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CN102111102A - 具有改进的相电流的相位可控性的发电机 - Google Patents

具有改进的相电流的相位可控性的发电机 Download PDF

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CN102111102A
CN102111102A CN2010106211135A CN201010621113A CN102111102A CN 102111102 A CN102111102 A CN 102111102A CN 2010106211135 A CN2010106211135 A CN 2010106211135A CN 201010621113 A CN201010621113 A CN 201010621113A CN 102111102 A CN102111102 A CN 102111102A
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    • H02P9/00—Arrangements for controlling electric generators for the purpose of obtaining a desired output
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Abstract

本发明涉及发电机。在发电机中，为每相电枢绕组提供三相电枢绕组和开关单元。开关单元包括一对带有第一二极管的高边开关元件和带有第二二极管的第二低边开关元件。开关单元通过高边开关元件、第一二极管、第二低边开关元件和第二二极管中的至少一个，整流在每相电枢绕组中所感生的电压。过零检测器检测相电流的方向被反转时的时间点作为相电流的过零点，相电流是基于在每相电枢绕组中所感生的电压的。判定器相对于由过零检测器所检测的过零点，确定每相电枢绕组的高边开关元件或低边开关元件的断开定时。

Description

具有改进的相电流的相位可控性的发电机
技术领域
本公开涉及一种用于基于至少一相电流和磁场之间的电磁作用生成电功率和/或运动功率的发电机，更具体地说，涉及一种用于控制至少一相电流的相位的发电机。
背景技术
三相逆变器用于利用多个开关元件，把从三相绕组生成的电功率(比如三相电压)转换成DC(直流)功率(比如DC电压)，每个开关元件都具有与其并联连接的二极管。DC功率被提供给要在其中充电的电池，并且/或者被提供给电气负载。
这些三相逆变器中的一种类型用于，在相对于在另一相电枢绕组中所感生的电压过去预设的延迟时间之后，断开每相电枢绕组的开关元件。例如，在日本专利申请公开No.2004-7964中公开了这些三相逆变器中的这一类型。
这种类型的三相逆变器还用于确定每相电枢绕组的开关元件的断开定时，使得每相电枢绕组的开关元件的接通时段从120电角度到180电角度变化。
发明内容
发明人发现在发电机(比如包括转子、具有三相电枢绕组的定子和在专利公开No.2004-7964中公开的三相逆变器的三相旋转电机)中存在应被改进之处。
具体地说，在该专利公开中所公开的三相逆变器相对于在另一相电枢绕组中所感生的电压，确定每相电枢绕组的开关元件的断开定时。
不过，该三相逆变器不能精确地控制流过每相电枢绕组的相电流的相位。
让我们考虑如下情况，其中该三相逆变器试图控制一相电枢绕组的相电流的相位，从而使一相电枢绕组的接通时段长于其间相电流能够流过相应二极管的时段；该接通时段允许电流在预设时段(预设的电角度范围)期间从电池流到一相电枢绕组。
这种情况下，一相电枢绕组的相电流的相位的控制(被称为“相位控制”)需要转子和定子(每相电枢绕组)之间精确的相对位置。从而，相位控制需要用于检测转子的旋转位置的组件(比如旋转变压器)，以便进行相位控制。
换句话说，除非包括该专利公开中所公开的三相逆变器的三相转子电机包括用于检测转子的旋转位置的部件，否则它不能进行相位控制。
作为发电机的普通三相旋转电机被设计成使得由磁激转子生成的磁通量在每相电枢绕组中感生电压。流过每相电枢绕组的电流也生成磁通量，并且由流过每相电枢绕组的电流所生成的磁通量对在每相电枢绕组中所感生的电压有影响。总之，在每相电枢绕组中所感生的电压受到流过其中的电流的影响。
在该专利公开中所公开的三相逆变器还用于与其间电流能够流过相应二极管的导通时段同步地接通每个开关元件，从而把三相电压整流成DC电压。这种整流将被称为“同步整流”。
当该三相逆变器在改变每个开关元件的通/断定时的同时进行同步整流时，在每相电枢绕组中所感生的电压没有很大改变。
不过，如该专利公开中所公开的那样，当该三相逆变器在每个开关元件的接通时段被设定成长于或偏离其间电流流过相应二极管的接通时段的情况下，把三相电压整流成DC电压时，在除相应二极管的接通时段外的时段内，电流可从电池流入每相电枢绕组，导致在每相电枢绕组中所生成的电压的相位显著改变。
在每相电枢绕组中所感生的电压的相位的这种显著改变会使得难以相对于在另一相电枢绕组中所感生的电压，精确地确定每相电枢绕组的开关元件的断开定时，这是因为在另一相电枢绕组中所感生的电压的相位显著改变。
鉴于上面所述的情况，本发明的各个方面之一是寻求提供设计用来解决上面陈述的发电机中应改进之处的发电机。
具体地说，本发明的各个方面的一个可替选方案目标在于提供一种如下发电机，其能够精确控制流过发电机的一相电枢绕组的电流的相位，而不使用用于检测发电机的转子的旋转位置的部件。
根据本发明的一个方面，提供了一种发电机。该发电机包括：至少两相电枢绕组和开关单元，对于至少两相电枢绕组中的每一个，开关单元包括一对高边开关元件和第二低边开关元件，高边开关元件带有与其并联连接的第一二极管，第二低边开关元件带有与其并联连接的第二二极管。开关单元被配置成通过高边开关元件、第一二极管、第二低边开关元件和第二二极管中的至少一个，整流在至少两相电枢绕组中的每一个中所感生的电压。该发电机包括：过零检测器，其检测相电流的方向被反转时的时间点作为相电流的过零点，相电流是基于在至少两相电枢绕组中的每一个中所感生的电压的；和判定器，其确定至少两相电枢绕组中每一个的高边开关元件和低边开关元件至少之一相对于由过零检测器检测到的过零点的断开定时。
根据本发明的另一个方面，提供了一种发电机。该发电机包括至少两相电枢绕组和开关单元，对于至少两相电枢绕组中的每一个，开关单元包括一对高边开关元件和第二低边开关元件，高边开关元件带有与其并联连接的第一二极管，第二低边开关元件带有与其并联连接的第二二极管。开关单元被配置成通过高边开关元件、第一二极管、第二低边开关元件和第二二极管中的至少一个，整流在至少两相电枢绕组中的每一个中所感生的电压。该发电机包括直接检测相电流的相位的检相器，相电流是基于在至少两相电枢绕组中的每一个中所感生的电压生成的。该发电机包括控制器，其被配置成在相位控制模式下操作以在接通时段内接通高边开关元件和低边开关元件中的每个。该接通时段从第一和第二二极管中相应一个二极管的导通时段的开始起被延迟。高边开关元件和低边开关元件中每个的接通时段是基于所检测的相电流的相位确定的。
