CN102104561B - 一种基于重叠剪切频域均衡算法的接收方法和接收装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种基于重叠剪切频域均衡算法的接收方法和接收装置。所述接收方法包括：利用重叠剪切频域均衡算法从多径接收信号中检测出各个用户的数据符号的初始硬判决值；对所述初始硬判决值进行扩频和信号叠加，得到重构的发送码片序列；利用所述重构的发送码片序列估计所述多径接收信号的重叠剪切数据块中的块间干扰和块内干扰；消除所述多径接收信号的所述重叠剪切数据块中的所述块间干扰和块内干扰；利用重叠剪切频域均衡算法从消除了所述块间干扰和块内干扰的多径接收信号中检测出本用户的数据符号的最终硬判决值。依照本发明，能够降低频域均衡算法在高信噪比区域出现的误码率平台效应，提高系统的接收性能。

Description

一种基于重叠剪切频域均衡算法的接收方法和接收装置

技术领域

本发明属于无线通信领域，尤其涉及一种基于重叠剪切频域均衡算法的接收方法和接收装置。

背景技术

随着用户对各类移动多媒体数据业务需求的不断增长，未来移动通信系统需要在频率选择性衰落环境中提供更高的数据传输速率以及更加可靠的通信质量。然而，在频率选择性衰落环境中，码分多址(Code Division Multiple Access，CDMA)移动通信系统的性能将会受到由移动无线信道的多径效应引起的码片间干扰(Inter-chip Interference，ICI)以及由扩频码之间的正交性被破坏而引起的多址干扰(Multiple Access Interference，MAI)的严重制约。采用均衡技术不但可以有效消除码片间干扰，而且还可以恢复不同用户扩频码之间的正交性，从而有效地抑制多址干扰，提高系统性能，适用于CDMA移动通信系统下行链路信号的接收。

根据实现方式的不同，均衡技术通常可以分为时域均衡和频域均衡。其中，频域均衡利用快速傅立叶变换不但可以有效抵抗频率选择性衰落，获得与时域均衡相同的误码率性能，而且还可以大大降低CDMA系统接收机的实现复杂度。

通常，CDMA系统中的频域均衡技术有三种实现方法，分别是：循环前缀(Cyclic-Prefix，CP)法、补零(Zero-Padding，ZP)法和重叠剪切(Overlap-Cut，OC)法。由于CP法和ZP法能够实现信道矩阵的完全循环，而OC法只能实现信道矩阵的近似循环，因此CP法和ZP法的误码率性能要优于OC法，但是只有OC法可以在不改变现有空中接口标准的情况下使用。下面就以具有K个用户的同步CDMA系统下行链路为例，对基于OC法的频域均衡算法的实现原理进行介绍。

在基站发送端，每个用户的原始信息比特d_k＝[d_k(0)，d_k(1)，…，d_k(M-1)]^T首先经过双相移相键控(BPSK)调制，然后在时域采用扩频增益为N的扩频序列分别对其进行扩频，最后将K(K≤N)个用户扩频后的码片序列相叠加，就形成CDMA系统下行链路的发送信号为S＝[S(0)，S(1)，…，S(MN-1)]^T，其中S(i)可以表示为

$S\left(i\right)=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{s}_k\left(i\right)=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{A}_k\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{d}_k\left(m\right)c_k(i-\mathrm{mN}),i=\mathrm{0,1},\·\·\·,\mathrm{MN}-1$ (式1)

式中，s_k(i)表示第k个用户的第i个码片；A_k表示第k个用户的信号幅度；d_k(m)表示第k个用户的第m个调制符号，M是每个用户的符号总数；c_k＝[c_k(0)，c_k(1)，…，c_k(N-1)]^T代表第k个用户的扩频序列。

在CDMA系统下行链路中，所有用户的发射信号从基站端经过相同的多径信道到达移动用户终端。这里假定发射信号通过的多径信道的时域模型可以用下面的向量表示，即：

(式2)

式中，h(l)代表多径信道第l径的复数衰减因子，L是多径信道的长度。如果对时域多径信道模型做N_c点的快速傅立叶变换(FFT)，可以得到多径信道模型的频域表示形式为

其中H(w)可根据下式计算

$H\left(w\right)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}h\left(l\right)e^{-j2\mathrm{\πwl}/N_c},$ w＝0，1，…，N_c-1    (式3)

于是CDMA系统下行链路接收信号可表示为r＝[r(0)，r(1)，…，r(MN+L-2)]^T，其中r(i)可由下式获得

$r\left(i\right)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}h\left(l\right)S(i-l)+v\left(i\right),i=\mathrm{0,1},\·\·\·,\mathrm{MN}+L-2$ (式4)

