而控制功率开关管的开启与关闭，也就控制了输出电压的高低。

电流反馈环的控制原理是：采样电阻R_sense与功率管串联，功率管中的电流流过采样电阻产生采样电压，采样电压经过电流采样放大器后就得到具有一定斜坡的电压，该电压与斜坡补偿电流产生的斜坡补偿电压相加后，经过PWM比较器与误差放大器的输出(即EAO信号)相比较，当相加后的电压大于EAO时，PWM比较器输出低电平关闭功率开关管，电路停止充电。所以电流模式控制是通过调节功率管电流斜坡(等同电感电流斜坡)的峰值来控制开关管的。

但是，在实际的电路中我们很少直接采用电流感应电阻，因为加入电阻会影响系统的效率，并且高精度的小电阻也很难实现。作为替代的传统电流模式电流感应部分电路如图2所示，其中M₁为功率MOS管，I为流过功率管的电流，I₁为斜坡补偿的电流，gm为跨导系数、R_DS为开关管内阻。从图中可以看出：

V₁＝R₁*I₃＝R₁*(I₁+I₂)＝R₁*(I₁+gm*I*R_DS)＝R₁*I₁+R₁*gm*I*R_DS    (1)

在此替代电路中通过运放将功率管电流I转化为电流I₂，之后通过电阻R₁实现电流I₂与I₁的线性叠加，产生电压V₁，在用V₁与电压负反馈环形成的误差电压EAO进行比较得到所需要的PWM信号。

下面以降压补偿电路为例进行说明，从公式(1)中可以看出，外部电流I斜率经过(R₁*gm*R_DS)转化为内部比较所需要的电压斜率，为消除次谐波不稳定，该电压斜率与斜坡补偿电压斜率(R₁*dI1/dt)存在比例关系，即：

R₁*dI1/dt＞0.5*R₁*gm*R_DS*dIdown/dt           (2)

设传递电阻R_MAP＝R₁*gm*R_DS。

在实际应用中，如果输出电流比较小，我们可以将MOS管集成到芯片内部，这时的MOS管导通电阻R_DS的变化范围不是很大，一般可以根据R_DS的典型值设置：

R₁*dI1/dt≈0.75*R₁*gm*R_DS*dIdown/dt           (3)

来满足设计要求。

斜坡补偿斜率不宜设置过大，过大会导致峰值电流受限制，而峰值电流会影响变换器的输出容量。

如果输出电流较大，我们不宜将MOS管集成到芯片内部，因为较大的电流会产生较多的热量，使芯片的温度迅速升高影响芯片的性能，同时较大的电流会使芯片内部的接地信号GND受到很强的干扰，严重时会使芯片失效。

因此，在较大的电流下我们会选择外接MOS管，这样即不会有较大的温升，同时也不存在对芯片内部GND的干扰。同时我们还可以根据不同的需要来选择不同的MOS管类型，例如普通MOS管，耐压MOS管或纵向MOS管等。

我们在设计外接MOS管时，往往会根据带电流能力和效率等不同的需要选择MOS管及其R_DS值，如果利用传统的电流模式电流感应部分电路，根据公式(2)和公式(3)可以看出R_DS的值已经受到限制，这也就限制了电流模式在外接MOS管的电路设计中的灵活应用。在以往的外接MOS管的设计中，人们往往会采用电压模式，然而电压模式输出端存在双极点，使得环路补偿比较复杂，同时电压模式与电流模式相比对输出的变化调节较慢，对输入变化的抑制能力较差。因此，电流模式只要克服对R_DS值变化的影响，电流模式仍然有较大的应用空间。

如何克服R_DS值的变化，设计一种适用于电流模式的外接MOS电路，是为业界需要解决的问题。

发明内容

本发明的目的是提供一种适合外接MOS的电流模式电流感应电路，以解决传统的外接MOS管设计受限于MOS管内阻变化而采用电压控制模式，而电压控制模式对输出变化调节反应不灵敏，并且对输入变化抑制能力较差的技术问题。