根据本发明的再一个方面，提供了一种发电机，其包括：包括励磁绕组的转子和至少两相电枢绕组。当借助于旋转转子使励磁绕组通电以生成旋转磁场时，至少两项电枢绕组被配置成基于所生成的旋转磁场来生成电功率作为发电机的输出功率。该发电机包括开关单元，对于至少两相电枢绕组中的每一个，该开关单元包括一对高边开关元件和第二低边开关元件，高边开关元件带有与其并联连接的第一二极管，第二低边开关元件带有与其并联连接的第二二极管。该开关单元被配置成通过高边开关元件、第一二极管、第二低边开关元件和第二二极管中的至少一个，整流在至少两相电枢绕组中的每一个中所感生的电压。该发电机包括电压调节器，其具有与励磁绕组连接的开关元件，该电压调节器被配置成控制该开关元件的占空比，从而调整该发电机的输出功率。该发电机包括控制器，其被配置成：
如果转子的转速高于第一预设值并且低于比第一预设值更高的第二预设值，并且该开关元件的占空比的值等于或高于预设值，则在相位控制模式下操作以在接通时段内接通高边开关元件和低边开关元件中的每个，该接通时段从第一和第二二极管中相应一个的导通时段的开始起被延迟；并且
如果满足以下至少之一，则在同步控制模式下操作以接通和断开高边开关元件和低边开关元件中的每个，使得高边开关元件和低边开关元件中每个的接通时段在第一和第二二极管中相应一个的导通时段内：转子的转速等于或低于第一预设值，转子的转速等于或高于第二预设值，以及开关元件的占空比的值低于预设值。
结合附图，根据下面的说明，将进一步认识到本发明的各个方面的上述和/或其它特征和/或优点。在适当的情况下，本发明的各个方面可包括和/或排除不同的特征和/或优点。另外，在适当的情况下，本发明的各个方面可结合其他实施例的一个或多个特征。具体实施例的特征和/或优点的描述不应被理解成对其他实施例或权利要求的限制。
附图说明
参照附图，根据实施例的下述说明，本发明的其他方面将变得明显，在附图中：
图1是示意性地图示了根据本发明的第一实施例的发电机的系统配置的示例的电路图；
图2是示意性地图示了在图1中所示的发电机的第一基准输出特性曲线“a”和第二基准输出特性曲线“b”的曲线图；
图3是示意性地图示了在同步控制模式下由发电机进行的对三相交流电压的整流所产生的、在U相绕组中所感生的U相电压的波形和流过U相绕组的U相电流的波形的示图；
图4是示意性地图示了在相位控制模式下由发电机进行的对三相交流电压的整流所产生的、在U相绕组中所感生的U相电压的波形和流过U相绕组的U相电流的波形的示图；
图5是其中为每相电枢绕组提供一组控制器、驱动器和过零检测器的发电机的局部结构示图；
图6是如下曲线图，其示意性地图示了除图2中所示的第一基准输出特性曲线“a”和第二基准输出特性曲线“b”以外，在图1中所示的控制器中所存储的信息中所包括的第三基准输出特性曲线“c”；
图7是如下曲线图，其示意性地图示了当转子的转速为N0时，在相应的一相绕组中所感生的一相电压E0的波形的示例，并且图示当转子的转速为N0′时，在相应的一相绕组中所感生的一相电压E0′的波形的示例；
图8是示意性地图示了当转子的转速等于或大于值N0并且小于值N0′时的一相电流的曲线图；并且
图9是示意性地图示了根据本发明的第二实施例的将由控制器执行的操作模式开关例程的流程图。
具体实施方式
下面将参照附图说明本发明的实施例。在附图中，相同的附图标记被用于识别相同的相应部件。
第一实施例
参照附图，尤其是参照图1，图中图示了根据本发明的第一实施例的发电机1。在这个实施例中，本发明被应用于安装在机动车中的三相发电机1。
发电机1包括第一电枢绕组2，第二电枢绕组3，包括励磁绕组4的转子4M，一对第一和第二开关单元5和6，控制器(判定器)7，驱动器8，过零检测器9和电压调节器10。
发电机1工作以借助第一和第二开关单元5和6中相应的一个把在第一和第二电枢绕组2和3中的每个中所感生的交流(AC)电压转换成DC电压，并把DC电压提供给电池11以在其中对电池11充电，并且/或者把DC电压提供给安装在机动车中的电气负载。发电机1还工作以借助第一和第二开关单元5和6，把从电池11提供的DC电压转换成三相AC电压，并把三相AC电压施加于第一和第二电枢绕组2和3中的每个，从而生成旋转动力(转矩)以旋转转子4M。例如，转子4M直接或间接地耦合到安装在机动车中的内燃机的曲轴，使得所生成的旋转动力转动内燃机的曲轴。
第一电枢绕组2是例如多相电枢绕组，比如三相电枢绕组。第一电枢绕组2缠绕在电枢铁芯中及其周围以构成第一电枢。例如，电枢铁芯在其侧向横截面中具有环形形状和贯穿电枢铁芯形成的、并且按给定间距周向排列的多个槽。第一电枢绕组2缠绕在电枢铁芯的这些槽中。
类似地，第二电枢绕组3是例如多相电枢绕组，比如三相电枢绕组。第二电枢绕组3缠绕在例如电枢铁芯中及其周围以构成第二电枢。例如，第二电枢绕组3缠绕在电枢铁芯的槽中，使得第一电枢绕组2和第二电枢绕组3在其之间具有30电角度(π/6弧度)的相移。
具体地说，在这个实施例中，每组第一和第二多相电枢绕组2和3是一组三相电枢绕组。第一个三相电枢绕组2包括例如以星形配置连接的U相、V相和W相绕组。U相绕组、V相绕组和W相绕组均使一端连接到公共接点(中性点)，使另一端连接到分立的端子。类似地，第二个三相电枢绕组3包括例如连接成星形配置的X相绕组、Y相绕组和Z相绕组。X相绕组、Y相绕组和Z相绕组各自使一端连接到公共接点(中性点)，而使另一端连接到分立的端子。
转子4M被固定到例如旋转轴(未示出)，并且例如可旋转地置于电枢铁芯内。旋转轴的一端直接或间接地联系到内燃机的曲轴，使得转子4M和旋转枢轴由内燃机(引擎)可旋转地驱动。换句话说，转子4M的旋转可以被传递给引擎的曲轴作为旋转动力，使得曲轴能够被旋转动力旋转。
转子4M包括多个场磁极，和缠绕在转子4M中的励磁绕组4。励磁绕组4经滑环等与电压调节器10电连接。当由电压调节器10通电时，励磁绕组4借助多个场磁极的交替北极性和南极性，磁化多个场磁极，从而生成转子磁场。注意，用于生成转子磁场的凸极转子或者包含永磁体的转子可用作转子4M。
第一开关单元5被置于第一三相电枢绕组2和电池11之间，构成包括多个上臂开关和多个下臂开关的桥臂，上臂开关和下臂开关中的每个包括开关元件和与其并联连接的二极管。
具体地说，第一开关单元5包括第一对(桥臂)的串联连接的高边和低边开关元件Q1和Q2，第二对(桥臂)的串联连接的高边和低边开关元件Q3和Q4，和第三对(桥臂)的串联连接的高边和低边开关元件Q5和Q6。第一开关单元5还包括分别与开关元件Q1、Q2、Q3、Q4、Q5和Q6并联电连接的二极管D1、D2、D3、D4、D5和D6。
二极管D1、D2、D3、D4、D5和D6中每个的阴极与开关元件Q1、Q2、Q3、Q4、Q5和Q6中相应一个的漏极(集电极)连接，而二极管D1、D2、D3、D4、D5和D6中每个的阳极与开关元件Q1、Q2、Q3、Q4、Q5和Q6中相应一个的源极(发射极)连接。
第一对、第二对和第三对开关元件Q1和Q2、Q3和Q4、及Q5和Q6在桥配置中相互并联连接。