这里，v(i)代表均值为零且方差为σ_v ²的加性复高斯白噪声(AWGN)。

基于OC法的频域均衡算法实现原理如图1所示。其具体实现步骤包括：

1.在接收端，首先根据图1将多径接收信号r＝[r(0)，r(1)，…，r(MN+L-2)]^T重叠剪切成N_B个数据子块，设每个数据子块的长度为N_c(N_c＝2ⁿ，n为正整数)，前缀和后缀的长度均为N_g(这里要求N_g≥L-1)。那么，第n_b(n_b＝1，2，…，N_B)个重叠剪切数据块在时域可以表示为：

$r_{n_b}={[r_{n_b}\left(0\right),r_{n_b}\left(1\right),\·\·\·,r_{n_b}(N_c-1)]}^T$

$=[r\left((N_c-2N_g)(n_b-1)\right),r((N_c-2N_g)(n_b-1)+1),\·\·\·,$ (式5)

${r((N_c-2N_g)(n_b-1)+N_c-1)]}^T$

2.通过N_c点的FFT依次将每个时域重叠剪切数据块变换到频域，即

$R_{n_b}\left(w\right)=\underset{i=0}{\overset{N_c-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_{n_b}\left(i\right)e^{-j2\mathrm{\πwi}/N_c}$ (式6)

w＝0，1，…，N_c-1；n_b＝1，2，…，N_B

3.在频域对每个重叠剪切数据块分别进行均衡，则频域均衡后的输出信号为：

$Y_{n_b}\left(w\right)=E\left(w\right)R_{n_b}\left(w\right)$ (式7)

w＝0，1，…，N_c-1；n_b＝1，2，…，N_B

式中，E(w)是频域均衡系数，这里的频域均衡可以基于迫零(ZF)准则或最小均方误差(MMSE)准则，即：

$E\left(w\right)=\left\{\begin{array}{cc}{E}_{\mathrm{ZF}}\left(w\right)=\frac{1}{H\left(w\right)},& w=\mathrm{0,1},\·\·\·,N_c-1\\ E_{\mathrm{MMSE}}\left(w\right)=\frac{H^{*}\left(w\right)}{{\left|H\left(w\right)\right|}^2+{\mathrm{\σ}}_v^2/{\mathrm{\σ}}_s^2},& w=\mathrm{0,1},\·\·\·,N_c-1\end{array}\right.$ (式8)

式中，E_ZF(w)表示基于ZF准则的频域均衡系数，E_MMSE(w)表示基于MMSE准则的频域均衡系数，σ_s ²为发送数据符号的方差。

4.采用N_c点的快速逆傅立叶变换(IFFT)依次将均衡后的重叠剪切数据块由频域重新变换到时域，即

$y_{n_b}\left(i\right)=\frac{1}{N_c}\underset{w=0}{\overset{N_c-1}{\mathrm{\Σ}}}{Y}_{n_b}\left(w\right)e^{j2\mathrm{\πwi}/N_c}$ (式9)

i＝0，1，…，N_c-1；n_b＝1，2，…，N_B

5.去掉每个均衡后的时域重叠剪切数据块 $y_{n_b}={[y_{n_b}\left(0\right),y_{n_b}\left(1\right),\·\·\·,y_{n_b}(N_c-1)]}^T$ 的前缀/后缀，合并得到均衡后的总信号为 $\tilde{y}={[\tilde{y}\left(0\right),\tilde{y}\left(1\right),\·\·\·,\tilde{y}(\mathrm{MN}-1)]}^T,$ 对其进行解扩、判决，就可以得到每个用户数据符号的硬判决值为

${\hat{d}}_k\left(m\right)=\mathrm{sgn}\left(\frac{1}{{\hat{A}}_k}\mathrm{Re}\left(\frac{1}{N}\underset{i=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\tilde{y}(\mathrm{mN}+i)c_k\left(i\right)\right)\right)$ (式10)

k＝1，2，…，K；m＝0，1，…，M-1

式中，

代表第k个用户的第m个符号的硬判决值，

是第k个用户信号的幅度估计；Re(·)表示取复数的实部；sgn(·)是正负号函数，用于硬判决。

针对CDMA系统现有空中接口标准，目前的频域均衡实现方法研究均是围绕OC法展开。但是，通过与ZP法的实现方式进行对比，可以发现：基于OC法的频域均衡算法在高信噪比区域会出现较高的误码率平台效应。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种基于重叠剪切频域均衡算法的接收方法和接收装置，以降低频域均衡算法在高信噪比区域出现的误码率平台效应，提高系统的接收性能。

为解决上述技术问题，本发明提供技术方案如下：

一种基于重叠剪切频域均衡算法的接收方法，包括：

利用重叠剪切频域均衡算法从多径接收信号中检测出各个用户的数据符号的初始硬判决值；

对所述初始硬判决值进行扩频和信号叠加，得到重构的发送码片序列；

利用所述重构的发送码片序列估计所述多径接收信号的重叠剪切数据块中的块间干扰和块内干扰；

消除所述多径接收信号的所述重叠剪切数据块中的所述块间干扰和块内干扰；

利用重叠剪切频域均衡算法从消除了所述块间干扰和块内干扰的多径接收信号中检测出本用户的数据符号的最终硬判决值。

上述的接收方法，其中，所述利用所述重构的发送码片序列估计所述多径接收信号的重叠剪切数据块中的块间干扰包括：

获取所述重构的发送码片序列中的从第((n_b-1)(N_c-2N_g)-L+1)个码片到第((n_b-1)(N_c-2N_g)-1)个码片之间的(L-1)个码片，得到第一码片序列，其中，n_b为重叠剪切数据块的序号，N_c为重叠剪切数据块的长度，N_g为重叠剪切数据块的前缀/后缀长度，L为多径信道的长度；