为实现上述目的，本发明采用了以下的技术方案：

一种外接MOS的电流模式电流感应部分电路，包括电压反馈电路以及电流反馈电路，所述电压反馈电路将负载输出电压经反馈电阻分压后的反馈电压与基准电压比较后的输出值与所述电流反馈电路的输出值经PWM比较器，生成一PWM信号，该PWM信号经PWM逻辑控制电路生成控制信号，进而控制功率开关管的开启与关闭，所述电流反馈电路进一步包括：

一可调的外接补偿电阻；

一包含有外接功率MOS管的采样电路，用以将流过功率MOS管的电流转化为所述外接电阻上的电压值；以及

一叠加电路，用以将外接电阻的电压值与斜坡补偿电压值叠加，其进一步包括一内置电阻，一斜坡补偿电流源，与该斜坡补偿电流源并联的镜像电源，以及一叠加电流产生电路，该叠加电流产生电路的输入端电性连接于所述外接补偿电阻，输出一稳定的电流，所述镜像电源产生一与该电流成比例的叠加电流与所述斜坡补偿电流源产生的电流叠加后流入所述内置电阻。

依照本发明较佳实施例所述的电流模式电流感应部分电路，所述外接补偿电阻的阻抗与所述外接MOS管的导通电阻对应成比例。

依照本发明较佳实施例所述的电流模式电流感应部分电路，所述叠加电路通过一镜像电源与所述斜坡电流产生电路连接，该镜像电源产生一与所述叠加电流产生电路的输出电流等同的电流。

依照本发明较佳实施例所述的电流模式电流感应部分电路，所述采样电路进一步包括：

一运算放大电路，其输出端与一串联在所述外接补偿电阻的PMOS管的栅极；

一功率MOS管，其源极和漏极分别通过一电阻电性连接于所述运算放大电路两输入端；

所述PMOS管漏极串联于所述外接补偿电阻，源极跨接在所述MOS管漏极与功率放大器负输入端之间。

依照本发明较佳实施例所述的电流模式电流感应部分电路，所述叠加电流产生电路进一步包括：

一运算放大电路，其输出端与一串联在所述镜像电源的NMOS管的栅极，其正、负输入端分别通过一电阻连接在所述外置补偿电阻的两端；

所述NMOS管漏极串联于所述镜像电源，源极跨接在所述外接补偿电阻输出端与功率放大电路负输入端之间。

依照本发明较佳实施例所述的电流模式电流感应部分电路，所述镜像电源的比例系数为1∶1。

依照本发明较佳实施例所述的电流模式电流叠加部分电路，所述运算放大电路两输入端连接的电阻与所述内置电阻阻抗相同。

依照本发明较佳实施例所述的电流模式电流感应部分电路，所述镜像电源用以产生与所述叠加电路生成的电流对应的电流。

依照本发明较佳实施例所述的电流模式电流感应部分电路，所述叠加电路叠加后产生的电压信号输出至所述PWM比较器，与所述误差放大器的输出信号进行比较。

本发明另提供一种外接MOS管的电流模式实现方法，包括：依据比例选取阻值与外接MOS管导通电阻对应的外接补偿电阻；提供一采样电路，将通过外接MOS管的电流转化为外接补偿电阻电压值；提供一叠加电路，将外接电阻电压与斜坡补偿电压值叠加；将叠加后电压与电压反馈环电压比较；产生PWM控制信号。

由于采用了以上的技术特征，使得本发明相比于现有技术具有以下的优点和积极效果：

首先，依据本发明提供的电路和方法，可以在电流模式下实现外接MOS管实现对输出电流的采样，而无需考虑输出电流的大小对芯片性能的影响；

其次，可以在电流模式下实现对外接MOS管输出电流的采样，并通过可调的外接补偿电阻将传递电阻的大小设计为固定值，从而可以设计固定的电流补偿斜率来消除次谐波不稳定性，克服了本领域的技术人员以往在外接MOS管时只能采用电压制模式的技术难点，减少环路补偿的复杂程度，调节更加灵活。