高边开关元件Q1、Q3和Q5各自使一端被连接为公共连接端子(第一DC端子)，并且该公共连接端子经输出线路OL和端子B，与电池11的正极连接；这些电气负载与输出线路OL电连接。低边开关元件Q2、Q4和Q6使各自的一端被连接为公共连接端子(第二DC端子)，该公共连接端子被接地。高边开关元件Q1、Q3和Q5各自使另一端在端子(AC端子)处与低边开关元件Q2、Q4和Q6中相应一个的另一端连接。
高边和低边开关元件Q1和Q2之间的AC端子与U相绕组的分立端子连接，高边和低边开关元件Q3和Q4之间的AC端子与V相绕组的分立端子连接，并且高边和低边开关元件Q5和Q6之间的AC端子与W相绕组的分立端子连接。
类似地，第二开关单元6被置于第二三相电枢绕组3和电池11之间，构成包括多个上臂开关和多个下臂开关的桥臂，上臂开关和下臂开关中的每个包括开关元件和与其并联连接的二极管。
具体地说，第二开关单元6包括第一对(桥臂)的串联连接的高边和低边开关元件Q7和Q8，第二对(桥臂)的串联连接的高边和低边开关元件Q9和Q10，和第三对(桥臂)的串联连接的高边和低边开关元件Q11和Q12。第二开关单元6还包括分别与开关元件Q7、Q8、Q9、Q10、Q11和Q12并联连接的二极管D7、D8、D9、D10、D11和D12。
二极管D7、D8、D9、D10、D11和D12中每个的阴极与开关元件Q7、Q8、Q9、Q10、Q11和Q12中相应一个的漏极(集电极)连接，而二极管D7、D8、D9、D10、D11和D12中每个的阳极与开关元件Q7、Q8、Q9、Q10、Q11和Q12中相应一个的源极(发射极)连接。
第一对、第二对和第三对开关元件Q7和Q8、Q9和Q10、及Q11和Q12在桥配置中相互并联连接。
高边开关元件Q7、Q9和Q11各自使一端被连接为公共连接端子(第一DC端子)，并且该公共连接端子经输出线路OL和端子B，与电池11的正极连接。低边开关元件Q8、Q10和Q12使各自的一端被连接为公共连接端子(第二DC端子)，并且该公共连接端子被接地。高边开关元件Q7、Q9和Q11各自使另一端在端子(AC端子)处与低边开关元件Q8、Q10和Q12中相应一个的另一端连接。
高边和低边开关元件Q7和Q8之间的AC端子与X相绕组的分立端子连接，高边和低边开关元件Q9和Q10之间的AC端子与Y相绕组的分立端子连接，并且高边和低边开关元件Q11和Q12之间的AC端子与Z相绕组的分立端子连接。
作为开关元件Q1至Q12，优选地使用功率MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)，因为与用于普通整流器的二极管相比，它们具有较低的损耗。当使用功率MOSFET作为开关元件Q1至Q12时，功率MOSFET本征二极管可用作二极管D1至D12，从而消除分立的二极管部件。另一类型的开关元件可用作开关元件Q1至Q12。
过零检测器(检相器)9与控制器7连接，并且例如与第一DC端子、第二DC端子及高边和低边开关元件Q1和Q2、Q3和Q4、Q5和Q6、Q7和Q8、Q9和Q10、及Q11和Q12各自的对的AC端子连接。过零检测器9用于检测在开关元件接通期间，流过该开关元件和/或与其并联连接的相应二极管的相电流的方向被反转时的时间点。换句话说，过零检测器9用于检测在开关元件接通期间，流过该开关元件和/或与其并联连接的相应二极管的相电流的波形过零时的时间点。与处于接通状态的开关元件相对应的这个时间点下面将被称为“开关元件的过零点”。
例如，过零检测器9用于检测在开关元件Q1接通期间，流过开关元件Q1和/或二极管D1的相电流的方向被反转时的时间点。过零检测器9用于分别对于上臂和下臂开关中的每个进行过零检测，并把指示每次流过上臂或下臂开关的相电流的方向被反转时的过零点的信息输出给控制器7。
控制器7与驱动器8可通信地连接。控制器7用于基于从过零检测器9输出的信息，确定开关元件Q1至Q12中每个的接通和断开定时。驱动器8与开关元件Q1至Q12中每个的控制端子(栅极或基极)电连接，并根据所确定的开关元件Q1至Q12中相应一个的接通和断开定时，分别驱动开关元件Q1至Q12中的每个。控制器7可被设计为基本上包括例如CPU(中央处理单元)、I/O(输入/输出)接口和存储单元的计算机电路(编程逻辑电路)，用于运行准备好的控制程序以确定开关元件Q1至Q12中每个的开关定时。控制器7可被设计为硬接线逻辑电路或者包括硬接线逻辑电路和编程逻辑电路的混合电路。
电压调节器10具有F端子并且配有开关元件SE，开关元件SE带有与其并联连接的二极管。开关元件SE电连接在通过F端子的励磁绕组4和输出线路OL之间。电压调节器10用于把输出线路OL上的电压调整到预设的目标电平，例如，稍微高于电池11的额定电压。当开关元件SE处于接通状态时，基于发电机1的输出线路OL上的电压，励磁电流流过励磁绕组4，使得输出线路OL上的电压被降低。相反，当开关元件SE处于断开状态时，在输出线路OL上的电压基本上保持不变的情况下，励磁电流继续流过二极管。基于开关元件SE的这种特性，电压调节器10用于在调整开关元件的接通时段(占空比)的同时间歇地驱动开关元件，从而把电池电压VB调整在目标电平处。
下面，将说明根据本实施例的发电机1的操作。
在发电机1中，当在转子4M旋转的同时由电压调节器10使励磁绕组4间歇地通电时，旋转的励磁绕组4创造出磁通量。所创造的磁通量使多个场磁极磁化。
多个场磁极的旋转创造出磁通量，所创造的磁通量在第一和第二三相电枢绕组2和3中的每个中感生三相AC电压。第一和第二开关单元5和6中的每个对在第一和第二电枢绕组2和3中的每个中所感生的三相AC电压进行整流，以生成直流(DC)电压，并且所生成的DC电压通过输出线路OL被输出，使得所输出的DC电压被提供给电池11对其充电，并且被提供给电气负载。发电机1的所输出的DC电压取决于转子4M的转速和将提供给励磁绕组4的励磁电流量。
如上所述，由于包括在第一开关单元5中的二极管D1至D6与各自的开关元件Q1至Q6并联连接，因此即使开关元件Q1至Q6处于断开状态，只要在每相电枢绕组中所感生的相应的一相电压大于电池电压VB，基于三相AC电压的一相电流仍流过二极管D1至D6中的每个，使得三相AC电压被整流。在第二开关单元6中同样如此。如下时段将被称为二极管的“导通时段”，在该时段期间，只要相应的相电压高于电池电压VB，一相电流就能够流过二极管。
根据本实施例的控制器7例如使用下述两种操作模式：“同步控制模式”和“相位控制模式”。
具体地说，在同步控制模式下，控制器7与相应二极管的导通时段同步地接通开关元件Q1-Q12中的每个。控制器7在同步控制模式下的这个操作将被称为“同步控制任务”。
在相位控制模式下，在相应二极管的导通时段开始之后，控制器7接通开关元件Q1-Q12中的每个。即使一相电压低于电池电压VB，这也允许通过开关元件Q1-Q12中相应的一个从电池11抽取电流。控制器7在相位控制模式下的这个操作将被称为“相位控制任务”。
同步控制任务和相位控制任务之间的比较表明同步控制模式下的发电机1的发电效率高于相位控制模式下的发电机1的发电效率，相位控制模式下的发电机1的输出电流量大于同步控制模式下的发电机1的输出电流量。
从而，如果电气负载的总功率需求值相对低(低于第一预设阈值)使得输出电流值小于第一预设值，或者转子4M的转速相对高(高于第二预设阈值)，那么控制器7优选地进行同步控制任务。