将所述第一码片序列与多径信道估计值进行线性卷积，得到第一线性卷积结果；

截取所述第一线性卷积结果的后(L-1)个码片；

在所述后(L-1)个码片的后面补(N_c-L+1)个零，得到第n_b个重叠剪切数据块的块间干扰估计值。

上述的接收方法，其中，所述消除所述多径接收信号的所述重叠剪切数据块中的所述块间干扰包括：

分别将每个重叠剪切数据块与对应的块间干扰估计值对位相减，得到消除了块间干扰的多径接收信号。

上述的接收方法，其中，所述利用所述重构的发送码片序列估计所述多径接收信号的重叠剪切数据块中的块内干扰包括：

获取所述重构的发送码片序列中的从第((n_b-1)(N_c-2N_g)+N_c-L+1)个码片到第((n_b-1)(N_c-2N_g)+N_c-1)个码片之间的(L-1)个码片，得到第二码片序列，其中，n_b为重叠剪切数据块的序号，N_c为重叠剪切数据块的长度，N_g为重叠剪切数据块的前缀/后缀长度，L为多径信道的长度；

将所述第二码片序列与多径信道估计值进行线性卷积，得到第二线性卷积结果；

截取所述第二线性卷积结果的前(L-1)个码片；

在所述前(L-1)个码片的前面补(N_c-L+1)个零，得到第n_b个重叠剪切数据块的块内干扰估计值。

上述的接收方法，其中，所述消除所述多径接收信号的所述重叠剪切数据块中的所述块内干扰包括：

分别将每个重叠剪切数据块与对应的块内干扰估计值对位相减，得到消除了块内干扰的多径接收信号。

上述的接收方法，其中，所述利用所述重构的发送码片序列估计所述多径接收信号的重叠剪切数据块中的块间干扰和块内干扰包括：

对第1个重叠剪切数据块，只估计块内干扰，对最后一个重叠剪切数据块，只估计块间干扰，对其它重叠剪切数据块同时估计块间干扰和块内干扰。

一种基于重叠剪切频域均衡算法的接收装置，包括：

第一频域均衡单元，用于利用重叠剪切频域均衡算法从多径接收信号中检测出各个用户的数据符号的初始硬判决值；

码片重构单元，用于对所述初始硬判决值进行扩频和信号叠加，得到重构的发送码片序列；

干扰估计单元，用于利用所述重构的发送码片序列估计所述多径接收信号的重叠剪切数据块中的块间干扰和块内干扰；

干扰消除单元，用于消除所述多径接收信号的所述重叠剪切数据块中的所述块间干扰和块内干扰；

第二频域均衡单元，用于利用重叠剪切频域均衡算法从消除了所述块间干扰和块内干扰的多径接收信号中检测出本用户的数据符号的最终硬判决值。

上述的接收装置，其中，所述干扰估计单元中包括块间干扰估计单元，所述块间干扰估计单元包括：

第一获取子单元，用于获取所述重构的发送码片序列中的从第((n_b-1)(N_c-2N_g)-L+1)个码片到第((n_b-1)(N_c-2N_g)-1)个码片之间的(L-1)个码片，得到第一码片序列，其中，n_b为重叠剪切数据块的序号，N_c为重叠剪切数据块的长度，N_g为重叠剪切数据块的前缀/后缀长度，L为多径信道的长度；

第一线性卷积子单元，用于将所述第一码片序列与多径信道估计值进行线性卷积，得到第一线性卷积结果；

第一截取单子元，用于截取所述第一线性卷积结果的后(L-1)个码片；

第一补零子单元，用于在所述后(L-1)个码片的后面补(N_c-L+1)个零，得到第n_b个重叠剪切数据块的块间干扰估计值。

上述的接收装置，其中，所述干扰消除单元中包括：

第一对位相减子单元，用于分别将每个重叠剪切数据块与对应的块间干扰估计值对位相减，得到消除了块间干扰的多径接收信号。

上述的接收装置，其中，所述干扰估计单元中包括块内干扰估计单元，所述块内干扰估计单元包括：

第二获取子单元，用于获取所述重构的发送码片序列中的从第((n_b-1)(N_c-2N_g)+N_c-L+1)个码片到第((n_b-1)(N_c-2N_g)+N_c-1)个码片之间的(L-1)个码片，得到第二码片序列，其中，n_b为重叠剪切数据块的序号，N_c为重叠剪切数据块的长度，N_g为重叠剪切数据块的前缀/后缀长度，L为多径信道的长度；