当然，实施本发明内容的任何几个具体实施例，并不一定同时达到以上全部的技术效果。

附图说明

图1是开关电源电流模式控制的整体原理图；

图2是传统的电流模式中电流反馈环的应用原理图；

图3是本发明提供的控制方法的流程图；

图4是本发明的原理框图；

图5是图4中的采样电路的原理图；

图6是图5中的运算放大电路的原理图；

图7为图4中的叠加电路的原理图；

图8为图7中的运算放大电路的原理图；

图9为本发明的电流反馈环路的整体图。

具体实施方式

以下结合附图对本发明的几个优选实施例进行详细描述，但本发明并不仅仅限于这些实施例。本发明涵盖任何在本发明的精髓和范围上做的替代、修改、等效方法以及方案。为了使公众对本发明有彻底的了解，在以下本发明优选实施例中详细说明了具体的细节，而对本领域技术人员来说没有这些细节的描述也可以完全理解本发明。另外，为了避免对本发明的实质造成不必要的混淆，并没有详细说明众所周知的方法、过程、流程、元件和电路等。

本发明的核心思想在于，通过外接电阻来补偿外接MOS管导通电阻值的变化，从而实现传递电阻R_MAP的值基本不变，这样我们就可以设置固定的斜坡补偿斜率来满足公式(2)和公式(3)的要求，消除次谐波不稳定。

并且，观察公式(2)和公式(3)，我们可以看到：传递电阻R_MAP＝R₁*gm*R_DS，其中R_DS的值是变量，gm为内部运放的跨导不宜改变，那么只有改变R₁，用外接R₁的方法来补偿R_DS的变化，从而维持传递电阻R_MAP的值不变。不过斜坡补偿的斜率和R₁、dI1/dt有关，要想保证斜坡补偿的斜率不变，只有将R₁一分为二，将公式(2)和公式(3)变化如下：

R₁₁*dI1/dt＞0.5*R₁₂*gm*R_DS*dIdown/dt            (4)

R₁₁*dI1/dt≈0.75*R₁₂*gm*R_DS*dIdown/dt           (5)

R₁₁为芯片的内置电阻(大小固定)，R₁₂为外置补偿电阻用来补偿R_DS的值的变化。

请参考图3，其为实现本发明思想的一种实现方法的流程图，主要包括以下步骤：

S301：依据比例选取阻值与外接MOS管导通电阻对应的外接补偿电阻，MOS管的导通电阻R_DS根据不同的MOS管性能不同也有差别，而转移电阻RMAP与R₁₂和R_DS有关，两者呈比例关系，因此需要根据R_DS选取R12的阻抗。

S302：提供一采样电路，将通过外接MOS管的电流转化为外接补偿电阻电压值。

S303：提供一叠加电路，将外接电阻电压与斜坡补偿电压值叠加；

S304：将叠加后电压与电压反馈环电压比较；

S305：产生PWM控制信号，此PWM信号具有一定的占空比，再经过逻辑控制电路运算产生功率开关管的控制信号，控制功率开关管的导通或关闭。

请参考图4，其为实现本发明内容的一种具体电路框图；

一种外接MOS的电流模式电流感应部分电路，包括电压反馈电路以及电流反馈电路，所述电压反馈电路将负载输出电压经反馈电阻分压后的反馈电压与基准电压比较后的输出值与所述电流反馈电路的输出值经PWM比较器，生成PWM信号，PWM信号经PWM逻辑控制电路生成控制信号，进而控制功率开关管的开启与关闭，所述电流反馈电路进一步包括可调的外接补偿电阻R₁₂，包含有外接MOS管的采样电路和用以将外接电阻的电压值与斜坡补偿电压值叠加的叠加电路。

请参考图5，其为图4中的采样电路的原理图，其包括：运算放大电路501和MOS管503，运算放大电路501的输出端与一串联在外接补偿电阻R12的PMOS管502的栅极；MOS管503的源极和漏极分别通过一电阻R₃电性连接于运算放大电路501的两输入端；PMOS管502漏极串联于外接补偿电阻R₁₂，源极跨接于MOS管503漏极与运算放大电路501的负输入端之间。

根据图5我们可以得出：

I*R_DS+R₃*I₄＝R₃*(I₄+I₅)