另一方面，如果在转子4M的转速相对低(低于第二预设阈值)的情况下电气负载的总功率需求值相对高(高于第一预设值)，那么优选的是，控制器7进行相位控制任务。
为了有效地切换同步控制模式和相位控制模式，控制器7在其中存储包括第一基准输出特性曲线“a”的信息I，第一基准输出特性曲线“a”代表输出电流变量和转子4M的转速变量之间的关系；在发电机1进行了同步控制任务的情况下，获得了该第一基准输出特性曲线“a”(参见图2)。
存储在控制器7中的信息I包括第二基准输出特性曲线“b”，第二基准输出特性曲线“b”代表输出电流变量和转子4M的转速变量之间的关系；在发电机1进行了相位控制任务的情况下，获得了该第二基准输出特性曲线“b”(参见图2)。在图2的曲线图中，水平轴代表转子4M的转速变量，而竖直轴代表发电机1的输出电流变量。使用发电机1本身和/或功能上与其等同的计算机模型，可以通过例如实验和/或仿真获得信息I。
在本实施例中，可以基于后面说明的指示每次流过上臂和下臂开关的相电流的方向被反转时的过零点的、从过零检测器9提供的信息，由控制器7检测转子4M的转速。
具体地说，如果输出电流Io的值等于或小于第二基准输出特性曲线“b”上与转子4M的转速值N1对应的、作为第一预设阈值的预设值I1，那么控制器7被设计成根据信息I进行同步控制任务(参见图1中的步骤S1中的“是”和S3)。否则，如果输出电流Io的值大于第二基准输出特性曲线“b”上与转子4M的转速值N1对应的预设值I1，那么控制器7被设计成进行相位控制任务(参见图1中的步骤S1中的“否”和S5)。
另外，如果转子4M的转速RS的值等于或大于第一基准输出特性曲线“a”上作为第二预设阈值的预设值N2(比如2500RPM)，那么控制器7被设计成根据信息I进行同步控制任务(参见图1中的步骤S11中的“是”和S13)。转子4M的转速的预设值N2允许发电机1在同步控制模式下操作以获得足够水平的输出电流。否则，如果转子4M的转速RS的值低于第一基准输出特性曲线“a”上的预设值N2，那么控制器7被设计成进行相位控制任务(参见图1中的步骤S11中的“否”和S15)。
换句话说，如果发电机1在同步控制模式下操作的话将由发电机1在转子4M的转速的预设值N2处获得的输出电流值基本上与如果发电机1在相位控制模式下操作的话将由发电机1在转子4M的转速的预设值N2处获得的输出电流值基本一致。
下面将说明在同步控制模式和相位控制模式中的每个模式下，如何基于从过零检测器9输出的信息来确定在控制器的控制下开关元件Q1至Q12中每个的开关定时。
同步控制模式
图3示意地图示了在同步控制模式下由发电机1进行的对三相AC电压的整流(参见图1)所产生的、在U相绕组中所感生的U相电压Uv的波形和流过U相绕组的U相电流Uc的波形。U相电压Uv的波形和U相电流Uc的波形是在第一电枢绕组2中所感生的三相电压的波形和流过相应的第一电枢绕组2的三相电流的波形的示例。注意，U相电压Uv是地面和与高边和低边开关元件Q1和Q2之间的AC端子对应的点P1(参见图1)之间的电位差。
由于当在U相绕组中所感生的U相电压Uv高于电池电压VB时，高边开关元件Q1、Q3和Q5的公共连接端子(第一DC端子)被箝位于电池电压VB，所以二极管D1在导通时段内使得U相电流Uc能够流过二极管D1，导致U相电压Uv基本上被箝位于电池电压VB和二极管D1的正向电压VD之和(参见图3中的“导通时段”)。
类似地，由于当在U相绕组中所感生的U相电压Uv小于0伏时，低边开关元件Q2、Q4和Q6的公共连接端子(第二DC端子)被箝位于接地电压(0伏)，所以二极管D2在导通时段内使得U相电流Uc能够流过二极管D2，导致U相电压Uv基本上被箝位于0伏(接地电平)和二极管D2的反向电压-VD之和(参见图3中的“导通时段”)。
U相电流Uc可被分成流过高边开关元件Q1和二极管D1的电流分量(上臂分量)，和流过低边开关元件Q2和二极管D2的电流分量(下臂分量)。
在这个实施例中，处于同步控制模式的控制器7确定高边开关元件Q1的开关定时，使得高边开关元件Q1的每个接通时段在二极管D1的相应导通时段内，并且类似地确定低边开关元件Q2的开关定时，使得低边开关元件Q2的每个接通时段在二极管D2的相应导通时段内。
高边开关元件Q1的断开定时的确定
更具体地说，处于同步控制模式的控制器7能够把高边开关元件Q1的当前接通状态的断开定时(A)确定为从同一高边开关元件Q1的前一接通状态的过零点(B，参见图3)起过去预设时间T1之后的时间点。另外，处于同步控制模式的控制器7能够把高边开关元件Q1的当前接通状态的断开定时(A)确定为从紧接在高边开关元件Q1的当前接通状态之前的低边开关元件Q2的接通状态的过零点(C，参见图3)起过去预设时间T2之后的时间点。
预设时间T1和T2中的每个可由相应的电角度代表。为了计算与预设时间T1或T2对应的电角度，控制器7需要检测转子4M在预设时间T1或T2内的角度改变。从而，根据本实施例的控制器7可被设计成基于下述任意之一检测转子4M的转速(角度改变速率)：上臂电流的至少一对相邻过零点之间的至少一个时间间隔；及上臂电流和下臂电流中的每个的至少一对相邻过零点之间的至少一个时间间隔。根据所检测的转速，根据本实施例的控制器7可被设计成确定与预设时间T1或T2对应的电角度。
例如，控制器7能够监测分别在相应对的相邻过零定时之间的至少三个时间间隔，从而掌握转子4M的转速的波动。从而，基于所掌握的转子4M的转速的波动，控制器7能够确定与预设时间T1或T2分别对应的电角度。这能够提高确定高边开关元件Q1的断开定时的精确性。
按照与确定高边开关元件Q1的断开定时相同的过程，处于同步控制模式的控制器7能够把低边开关元件Q2的当前接通状态的断开定时(A1)确定为从同一低边开关元件Q2的前一接通状态的过零点起过去预设时间T1A之后的时间点。另外，处于同步控制模式的控制器7能够把低边开关元件Q2的当前接通状态的断开定时(A1)确定为从紧接在低边开关元件Q2的当前接通状态之前的高边开关元件Q1的接通状态的过零点起过去预设时间T2A之后的时间点。
高边开关元件Q1的接通定时的确定
处于同步控制模式的控制器7能够把高边开关元件Q1的当前接通定时(D)确定为从紧接在要确定的当前接通定时之前的低边开关元件Q2的接通状态的过零点(C，参见图3)起过去预设时间T3之后的时间点。像断开定时一样，根据本实施例的控制器7可被设计成基于下述任意之一检测转子4M的转速(角度改变速率)：上臂电流的至少一对相邻过零点之间的至少一个时间间隔；及上臂电流和下臂电流中每个的至少一对相邻过零点之间的至少一个时间间隔。基于所检测的转速，根据本实施例的控制器7可被设计成确定与预设时间T3对应的电角度，使得有可能提高确定高边开关元件Q1的接通定时的精确性。另外，像断开定时一样，基于所掌握的转子4M的转速的波动，控制器7能够确定与预设时间T3对应的电角度，从而提高确定高边开关元件Q1的接通定时的精确性。
按照与确定高边开关元件Q1的接通定时相同的过程，处于同步控制模式的控制器7能够把低边开关元件Q2的当前接通定时(DA)确定为从紧接在要确定的当前接通定时之前的高边开关元件Q1的接通状态的过零点起过去预设时间T3A之后的时间点。