第二线性卷积子单元，用于将所述第二码片序列与多径信道估计值进行线性卷积，得到第二线性卷积结果；

第二截取子单元，用于截取所述第二线性卷积结果的前(L-1)个码片；

第二补零子单元，用于在所述前(L-1)个码片的前面补(N_c-L+1)个零，得到第n_b个重叠剪切数据块的块内干扰估计值。

上述的接收装置，其中，所述干扰消除单元中包括：

第二对位相减子单元，用于分别将每个重叠剪切数据块与对应的块内干扰估计值对位相减，得到消除了块内干扰的多径接收信号。

本发明实施例利用初始级已经检测出的发送信号估计重叠剪切数据块中的固有干扰(块间干扰和块内干扰)，然后，利用迭代判决反馈的思想消除每个重叠剪切数据块中的固有干扰后再进行频域均衡，如此，消除了传统OC法因信道矩阵的近似循环而带来的固有干扰对频域均衡算法误码率性能的影响。与传统OC法相比，本发明实施例可以有效降低频域均衡算法在高信噪比区域的误码率平台效应，从而可以使系统获得更好的接收性能；特别是，如果将频域均衡技术与干扰消除技术联合使用时，迭代判决反馈OC频域均衡实现方法更能体现出其在降低系统误码率方面的优势。

附图说明

图1为基于OC法的频域均衡实现原理图；

图2为本发明实施例的基于重叠剪切频域均衡算法的接收方法的实现原理图；

图3为本发明实施例的基于重叠剪切频域均衡算法的接收方法的流程图；

图4为本发明实施例中迭代判决反馈重叠剪切频域均衡实现方法与传统OC法在TU信道中的平均比特误码率性能对比图；

图5为本发明实施例中迭代判决反馈重叠剪切频域均衡实现方法与传统OC法在VA信道中的平均比特误码率性能对比图；

图6为本发明实施例的基于重叠剪切频域均衡算法的接收装置的结构图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图及具体实施例对本发明进行详细描述。

传统OC法利用重叠剪切和保护间隔来实现每个数据块所对应的信道矩阵近似循环会产生两种固有干扰，一是前一个重叠剪切数据块的第(N_c-2N_g-L+1)个码片到第(N_c-2N_g-1)个码片这段区间对应位置上的(L-1)个发送码片会对后一个重叠剪切数据块中的码片产生干扰(在此称为“块间干扰”)；二是每个重叠剪切数据块自身因重叠剪切而引起的边缘效应所造成的干扰，鉴于这部分干扰是由每个数据块内的最后(L-1)个码片这段区间对应位置上的(L-1)个发送码片引起的，故称其为“块内干扰”。正是因为上述两种干扰的影响，才会导致基于OC法的频域均衡算法在高信噪比区域出现较高的误码率平台效应。

基于此，本发明实施例从减小OC法因信道矩阵的近似循环而带来的固有干扰作为切入点来降低频域均衡算法的误码率。

本发明实施例的基于重叠剪切频域均衡算法的接收方法(为与传统OC法区别，也可称其为迭代判决反馈OC频域均衡实现方法)的实现原理如图2所示。其基本原理是：首先利用OC法检测出各个用户的数据符号的初始硬判决值，然后对其进行扩频和信号叠加，重构出发送码片序列，之后再利用重构的发送码片序列估计每个重叠剪切数据块中的块间干扰和块内干扰，最后分别从每个重叠剪切数据块中相应地消除这两种固有干扰后再利用频域均衡检测出本用户的数据符号的最终硬判决值。

参照图3，本发明实施例的基于重叠剪切频域均衡算法的接收方法，主要包括如下步骤：

步骤301：利用重叠剪切频域均衡算法从多径接收信号中检测出各个用户的数据符号的初始硬判决值；

具体实现步骤请参见背景技术，在此不做赘述。

步骤302：对所述初始硬判决值进行扩频和信号叠加，得到重构的发送码片序列；

重构的发送码片序列为 $\hat{S}={[\hat{S}\left(0\right),\hat{S}\left(1\right),\·\·\·,\hat{S}(\mathrm{MN}-1)]}^T,$ 其中

可以根据下式

获得：

$\hat{S}\left(i\right)=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{A}}_k\underset{m=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{d}}_k\left(m\right)c_k(i-\mathrm{mN}),i=\mathrm{0,1},\·\·\·,\mathrm{MN}-1$ (式11)

式中，

为第k个用户的信号幅度估计；是采用OC法初始估计出的第k个用户的第m个调制符号的硬判决值，M是每个用户的符号总数；c_k＝[c_k(0)，c_k(1)，…，c_k(N-1)]^T代表第k个用户的扩频序列。