整理得：I₅＝I*R_DS/R₃

V₁₂＝I₅*R₁₂＝R₁₂*I*R_DS/R₃                 (6)

即传递电阻R_MAP＝R₁₂*R_DS/R₃                (7)

R₃为固定阻值的内置电阻，R_DS为外接MOS管503的导通电阻，R₁₂为外接补偿电阻。根据不同的R_DS，我们选择不同的R₁₂，这样可以保证传递电阻R_MAP为常数。

将公式(7)代入公式(4)、(5)得：

R₁₁*dI1/dt＞0.5*(R₁₂*R_DS/R₃)*dIdown/dt     (8)

R₁₁*dI1/dt≈0.75*(R₁₂*R_DS/R₃)*dIdown/dt    (9)

在保证传递电阻R_MAP为常数的前提下，我们可以方便的设置R₁₁*dI1/dt的参数来满足公式(8)和公式(9)，保证了系统的稳定性。

请参考图6，其为图5中的运算放大电路的原理图，该电路可保证较高的3dB增益带宽。

请参考图7，其为图4中的叠加电路的原理图，可见，其进一步包括一内置电阻R₁₁，一产生斜坡补偿电流I₁的斜坡补偿电流源70，与该斜坡补偿电流源并联的镜像电源71，以及一叠加电流产生电路72。

叠加电流产生电路72输入端电性连接于所述外接补偿电阻R₁₂，输出一稳定的电流，镜像电源71将该镜像电源产生的电流I₈成比例的斜坡电源与斜坡补偿电流源70产生的电流I₁叠加后流入内置电阻R₁₁，优选的镜像电源71的比例系数为1∶1。

叠加电流产生电路进一步包括：运算放大电路722和NMOS管721，运算放大电路722输出端接在NMOS管721的栅极，其正、负输入端分别通过一电阻R₄连接在外置补偿电阻R₁₂的两端。

NMOS管721的漏极串联于镜像电源71，源极跨接在外接补偿电阻R₁₂输出端与功率放大器722的负输入端之间。

根据图7我们可以得出：

(I₈+I₆)*R₄＝I₆*R₄+V₁₂推导得到I₈＝V₁₂/R₄。

镜像电源71的比例系数为1∶1，所以，

V₁₁＝I₈*R₁₁+I₁*R₁₁

若设置R₄＝R₁₁，则

V₁₁＝V₁₂+I₁*R₁₁                    (10)

这样就实现了外接电阻R₁₂上的电压值与斜坡补偿电压值(斜坡补偿的电流I₁在内置电阻R₁₁上形成的电压值)的叠加，该部分的运算放大电路如图8所示。

请参考图9，图9为整个外接MOS管电流反馈电路的原理图，整体电流感应部分电路如图9所示，根据公式(6)和公式(10)(R₄＝R₁₁)可知输出电压V₁₁：

V₁₁＝I₁*R₁₁+R₁₂*I*R_DS/R₃                  (11)

其中斜坡补偿电流产生的电压：V_SO＝I₁*R₁₁；

对功率管电流的感应电压：V_SE＝R₁₂*I*R_DS/R₃

斜坡补偿电压斜率：d_VSO/d_t＝R₁₁*dI1/dt     (12)

感应电压斜率：d_VSE/d_t＝(R₁₂*R_DS/R₃)*dI/dt (13)

其中传递电阻R_MAP＝R₁₂*R_DS/R₃。            (14)

所以只要根据功率管导通电阻R_DS的大小合理的设置外接电阻R₁₂的电阻值，来实现传递电阻R_MAP的大小不变。这样就可以通过设置固定的斜坡补偿电流来保证公式(8)和公式(9)的成立，也就保证了系统的稳定性。

综上所述，由于采用了以上的技术特征，使得本发明相比于现有技术具有以下的优点和积极效果：

首先，依据本发明提供的电路和方法，可以在电流模式下实现外接MOS管实现对输出电流的采样，而无需考虑输出电流的大小对芯片性能的影响；

其次，可以在电流模式下实现对外接MOS管输出电流的采样，并通过可调的外接补偿电阻将传递电阻的大小设计为固定值，从而可以设计固定的电流补偿斜率来消除次谐波不稳定性，克服了本领域的技术人员以往在外接MOS管时只能采用电压制模式的技术难点，减少环路补偿的复杂程度，调节更加灵活。