在高边开关元件Q1接通期间，U相电流Uc主要流过高边开关元件Q1，因为与流过二极管D1相比，它能够更容易地流过高边开关元件Q1，这导致U相电压Uv基本上被箝位于电池电压VB和接通的高边开关元件Q1的源极-漏极电压VSD之和(参见图3中的“高边开关元件接通”)。
类似地，在低边开关元件Q2接通期间，U相电流Uc主要流过低边开关元件Q2，因为与流过二极管D2相比，它能够更容易地流过低边开关元件Q2，这导致U相电压Uv基本上被箝位于0伏(接地电平)和接通的低边开关元件Q2的源极-漏极电压VSD之和(参见图3中的“低边开关元件接通”)。
作为确定高边开关元件Q1的接通定时的另一措施，处于同步控制模式的控制器7能够把高边开关元件Q1的当前接通定时(D)确定为从同一高边开关元件Q1的前一接通状态的过零点(B，参见图3)起过去预设时间T3′之后的时间点。类似地，作为确定低边开关元件Q2的接通定时的另一措施，处于同步控制模式的控制器7能够把低边开关元件Q2的当前接通定时(D1)确定为从同一低边开关元件Q2的前一接通状态的过零点起过去预设时间T3A′之后的时间点。
由于能够按照与上面陈述的确定高边和低边开关元件Q1和Q2的接通和断开定时相同的过程，确定高边和低边开关元件Q3和Q4及高边和低边开关元件Q5和Q6的每对的接通和断开定时，因此在说明中能够省略它们。
类似地，由于能够按照与上面陈述的确定高边和低边开关元件Q1和Q2的接通和断开定时相同的过程，确定高边和低边开关元件Q7和Q8、高边和低边开关元件Q9和Q10及高边和低边开关元件Q11和Q12的每对的接通和断开定时，因此在说明中能够省略它们。
相位控制模式
图4示意性地图示了在相位控制模式下由发电机1进行的对三相AC电压的整流(参见图1)所产生的、在U相绕组中所感生的U相电压Uv的波形和流过U相绕组的U相电流Uc的波形。U相电压Uv的波形和U相电流Uc的波形是在第一电枢绕组2中所感生的三相电压的波形和流过相应的第一电枢绕组2的三相电流的波形的示例。
在这个实施例中，处于相位控制模式的控制器7确定高边开关元件Q1的接通和断开定时，使得相对于二极管D1的相应导通时段，高边开关元件Q1的每个接通时段的开始被延迟，并且类似地确定低边开关元件Q2的接通和断开定时，使得相对于二极管D2的相应导通时段，低边开关元件Q2的每个接通时段的开始被延迟。
高边开关元件Q1的断开定时的确定
处于相位控制模式的控制器7能够把高边开关元件Q1的当前接通状态的断开定时(F)确定为从同一高边开关元件Q1的当前接通状态内的过零点(G，参见图4)起过去预设时间T4之后的时间点。预设时间T4是取决于电池电压VB和电气负载的当前总功率需求值预先确定的。
即，处于相位控制模式的控制器7能够把高边开关元件Q1的当前接通状态的断开定时(F)确定为从二极管D1的相应导通时段的结束起过去预设时间T4之后的时间点。
像在同步模式下接通和断开定时的确定一样，根据本实施例的控制器7可被设计成基于下述任意之一检测转子4M的转速(角度改变速率)：上臂电流的至少一对相邻过零点之间的至少一个时间间隔；及上臂电流和下臂电流中每个的至少一对相邻过零点之间的至少一个时间间隔。基于所检测的转速，根据本实施例的控制器7可被设计成确定与预设时间T4对应的电角度，使得有可能提高确定高边开关元件Q1的断开定时的精确性。另外，像在同步模式下接通和断开定时的确定一样，基于所掌握的转子4M的转速的波动，控制器7能够确定与预设时间T4对应的电角度，从而提高确定高边开关元件Q1的断开定时的精确性。
按照与确定高边开关元件Q1的断开定时相同的过程，处于相位控制模式的控制器7能够把低边开关元件Q2的当前接通状态的断开定时(J)确定为从同一低边开关元件Q2的当前接通状态内的过零点(K，参见图4)起过去预设时间T4之后的时间点。
即，处于相位控制模式的控制器7能够把低边开关元件Q2的当前接通状态的断开定时(J)确定为从二极管D2的相应导通时段的结束起过去预设时间T4之后的时间点。
高边开关元件Q1的接通定时的确定
处于相位控制模式的控制器7能够把高边开关元件Q1的当前接通定时(H)确定为从紧接在要确定的当前接通定时之前的低边开关元件Q2的断开定时(J)起过去预设时间T5之后的时间点。
即，处于相位控制模式的控制器7能够把高边开关元件Q1的当前接通定时(H)确定为从二极管D1的相应导通时间的开始起过去预设时间T5之后的时间点。换句话说，处于相位控制模式的控制器7能够使高边开关元件Q1的接通相对于二极管D1的接通时段的开始延迟预设时间T5。
预设时间T5起允许低边开关元件Q2被可靠地断开的裕量的作用，因此充当了防止高边和低边开关元件Q1和Q2相互短路的措施。从而，为了减少损耗，预设时间T5的长度优选地被设定成尽可能地短。
像断开定时一样，根据本实施例的控制器7可被设计成基于下述任意之一检测转子4M的转速(角度改变速率)：上臂电流的至少一对相邻过零点之间的至少一个时间间隔；及上臂电流和下臂电流中每个的至少一对相邻过零点之间的至少一个时间间隔。基于所检测的转速，根据本实施例的控制器7可被设计成确定与预设时间T5对应的电角度，使得有可能提高确定高边开关元件Q1的接通定时的精确性。另外，像断开定时一样，基于所掌握的转子4M的转速的波动，控制器7能够确定与预设时间T5对应的电角度，从而提高确定高边开关元件Q1的接通定时的精确性。
由于紧接在要确定的当前接通定时(H)之前的低边开关元件Q2的断开定时(J)是从同一低边开关元件Q2的同一接通状态内的过零点(K)起过去预设时间T4之后的时间点，因此处于相位控制模式的控制器7能够把高边开关元件Q1的当前接通定时(H)确定为从紧接在要确定的当前接通定时(H)之前的低边开关元件Q2的过零点(K)起过去预设时间T4和T5的总和之后的时间点。
按照与确定高边开关元件Q1的接通定时相同的过程，处于相位控制模式的控制器7能够把低边开关元件Q2的当前接通定时(HA)确定为从紧接在要确定的当前接通定时(HA)之前的低边开关元件Q2的断开定时(JA)起过去预设时间T5A之后的时间点。
即，处于相位控制模式的控制器7能够把低边开关元件Q2的当前接通定时(HA)确定为从二极管D2的相应导通时间的开始起过去预设时间T5A之后的时间点。换句话说，处于相位控制模式的控制器能够使低边开关元件Q2的接通相对于二极管D2的接通时段的开始延迟预设时间T5A。
在高边开关元件Q1接通期间，U相电流Uc主要流过高边开关元件Q1，因为与流过二极管D1相比，它能够更容易地流过高边开关元件Q1，这导致U相电压Uv基本上被箝位于电池电压VB和接通的高边开关元件Q1的源极-漏极电压VSD之和(参见图4中的“高边开关元件接通”)。
在低边开关元件Q2接通期间，直到相应二极管D2的导通时段处于接通为止(参见图4中的“低边开关元件接通”)，U相电流Uc主要流过低边开关元件Q2，因为与流过二极管D2相比，它能够更容易地流过低边开关元件Q2，这导致U相电压Uv基本上被箝位于0伏(接地电平)和接通的低边开关元件Q2的源极-漏极电压VSD之和(参见图4中的“P1”)。在低边开关元件Q2接通期间相应二极管D2的导通时段之后，由于U相电流Uc的方向被反转，因此U相电压Uv基本上被箝位于接通的低边开关元件Q2的源极-漏极电压VSD(参见图4中的“P2”)。