步骤303：利用所述重构的发送码片序列估计所述多径接收信号的重叠剪切数据块中的块间干扰和块内干扰；

本步骤中，对第1个重叠剪切数据块，只估计块内干扰，对最后一个重叠剪切数据块，只估计块间干扰，除此之外，对其它重叠剪切数据块均同时估计块间干扰和块内干扰。下面分别给出块间干扰和块内干扰的重构方法。

(1)若重构第n_b(n_b＝2，3，…，N_B)个重叠剪切数据块的块间干扰，首先假设 ${\hat{a}}_{n_b}={[{\hat{a}}_{n_b}\left(0\right),{\hat{a}}_{n_b}\left(1\right),\·\·\·,{\hat{a}}_{n_b}(2L-3)]}^T,$ 其中

可依据下式得到

${\widehat{\mathrm{\α}}}_{n_b}\left(i\right)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}\hat{h}\left(l\right)P_{n_b-1}(i-l)$ (式12)

i＝0，1，…，2L-3；n_b＝2，3，…，N_B

式中， $P_{n_b-1}={[P_{n_b-1}\left(0\right),P_{n_b-1}\left(1\right),\·\·\·,P_{n_b-1}(L-2)]}^T=[\hat{S}((n_b-1)(N_c-2N_g)-L+1),$ $\hat{S}((n_b-1)(N_c-2N_g)-L+2),\·\·\·,\hat{S}{((n_b-1)(N_c-2N_g)-1)]}^T,$ 在此将其称为块间干扰源，为多径信道的第l径的信道估计值。

截取末尾的(L-1)个码片的信息，构造第n_b个重叠剪切数据块的块间干扰向量

为：

${\hat{I}}_{n_b}^1={[{\widehat{\mathrm{\α}}}_{n_b}(L-1),{\widehat{\mathrm{\α}}}_{n_b}\left(L\right),\·\·\·,{\widehat{\mathrm{\α}}}_{n_b}(2L-3),0_{1,N_c-L+1}]}^T$ (式13)

n_b＝2，3，…，N_B

式中，

为1×(N_c-L+1)的零向量。

(2)若重构第n_b(n_b＝1，2，…，N_B-1)个重叠剪切数据块的块内干扰，需假设 ${\widehat{\mathrm{\β}}}_{n_b}={[{\widehat{\mathrm{\β}}}_{n_b}\left(0\right),{\widehat{\mathrm{\β}}}_{n_b}\left(1\right),\·\·\·,{\widehat{\mathrm{\β}}}_{n_b}(2L-3)]}^T,$ 其中

可依据下式得到

${\widehat{\mathrm{\β}}}_{n_b}\left(i\right)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}\hat{h}\left(l\right)Q_{n_b}(i-l)$ (式14)

i＝0，1，…，2L-3；n_b＝1，2，…，N_B-1

式中， $Q_{n_b}={[Q_{n_b}\left(0\right),Q_{n_b}\left(1\right),\·\·\·,Q_{n_b}(L-2)]}^T=[\hat{S}((N_c-2N_g)(n_b-1)+N_c-L+1),$ $\hat{S}((N_c-2N_g)(n_b-1)+N_c-L+2),\·\·\·,\hat{S}{((N_c-2N_g)(n_b-1)+N_c-1)]}^T,$ 在此将其称为块内干扰源。

截取

中前(L-1)个码片的信息，构造第n_b个重叠剪切数据块的块内干扰向量

为：

${\hat{I}}_{n_b}^2={[0_{1,N_c-L+1},{\widehat{\mathrm{\β}}}_{n_b}\left(0\right),{\widehat{\mathrm{\β}}}_{n_b}\left(1\right),\·\·\·,{\widehat{\mathrm{\β}}}_{n_b}(L-2)]}^T$ (式15)

n_b＝1，2，…，N_B-1

式中，

为1×(N_c-L+1)的零向量。

步骤304：消除所述多径接收信号的所述重叠剪切数据块中的所述块间干扰和块内干扰；

从多径接收信号r的N_B个重叠剪切数据块中分别相对应地消除块间干扰

(第1个数据块除外)和块内干扰

(第N_B个数据块除外)，就可以得到各个接收重叠剪切数据块去固有干扰后的信号为

${\mathrm{\ψ}}_{n_b}=r_{n_b}-{\hat{I}}_{n_b}^1-{\hat{I}}_{n_b}^2,$ n_b＝1，2，…，n_B    (式16)

式中，若n_b＝1，则 ${\hat{I}}_{n_b}^1=0_{1,N_c}^T;$ 若n_b＝N_B，则 ${\hat{I}}_{n_b}^2=0_{1,N_c}^T;$