本发明优选实施例只是用于帮助阐述本发明。优选实施例并没有详尽叙述所有的细节，也不限制该发明仅为所述的具体实施方式。显然，根据本说明书的内容，可作很多的修改和变化。本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本发明的原理和实际应用，从而使所属技术领域技术人员能很好地利用本发明。本发明仅受权利要求书及其全部范围和等效物的限制。

Claims (10)

1.一种外接MOS的电流模式电流感应部分电路，包括电压反馈电路以及电流反馈电路，所述电压反馈电路将负载输出电压经反馈电阻分压后的反馈电压与基准电压比较后的输出值与所述电流反馈电路的输出值经PWM比较器，生成一PWM信号，该PWM信号经PWM逻辑控制电路生成控制信号，进而控制功率开关管的开启与关闭，其特征在于，所述电流反馈电路进一步包括：

一可调的外接补偿电阻；

一包含有外接功率MOS管的电流采样电路，用以将流过功率MOS管的电流转化为外接电阻上的电压值；以及

一叠加电路，用以将外接电阻的电压值与斜坡补偿电压值叠加，其进一步包括一内置电阻，一斜坡补偿电流源，与该斜坡补偿电流源并联的镜像电源，以及一叠加电流产生电路，该叠加电流产生电路的输入端电性连接于所述外接补偿电阻，输出一稳定的电流，所述镜像电源产生一与该电流成比例的叠加电流与所述斜坡补偿电流源产生的电流叠加后流入所述内置电阻。

2.如权利要求1所述的电流模式电流感应部分电路，其特征在于，所述外接补偿电阻的阻抗与所述外接功率MOS管的导通电阻对应成比例。

3.如权利要求1所述的电流模式电流感应部分电路，其特征在于，所述叠加电路通过一镜像电源与斜坡补偿电流产生电路连接，该镜像电源产生一与所述叠加电流产生电路的输出电流等同的电流。

4.如权利要求1所述的电流模式电流感应部分电路，其特征在于，所述采样电路进一步包括：

一运算放大电路，其输出端与一串联在所述外接补偿电阻的PMOS管的栅极；

一功率MOS管，其源极和漏极分别通过一电阻电性连接于所述运算放大电路的两输入端；

所述PMOS管漏极串联于所述外接补偿电阻，源极跨接在所述功率MOS管源极与功率放大电路的负输入端之间。

5.如权利要求1所述的电流模式电流感应部分电路，其特征在于，所述叠加电流产生电路进一步包括：

一运算放大电路，其输出端连接在一串联在所述镜像电源的NMOS管的栅极，其正、负输入端分别通过一电阻电性连接在所述外置补偿电阻的两端；

所述NMOS管漏极串联于所述镜像电源，源极跨接在放大器负输入端。

6.如权利要求1所述的电流模式电流感应部分电路，其特征在于，所述镜像电源的比例系数为1∶1。

7.如权利要求5所述的电流模式电流感应部分电路，其特征在于，所述运算放大电路两输入端连接的电阻与所述内置电阻阻抗相同。

8.如权利要求1所述的电流模式电流感应部分电路，其特征在于，镜像电流源用以产生与所述叠加电路生成的电压对应的电流。

9.如权利要求1所述的电流模式电流感应部分电路，其特征在于，所述叠加电路叠加后产生的电压信号输出至所述PWM比较器，与误差放大器的输出信号进行比较。

10.一种外接MOS管的电流模式实现方法，其特征在于，包括：

依据比例选取阻值与外接MOS管导通电阻对应的外接补偿电阻；

提供一电流采样电路，将通过外接MOS管的电流转化为外接补偿电阻电压值；

提供一叠加电路，将外接电阻电压与斜坡补偿电压值叠加；

将叠加后电压与电压反馈环电压比较；

产生PWM控制信号。

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