由于能够按照与上面陈述的确定高边和低边开关元件Q1和Q2的接通和断开定时相同的过程，确定高边和低边开关元件Q3和Q4及高边和低边开关元件Q5和Q6的每对的接通和断开定时，因此在说明中能够省略它们。
类似地，由于能够按照与上面陈述的确定高边和低边开关元件Q1和Q2的接通和断开定时相同的过程，确定高边和低边开关元件Q7和Q8、高边和低边开关元件Q9和Q10及高边和低边开关元件Q11和Q12的每对的接通和断开定时，因此在说明中能够省略它们。
如上所述，根据本实施例的发电机1配备有过零检测器9，其用于对于第一和第二开关单元5和6中的每个，检测每次每相电流的方向被反转时的过零点，从而直接并且精确地检测在每个过零点处每相电流的相位(方向)。从而，在相位控制模式下，发电机1被配置成基于在每个过零点处相应的一相电流的相位(方向)，预测每相电压的相位和/或一个周期的长度。
即，如图4中所示，对待预测的U相电压Uv的延迟时间(T5)的调整控制了待预测的U相电压Uv的相位和周期长度。具体地说，由于U相电压Uv的周期为360电角度(2π弧度)，因此，对与U相电压Uv的周期对应的时间长度的调整，和相对于U相电压Uv的周期的延迟时间(T5)的长度或者相应电角度的调整控制U相电压Uv的相位和周期长度。
例如，为了把发电机1的发电效率保持在高水平，在相位控制模式下，发电机1可被配置成预测每相电压的相位和/或周期长度使得在相应二极管的接通时段开始之后的相应预设延迟时间(T5)(即，预设电角度)尽可能地小。相反，为了相对于发电机1的发电效率优先地提高发电机1的输出电流量，在相位控制模式下，发电机1可被配置成预测每相电压的相位和/或周期长度使得在相应二极管的接通时段开始之后的相应预设延迟时间(T5)(即，预设电角度)尽可能地大。
从而，根据本实施例的发电机1能够基于具有所预测的相位和周期的相应相电压，精确地控制每相电流的相位。
另外，在相位控制模式下，根据本实施例的发电机1被配置成相对于其中相应相电流被减小到方向被反转的过零点，确定接通的开关元件的断开定时。这种配置能够在相应相电流的方向反转之后(即，在开始从电池11向相应的相电枢绕组抽取电流之后)，精确地断开开关元件，使得有可能进行对发电机1的输出电流的增大的控制。
根据本实施例的发电机1被配置成相对于前一过零点(比如图3中的过零点B或C)，确定高边和低边开关元件的断开定时，使得有可能相对于至少一个预先所检测的过零点，进行对在第一和第二电枢绕组2和3中的每个中所感生的三相交流电压的整流。
在相位控制模式下，根据本实施例的发电机1被配置成断开每相电枢绕组的高边和低边开关元件中的任意一个，并在过去预设时间之后，接通高边和低边开关元件中的另一个。另外，在同步控制模式下，根据本实施例的发电机1被配置成相对于流过每相电枢绕组的高边和低边开关元件中任意一个的电流的过零点(例如，图3中的C)，接通高边和低边开关元件中的另一个。这些配置中的每个都能够可靠地防止每相电枢绕组的一对高边和低边开关元件同时被接通，使得有可能防止电池11的正负端子之间的浪涌电压和短路的生成，从而避免由此造成的巨大损耗。
这个实施例是本发明的一个方面，并且在本发明的各个方面的范围内，可做出这个实施例的各种修改。
例如，作为发电机1的系统配置的示例，图1图示了为第一和第二开关单元5和6提供一组控制器7、驱动器8和过零检测器9，不过本发明的另一方面并不局限于此。具体地说，可为第一和第二开关单元5和6中的每个提供一组控制器7、驱动器8和过零检测器9，或者可为每相电枢绕组提供一组控制器7、驱动器8和过零检测器9。
图5是其中为每相电枢绕组提供一组控制器7、驱动器8和过零检测器9的发电机1的局部结构示图。具体地说，在发电机1中，为一对具有二极管D1的高边开关元件Q1和具有二极管D2的低边开关元件Q2提供包括控制器7、驱动器8和过零检测器9的控制电路20。类似地，为其余各对各自具有二极管的高边和低边开关元件提供相同的控制电路20。
这种修改允许控制电路20的组和一对各自具有二极管的高边和低边开关元件被模块化，模块化的部件可被封装成如图5中所示的一个半导体封装SP。具有每相电枢绕组的半导体封装SP的发电机1的这种结构便于第一和第二开关单元5和6的制造和/或组装。特别地，上面陈述的根据本实施例的发电机1被配置成确定每相电枢绕组的一对高边和低边开关元件相对于其过零点的接通和断开定时，而不使用另一相电枢绕组两端的相电压。从而，能够在相应的封装SP内部接通和断开每相电枢绕组的一对模块化的、各自具有二极管的高边和低边开关元件，而不需要到另一相电枢绕组的任何配线，这导致了发电机1中的简化的配线。
在本实施例中，本发明的一个方面被应用于配备有第一和第二电枢绕组2和3并配备有第一和第二开关单元5和6的发电机1，不过，本发明的另一个方面可被应用于配备有一组电枢绕组和一个开关单元的发电机。
根据本实施例的发电机1在确定U相绕组的高边和低边开关元件Q1和Q2的接通和断开定时时，使用流过第一开关单元5的U相绕组的U相电流的过零点，并在检测转子4M的转速时和/或掌握转子4M的转速的波动时，使用这些过零点，不过，发电机1可被应用于本发明的另一个方面。
具体地说，根据本发明的另一个方面的发电机1可被设计成：
在确定U相绕组的高边和低边开关元件Q1和Q2的接通和断开定时时，使用流过第一开关单元5的U相绕组的U相电流的过零点；并且
在检测转子4M的转速时和/或掌握转子4M的转速的波动时，使用相应的另一相绕组(比如V相绕组、W相绕组、X相绕组、Y相绕组和Z相绕组)的过零点。
另外，根据本发明的另一个方面的发电机1可被设计成：
在确定U相绕组的高边和低边开关元件Q1和Q2的接通和断开定时时，使用流过第一开关单元5的U相绕组的U相电流的过零点；并且
在检测转子4M的转速时和/或掌握转子4M的转速的波动时，使用U相绕组的过零点和相应的另一相绕组(比如V相绕组、W相绕组、X相绕组、Y相绕组和Z相绕组)的过零点。
特别地，在过去预设时间之后的时间点处，为了确定相应相电枢绕组的高边或低边开关元件的接通或断开定时，发电机1需要把预设时间确定为考虑到转子4M的转速和/或转子4M的转速的波动而设定的值。这种情况下，发电机1能够基于如下信息检测转子4M的转速和/或掌握转子4M的转速的波动，该信息包括相应相电枢绕组的过零点和另一相电枢绕组的过零点。
从而，根据本发明的另一个方面的发电机1能够改进检测转子4M的转速的精度和/或掌握转子4M的转速的波动的精度，这导致确定每相电枢绕组的一对高边和低边开关元件的接通和断开定时的精确性的提高。
如果在每相电枢绕组中所感生的电压的峰值低于电池电压，那么根据本实施例的发电机1不能检测过零点，因为没有电流流过各个开关元件和各个二极管。本发明的又一个方面目的在于通过启动相位控制任务解决这种情况。
具体地说，为了解决这种情况，根据本发明的又一个方面的控制器7被配置成使用例如过零检测器9，监测在相应相电枢绕组中所感生的每相电压。例如，如图5中所示，过零检测器9能够检测开关元件Q2两端的U相电压，类似地，检测各个开关元件Q4和Q6两端的V相电压和W相电压。