为多径接收信号的第n_b个重叠剪切数据块，其取值方式请参见(式5)。

步骤305：利用重叠剪切频域均衡算法从消除了所述块间干扰和块内干扰的多径接收信号中检测出本用户的数据符号的最终硬判决值。

通过N_c点的FFT将消去块间干扰和块内干扰后的各个接收重叠剪切数据块中的信号 ${\mathrm{\ψ}}_{n_b},(n_b=\mathrm{1,2},\·\·\·,N_B)$ 分别变换到频域进行均衡，之后再通过N_c点的IFFT将频域均衡后的数据块变换为时域数据块 $y_{n_b}^{\′}={[y_{n_b}^{\′}\left(0\right),y_{n_b}^{\′}\left(1\right),\·\·\·,y_{n_b}^{\′}(N_c-1)]}^T,$ 分别对每个均衡后的时域数据块 $y_{n_b}^{\′},(n_b=\mathrm{1,2},\·\·\·,N_B)$ 去前缀/后缀，合并得到均衡后的总信号为 ${\tilde{y}}^{\′}={[{\tilde{y}}^{\′}\left(0\right),{\tilde{y}}^{\′}\left(1\right),\·\·\·,{\tilde{y}}^{\′}(\mathrm{MN}-1)]}^T,$ 利用本用户(假设为第k个用户)的扩频序列对其进行解扩、判决，就可以检测出本用户的数据符号的最终硬判决值为 ${\hat{d}}_k^{\′}={[{\hat{d}}_k^{\′}\left(0\right),{\hat{d}}_k^{\′}\left(1\right),\·\·\·,{\hat{d}}_k^{\′}(M-1)]}^T.$

基于上面的论述可以看出：如果将每个接收重叠剪切数据块

中的块间干扰和块内干扰同时消除，则该重叠剪切数据块对应的信道矩阵就由传统OC法中的近似循环矩阵变为完全循环矩阵，此时重叠剪切数据块的结构就演变成了与ZP法中接收数据块类似的结构。而且，当ZP法中每个接收数据块的长度与OC法中每个接收重叠剪切数据块的长度相等且N_g＝N_zp＝L-1时，迭代判决反馈重叠剪切频域均衡实现方法的性能在理论上可以达到ZP法的性能。不过，由于重构块间干扰和块内干扰的干扰源是通过传统OC法估计出来的，并不是从真正的原始发送信号中截取的，因此会存在一定的误差。此外，由于迭代判决反馈重叠剪切频域均衡实现方法忽略了最后一个接收重叠剪切数据块的块内干扰，这样也会带来一定的误差。因而，迭代判决反馈重叠剪切频域均衡实现方法的误码率性能在实际中还是略差于ZP法的性能。

为了评估迭代判决反馈重叠剪切频域均衡实现方法的比特误码率性能，下面以CDMA系统下行链路为例进行仿真。具体仿真参数如下：无编码系统，每个用户有128个原始信息比特，调制方式为BPSK，系统采用16阶Walsh码扩频，码片速率为3.84Mchip/s；信道模型分别采用TU信道和VA信道，移动速度分别为50km/h和30km/h；假设接收端信道估计和幅度估计理想，所有用户等功率接收；OC法中每个重叠剪切数据块的长度N_c＝256，前/后缀长度N_g＝16；CP法中未插入循环前缀时每个数据块的长度N_c＝256，循环前缀长度为N_cp＝16；ZP法中每个发送数据块的长度N_c＝256，补零的长度N_zp＝16。

图4为迭代判决反馈重叠剪切频域均衡实现方法与传统OC法在TU信道中的平均比特误码率性能对比图(扩频增益N＝16，用户数K＝16，每个用户符号总数M＝128，移动速度为50km/h)。

图5为迭代判决反馈重叠剪切频域均衡实现方法与传统OC法在VA信道中的平均比特误码率性能对比图(扩频增益N＝16，用户数K＝16，每个用户符号总数M＝128，移动速度为50km/h)。

由图4和图5可以看出：(1)无论是在TU信道中还是在VA信道中，新的迭代判决反馈OC法都会显著降低传统OC法在高信噪比区域的误码率平台效应。特别是，在TU信道中当系统BER＝7×10^-4时，基于迭代判决反馈OC法的MMSE-FDE算法较传统OC-MMSE-FDE算法可以提高5.5dB；而在VA信道中当BER＝2×10^-4时，基于迭代判决反馈OC法的MMSE-FDE算法较传统OC-MMSE-FDE算法可以提高3.5dB。(2)迭代判决反馈OC法的性能达不到ZP法的性能界，这是由于采用传统OC法对各用户的数据符号进行初始估计时具有一定的误差，使得每个接收重叠剪切数据块中的干扰估计不够准确，从而造成与ZP法的性能存在一定的差距。

以下给出实现上述接收方法的接收装置。

参照图6，本发明实施例的基于重叠剪切频域均衡算法的接收装置，包括：

第一频域均衡单元10，用于利用重叠剪切频域均衡算法从多径接收信号中检测出各个用户的数据符号的初始硬判决值；

码片重构单元20，用于对所述初始硬判决值进行扩频和信号叠加，得到重构的发送码片序列；

干扰估计单元30，用于利用所述重构的发送码片序列估计所述多径接收信号的重叠剪切数据块中的块间干扰和块内干扰；

干扰消除单元40，用于消除所述多径接收信号的所述重叠剪切数据块中的所述块间干扰和块内干扰；

第二频域均衡单元50，用于利用重叠剪切频域均衡算法从消除了所述块间干扰和块内干扰的多径接收信号中检测出本用户的数据符号的最终硬判决值。

其中，所述干扰估计单元30对第1个重叠剪切数据块，只估计块内干扰，对最后一个重叠剪切数据块，只估计块间干扰，对其它重叠剪切数据块同时估计块间干扰和块内干扰。

具体地，所述干扰估计单元30中包括块间干扰估计单元31和块内干扰估计单元32，所述块间干扰估计单元31包括：

第一获取子单元311，用于获取所述重构的发送码片序列中的从第((n_b-1)(N_c-2N_g)-L+1)个码片到第((n_b-1)(N_c-2N_g)-1)个码片之间的(L-1)个码片，得到第一码片序列，其中，n_b为重叠剪切数据块的序号，N_c为重叠剪切数据块的长度，N_g为重叠剪切数据块的前缀/后缀长度，L为多径信道的长度；

第一线性卷积子单元312，用于将所述第一码片序列与多径信道估计值进行线性卷积，得到第一线性卷积结果；

第一截取单子元313，用于截取所述第一线性卷积结果的后(L-1)个码片；

第一补零子单元314，用于在所述后(L-1)个码片的后面补(N_c-L+1)个零，得到第n_b个重叠剪切数据块的块间干扰估计值。

所述块内干扰估计单元32包括：

第二获取子单元321，用于获取所述重构的发送码片序列中的从第((n_b-1)(N_c-2N_g)+N_c-L+1)个码片到第((n_b-1)(N_c-2N_g)+N_c-1)个码片之间的(L-1)个码片，得到第二码片序列，其中，n_b为重叠剪切数据块的序号，N_c为重叠剪切数据块的长度，N_g为重叠剪切数据块的前缀/后缀长度，L为多径信道的长度；

第二线性卷积子单元322，用于将所述第二码片序列与多径信道估计值进行线性卷积，得到第二线性卷积结果；

第二截取子单元323，用于截取所述第二线性卷积结果的前(L-1)个码片；

第二补零子单元324，用于在所述前(L-1)个码片的前面补(N_c-L+1)个零，得到第n_b个重叠剪切数据块的块内干扰估计值。

所述干扰消除单元40中包括：

第一对位相减子单元41，用于分别将每个重叠剪切数据块与对应的块间干扰估计值对位相减，得到消除了块间干扰的多径接收信号；

第二对位相减子单元42，用于分别将每个重叠剪切数据块与对应的块内干扰估计值对位相减，得到消除了块内干扰的多径接收信号。

综上所述，本发明实施例利用初始级已经检测出的发送信号估计重叠剪切数据块中的固有干扰(块间干扰和块内干扰)，然后，利用迭代判决反馈的思想消除每个重叠剪切数据块中的固有干扰后再进行频域均衡，如此，消除了传统OC法因信道矩阵的近似循环而带来的固有干扰对频域均衡算法误码率性能的影响。与传统OC法相比，本发明实施例可以有效降低频域均衡算法在高信噪比区域的误码率平台效应，从而可以使系统获得更好的接收性能；特别是，如果将频域均衡技术与干扰消除技术联合使用时，迭代判决反馈OC频域均衡实现方法更能体现出其在降低系统误码率方面的优势。

最后应当说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制，本领域的普通技术人员应当理解，可以对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，而不脱离本发明技术方案的精神范围，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。

Claims (7)

1.一种基于重叠剪切频域均衡算法的接收方法，其特征在于，包括： 

利用重叠剪切频域均衡算法从多径接收信号中检测出各个用户的数据符号的初始硬判决值； 

对所述初始硬判决值进行扩频和信号叠加，得到重构的发送码片序列； 

利用所述重构的发送码片序列估计所述多径接收信号的重叠剪切数据块中的块间干扰和块内干扰； 

消除所述多径接收信号的所述重叠剪切数据块中的所述块间干扰和块内干扰； 

利用重叠剪切频域均衡算法从消除了所述块间干扰和块内干扰的多径接收信号中检测出本用户的数据符号的最终硬判决值； 

所述利用所述重构的发送码片序列估计所述多径接收信号的重叠剪切数据块中的块间干扰包括： 

获取所述重构的发送码片序列中的从第((n_b-1)(N_c-2N_g)-L+1)个码片到第((n_b-1)(N_c-2N_g)-1)个码片之间的(L-1)个码片，得到第一码片序列，其中，n_b为重叠剪切数据块的序号，N_c为重叠剪切数据块的长度，N_g为重叠剪切数据块的前缀/后缀长度，L为多径信道的长度； 