随后，根据本发明的又一个方面的控制器7被配置成如果所监测的每相电压都低于电池电压VB，那么驱动接通所有的低边开关元件Q2、Q4、Q6、Q8、Q10和Q12。例如，在第一三相电枢绕组2中，这种驱动允许在U相、V相和W相绕组中的每个中所感生的相电流流过低边开关元件Q2、Q4和Q6中相应的一个。从而，即使在每相电枢绕组中所感生的相电压都低于电池电压VB，过零检测器9也能够检测当流过每个开关元件或者相应二极管的相电流的方向被反转时的过零点。这也可在第二三相电枢绕组3中实现。
使用所检测的过零点，根据又一个方面的控制器7被配置成开始对在各个三相电枢绕组中所感生的三相电压的整流，从而增大根据又一方面的发电机1的输出电流。这使得即使在每相电枢绕组中所感生的相电压都低于电池电压VB，也能够从发电机1向电气负载抽取增大的输出电流。
注意，根据又一个方面的控制器7能够驱动(接通)第一三相电枢绕组2的两个低边开关元件，驱动第二三相电枢绕组3的所有低边开关元件，或者驱动第一三相电枢绕组的所有高边开关元件，而非驱动第一三相电枢绕组的所有低边开关元件。
图6示意地性图示了除第一基准输出特性曲线“a”和第二基准输出特性曲线“b”以外，包括在信息I中的第三基准输出特性曲线“c”；该第三基准输出特性曲线“c”代表输出电流变量和转子4M的转速变量之间的关系；在发电机1仅仅使用二极管D1至D12进行了对三相AC电压的整流的情况下，获得了该第三基准曲线“c”。
在图6的这个曲线图中，水平轴代表转子4M的转速变量，而竖直轴代表发电机1的输出电流变量。在图6中，附图标记N0代表转子4M的转速的瞬时增大值，附图标记N0′代表与输出电流值I0′(比如10安培)对应的转子4M的转速值。
图7示意地图示了当转子4M的转速为N0时，在相应的一相绕组中所感生的一相电压E0的波形的示例，并且图示了当转子4M的转速为N0′时，在相应的一相绕组中所感生的一相电压E0′的波形的示例。如图7中所示，与转子4M的转速的瞬时增大值对应的一相电压E0的峰值变成电池电压VB和相应二极管的正向电压VD之和。如果一相电压等于或小于电池电压VB和相应二极管的正向电压VD之和，那么监测不到任何输出电流使得检测不到任何过零点。
从而，根据又一方面的控制器7能够同时接通至少两个高边或低边开关元件，从而检测过零点。
另一方面，如果转子4M的转速等于或高于值N0并且低于值N0′，那么由于输出电流小(低于10安培)，因此难以基于一相电流检测过零点。图8是示意性地图示了当转子4M的转速等于或高于值N0并且低于值N0′时的一相电流的曲线图。
如图7中由E0′所示，在转子4M的转速低于值N0′的情况下的一相电压的峰值在时段内暂时高于电池电压VB和相应二极管的正向电压VD之和，使得在该时段内有小的相电流流动。从而，在这种情况下，根据又一个方面的控制器7在一相电压等于或低于对应于转子4M的转速值N0′的、相电压E0′虚线峰值时，能够同时接通至少两个高边或低边开关元件，从而检测过零点，而如果一相电压等于或低于电池电压VB和相应二极管的正向电压VD之和则不同时接通至少两个高边或低边开关元件。
不过，由于当相电压E0′超过电池电压VB和相应二极管的正向电压VD之和时电流实际上流过相应的二极管使得相电压E0′被箝位于电池电压VB和正向电压VD之和，因此不能检测相电压E0′的虚线峰值。从而，根据又一个方面的控制器7能够同时接通至少两个高边或低边开关元件，从而在转子4M的低转速期间检测过零点以启动相位控制任务，并继续进行相位控制任务直到转子4M的转速达到值N0′或N0为止。
第二实施例
以下将主要参照图9说明根据本发明的第二实施例的发电机。
根据本发明的第二实施例的发电机的结构和/或功能在以下几点上与发电机1不同。所以，以下将主要说明不同之处。
根据第二实施例的控制器7被设计成基于转子4M的转速和对应于开关元件SE的占空比的、F端子处的占空比DC，切换同步控制模式和相位控制模式。F端子处的占空比DC代表F端子处的高边电位对开关元件SE的每个接通和断开周期的百分比。
例如，控制器7与F端子连接，并且适合于通过其自身检测F端子处的占空比(开关元件SE的占空比)而不用任何其他设备的帮助，并且控制器7可以掌握对应于开关元件SE的占空比的、F端子的当前占空比DC。
具体地说，控制器7被设计成确定转子4M的转速RS的值是否高于预设值NOa(参见图2，比如1000RPM)并且低于预设值N2(参见图2，比如2500RPM)，以及F端子处的占空比DC的值是否等于或大于预定的高百分比P，比如在图9中的各步骤S21和S23中的百分之90。
如果转子4M的转速RS的值高于预设值NOa并且低于预设值N2，并且F端子处的占空比DC的值等于或大于预定的高百分比P(参见图9中步骤S21和S23中的“是”)，则根据本实施例的控制器7被设计成进行步骤S25中的相位控制任务。
否则，如果转子4M的转速RS的值等于或低于预设值NOa，等于或高于预设值N2，或者F端子处的占空比DC的值低于预定的高百分比P(参见图9中步骤S21和S23中的“否”)，则根据本实施例的控制器7被设计成进行步骤S27中的同步控制任务。
即，本实施例的控制器7能够基于转子4M的转速的当前值，掌握其中转子4M的转速在给定的低RPM范围(例如从1000RPM到2500RPM)内的第一相位控制需求状态，在该RPM范围内执行相位控制任务能够增大输出电流。
此外，本实施例的控制器7能够基于F端子处的占空比DC(开关元件SE的占空比)，掌握其中电气负载的总功率需求值相对高(例如，电池电压相对低并且/或者所有电气负载中的激活的电气负载的数量相对高)的第二相位控制需求状态。
因而，如果掌握了第一和第二相位控制需求状态这两者，则控制器7将其操作模式从同步控制模式切换到相位控制模式。这能够增大输出功率，其符合电气负载的总功率需求值的增大，这有效地控制了发电机1的输出功率。
换句话说，除非掌握了第一和第二相位控制需求状态这两者，否则控制器7继续在同步控制模式下操作，从而继续执行同步控制任务。这可以在除了掌握第一和第二相位控制需求状态这两者的时候之外，防止控制器7在相位控制模式下操作而执行相位控制任务，因而将发电机1的发电效率保持在高水平。
此外，因为控制器7能够检测F端子处的占空比而不需要任何设备(比如ECU(电子控制单元))，因此有可能简单地掌握电气负载的总功率需求值是否高。
根据第一和第二实施例中的每个的发电机1被配置成有效地在同步控制模式和相位控制模式之间切换操作模式，而不使用用于测量转子4M的转速的转速传感器和用于测量流过每相电枢绕组的电流的电流传感器。因而，有可能实现控制器7的操作模式在同步控制模式和相位控制模式之间的有效切换，而不增加发电机1的成本和/或尺寸。当然，发电机1可以使用这样的转速传感器和/或电流传感器，在同步控制模式和相位控制模式之间切换控制器7的操作模式。
在第一和第二实施例中的每个中，本发明的再一个方面可被应用于配备有至少三组多相电枢绕组和相应的至少三组开关单元的发电机。
尽管这里说明了本发明的说明性实施例，不过本发明并不局限于这里说明的实施例，而是包括具有本领域的技术人员会基于本公开而认识到的各种修改、省略、组合(例如，对跨各个实施例的方面的组合)、适应性改变和/或变更的任意及全部实施例。应根据基于在权利要求中所采用的语言广义地解释权利要求中的限定，而不应局限于在本说明书中或者在本申请的审查期间所描述的示例，这些示例应被理解成是非排他性的。