将所述第一码片序列与多径信道估计值进行线性卷积，得到第一线性卷积结果； 

截取所述第一线性卷积结果的后(L-1)个码片； 

在所述后(L-1)个码片的后面补(N_c-L+1)个零，得到第n_b个重叠剪切数据块的块间干扰估计值； 

所述利用所述重构的发送码片序列估计所述多径接收信号的重叠剪切数据块中的块内干扰包括： 

获取所述重构的发送码片序列中的从第((n_b-1)(N_c-2N_g)+N_c-L+1)个码片到第((n_b-1)(N_c-2N_g)+N_c-1)个码片之间的(L-1)个码片，得到第二码片序列，其中，n_b为重叠剪切数据块的序号，N_c为重叠剪切数据块的长度，N_g为重叠剪切数据块的前缀/后缀长度，L为多径信道的长度； 

将所述第二码片序列与多径信道估计值进行线性卷积，得到第二线性卷积结果； 

截取所述第二线性卷积结果的前(L-1)个码片； 

在所述前(L-1)个码片的前面补(N_c-L+1)个零，得到第n_b个重叠剪切数据块的块内干扰估计值。 

2.如权利要求1所述的接收方法，其特征在于，所述消除所述多径接收信号的所述重叠剪切数据块中的所述块间干扰包括： 

分别将每个重叠剪切数据块与对应的块间干扰估计值对位相减，得到消除了块间干扰的多径接收信号。 

3.如权利要求1所述的接收方法，其特征在于，所述消除所述多径接收信号的所述重叠剪切数据块中的所述块内干扰包括： 

分别将每个重叠剪切数据块与对应的块内干扰估计值对位相减，得到消除了块内干扰的多径接收信号。 

4.如权利要求1所述的接收方法，其特征在于，所述利用所述重构的发送码片序列估计所述多径接收信号的重叠剪切数据块中的块间干扰和块内干扰包括： 

对第1个重叠剪切数据块，只估计块内干扰，对最后一个重叠剪切数据块，只估计块间干扰，对其它重叠剪切数据块同时估计块间干扰和块内干扰。 

5.一种基于重叠剪切频域均衡算法的接收装置，其特征在于，包括： 

第一频域均衡单元，用于利用重叠剪切频域均衡算法从多径接收信号中检测出各个用户的数据符号的初始硬判决值； 

码片重构单元，用于对所述初始硬判决值进行扩频和信号叠加，得到重构的发送码片序列； 

干扰估计单元，用于利用所述重构的发送码片序列估计所述多径接收信号的重叠剪切数据块中的块间干扰和块内干扰； 

干扰消除单元，用于消除所述多径接收信号的所述重叠剪切数据块中的所述块间干扰和块内干扰； 

第二频域均衡单元，用于利用重叠剪切频域均衡算法从消除了所述块间干扰和块内干扰的多径接收信号中检测出本用户的数据符号的最终硬判决值； 

所述干扰估计单元中包括块间干扰估计单元，所述块间干扰估计单元包括： 

第一获取子单元，用于获取所述重构的发送码片序列中的从第((n_b-1)(N_c-2N_g)-L+1)个码片到第((n_b-1)(N_c-2N_g)-1)个码片之间的(L-1)个码片，得到第一码片序列，其中，n_b为重叠剪切数据块的序号，N_c为重叠剪切数据块的长度，N_g为重叠剪切数据块的前缀/后缀长度，L为多径信道的长度； 

第一线性卷积子单元，用于将所述第一码片序列与多径信道估计值进行线性卷积，得到第一线性卷积结果； 

第一截取子单元，用于截取所述第一线性卷积结果的后(L-1)个码片； 

第一补零子单元，用于在所述后(L-1)个码片的后面补(N_c-L+1)个零，得到第n_b个重叠剪切数据块的块间干扰估计值； 

所述干扰估计单元中包括块内干扰估计单元，所述块内干扰估计单元包括： 

第二获取子单元，用于获取所述重构的发送码片序列中的从第((n_b-1)(N_c-2N_g)+N_c-L+1)个码片到第((n_b-1)(N_c-2N_g)+N_c-1)个码片之间的(L-1)个码片，得到第二码片序列，其中，n_b为重叠剪切数据块的序号，N_c为重叠剪切数据块的长度，N_g为重叠剪切数据块的前缀/后缀长度，L为多径信道的长度； 

第二线性卷积子单元，用于将所述第二码片序列与多径信道估计值进行线性卷积，得到第二线性卷积结果； 

第二截取子单元，用于截取所述第二线性卷积结果的前(L-1)个码片； 

第二补零子单元，用于在所述前(L-1)个码片的前面补(N_c-L+1)个零，得到第n_b个重叠剪切数据块的块内干扰估计值。 

6.如权利要求5所述的接收装置，其特征在于，所述干扰消除单元中包括： 

第一对位相减子单元，用于分别将每个重叠剪切数据块与对应的块间干扰估计值对位相减，得到消除了块间干扰的多径接收信号。 

7.如权利要求5所述的接收装置，其特征在于，所述干扰消除单元中包括： 

第二对位相减子单元，用于分别将每个重叠剪切数据块与对应的块内干扰估计值对位相减，得到消除了块内干扰的多径接收信号。 

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