Claims (14)

1.一种发电机，包括：
至少两相电枢绕组；
开关单元，对于所述至少两相电枢绕组中的每一个，所述开关单元包括一对高边开关元件和第二低边开关元件，高边开关元件带有与其并联连接的第一二极管，低边开关元件带有与其并联连接的第二二极管，所述开关单元被配置成通过高边开关元件、第一二极管、第二低边开关元件和第二二极管中的至少一个，整流在所述至少两相电枢绕组中的每一个中所感生的电压；
过零检测器，其检测相电流的方向被反转时的时间点作为所述相电流的过零点，所述相电流是基于在所述至少两相电枢绕组中的每一个中所感生的电压的；和
判定器，其相对于由所述过零检测器所检测的过零点，确定所述至少两相电枢绕组中每一个的高边开关元件和低边开关元件至少之一的断开定时。
2.根据权利要求1所述的发电机，其中所述判定器被配置成相对于流过所述至少两相电枢绕组中相应一个的相电流的过零点，确定所述至少两相电枢绕组中每一个的高边开关元件和低边开关元件至少之一的断开定时。
3.根据权利要求2所述的发电机，其中为所述至少两相电枢绕组中的每一个提供所述过零检测器和所述判定器。
4.根据权利要求2所述的发电机，其中所述过零检测器被配置成检测每次相电流的方向被反转时的多个过零点，所述相电流是基于在所述至少两相电枢绕组中的每一个中所感生的电压的，并且所述判定器被配置成相对于所述多个过零点中的一个过零点，确定高边开关元件和低边开关元件至少之一的断开定时，所述相电流被减小以使其方向在所述多个过零点中的所述一个过零点处被反转。
5.根据权利要求1所述的发电机，还包括励磁转子，其被配置成旋转以生成旋转磁场，所述旋转磁场在所述至少两相电枢绕组中的每一个中感生电压，其中所述过零检测器被配置成检测每次相电流的方向被反转时的多个过零点，所述相电流是基于在所述至少两相电枢绕组中的每一个中所感生的电压的，并且所述判定器被配置成当在当前时刻满足第一条件和第二条件至少之一时，相对于所述多个过零点中的至少一个过零点，确定高边开关元件和低边开关元件至少之一的断开定时，所述第一条件是来自所述开关单元的输出电流等于或小于预设值，所述第二条件是所述转子的转速等于或高于预设值，所述多个过零点中的所述至少一个过零点是在所述当前时刻之前预先检测的。
6.根据权利要求1所述的发电机，其中所述判定器被配置成，对于所述至少两相电枢绕组中的每一个，断开高边开关元件和低边开关元件中的一个，并在从断开高边开关元件和低边开关元件中的所述一个起过去预设时间之后，接通高边开关元件和低边开关元件中的另一个。
7.根据权利要求1所述的发电机，还包括励磁转子，其被配置成旋转以生成旋转磁场，所述旋转磁场在所述至少两相电枢绕组中的每一个中感生电压，其中所述判定器被配置成当在当前时刻满足第一条件和第二条件至少之一时，相对于流过高边开关元件和低边开关元件中另一个的相电流的过零点，确定高边开关元件和低边开关元件中任意一个的断开定时，所述第一条件是来自所述开关单元的输出电流等于或小于预设值，所述第二条件是所述转子的转速等于或高于预设值。
8.根据权利要求1所述的发电机，其中所述判定器被配置成：
把所述至少两相电枢绕组中每一个的高边开关元件和低边开关元件中每个的断开定时和接通定时中的每个确定为从流过所述至少两相电枢绕组中相应一个的相电流的过零点起过去预设时间之后的定时，所述预设时间是基于流过所述至少两相电枢绕组中另一个的相电流的过零点确定的。
9.根据权利要求1所述的发电机，其中所述判定器被配置成同时接通下述任意之一：
所述至少两相电枢绕组中一个的高边开关元件和所述至少两相电枢绕组中另一个的高边开关元件；和
所述至少两相电枢绕组中一个的低边开关元件和所述至少两相电枢绕组中另一个的低边开关元件。
10.一种发电机，包括：
至少两相电枢绕组；
开关单元，对于所述至少两相电枢绕组中的每一个，所述开关单元包括一对高边开关元件和第二低边开关元件，高边开关元件带有与其并联连接的第一二极管，第二低边开关元件带有与其并联连接的第二二极管，所述开关单元被配置成通过高边开关元件、第一二极管、第二低边开关元件和第二二极管中的至少一个，整流在所述至少两相电枢绕组中的每一个中所感生的电压；
检相器，其直接检测相电流的相位，所述相电流是基于在所述至少两相电枢绕组中的每一个中所感生的电压生成的；和
控制器，其被配置成在相位控制模式下操作以在接通时段内接通高边开关元件和低边开关元件中的每个，所述接通时段从第一和第二二极管中相应一个的导通时段的开始起被延迟，高边开关元件和低边开关元件中每个的接通时段是基于所检测的相电流的相位确定的。
11.根据权利要求10所述的发电机，其中所述检相器包括过零检测器，其检测相电流的方向被反转时的时间点作为所述相电流的过零点，所述相电流是基于在所述至少两相电枢绕组中的每一个中所感生的电压生成的，所述相电流的过零点是指示所述相电流的相位的信息。
12.根据权利要求11所述的发电机，其中所述控制器被配置成在同步控制模式下操作以接通和断开高边开关元件和低边开关元件中的每个，使得高边开关元件和低边开关元件中每个的接通时段在第一和第二二极管中相应一个的导通时段内，所述控制器被配置成有选择地在所述相位控制模式和所述同步控制模式之一下操作，高边开关元件和低边开关元件中每个的接通定时和断开定时是相对于由所述过零检测器所检测的过零点确定的。
13.根据权利要求12所述的发电机，还包括励磁转子，其被配置成旋转以生成旋转磁场，所述旋转磁场在所述至少两相电枢绕组中的每一个中感生电压，其中所述控制器被配置成当对所述发电机的功率需求大于预设值并且所述转子的转速小于预设值时，有选择地在所述相位控制模式下操作。
14.一种发电机，包括：
包括励磁绕组的转子；
至少两相电枢绕组，当借助于旋转所述转子使所述励磁绕组通电以生成旋转磁场时，所述至少两项电枢绕组中的每一个被配置成基于所生成的旋转磁场来在其中感生电压；
开关单元，对于所述至少两相电枢绕组中的每一个，所述开关单元包括一对高边开关元件和第二低边开关元件，高边开关元件带有与其并联连接的第一二极管，第二低边开关元件带有与其并联连接的第二二极管，所述开关单元被配置成通过高边开关元件、第一二极管、第二低边开关元件和第二二极管中的至少一个，整流在所述至少两相电枢绕组中的每一个中所感生的电压；
电压调节器，其具有与所述励磁绕组连接的开关元件，所述电压调节器被配置成控制所述开关元件的占空比，从而调整所述开关元件的输出；以及
控制器，其被配置成：
如果所述转子的转速高于第一预设值并且低于比所述第一预设值高的第二预设值，并且所述开关元件的占空比的值等于或高于预设值，则在相位控制模式下操作以在接通时段内接通高边开关元件和低边开关元件中的每个，所述接通时段从第一和第二二极管中相应一个的导通时段的开始起被延迟；以及
如果满足以下至少之一，则在同步控制模式下操作以接通和断开高边开关元件和低边开关元件中的每个，使得高边开关元件和低边开关元件中每个的接通时段在第一和第二二极管中相应一个的导通时段内：所述转子的转速等于或低于所述第一预设值，所述转子的转速等于或高于所述第二预设值，以及所述开关元件的占空比的值低于所述预设值。
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