CN101931323B - 一种提高集成开关dc-dc变换器轻载效率非均匀变化栅宽的方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种提高集成开关DC-DC变换器轻载效率非均匀变化栅宽的方法，本发明中的Buck-Boost变换器，采用CSMC 0.5μm CMOS工艺库设计，实现除无源滤波器件外的全电路集成，外接滤波电感为2.2μH，滤波电容为1μF。根据对输入输出电压的要求，变换器可以工作在Buck(降压)、Buck-Boost(升降压)、Boost(升压)三种模式下，输入电压范围2.5V-4.2V，输出电压范围1.5V-5V，工作频率5MHz。在整个负载电流范围10mA-650mA内采用非均匀的栅宽调制方法。变换器在5MHz高频工作时，中等负载及重负载效率始终保持在90％以上，而轻载(10mA)效率达到80％以上。由于只是改变了开关管的栅宽，并不采取额外开关管工作频率的控制环节，从根本上消除了变频控制带来的不良后果。

Description

一种提高集成开关DC-DC变换器轻载效率非均匀变化栅宽的方法

技术领域：

本发明属于DC-DC变换器领域，涉及一种一种提高集成开关DC-DC变换器轻载效率非均匀变化栅宽的方法

背景技术：

随着便携式电子产品的不断进步，电源管理芯片市场发展迅速。由于便携式设备不断小型化的要求，开关电源产品集成化趋势越来越明显。提高开关频率能够有效减小电感、电容元件的尺寸，然而高频限制了开关电源的转换效率，尤其是轻负载处的效率。一般的便携式设备大部分时间工作在“待机”状态下，变换器的轻载效率的提升对于待机时间的延长至关重要。

开关DC-DC变换器理论效率可达100％，但实际电路中由于非理想因素存在损耗。可以将开关DC-DC变换器的总损耗写成如下形式：

$P_{\mathrm{loss}}=k_1\frac{I_{L,\mathrm{rms}}^2}{W}+k_{2}W{f}_s---\left(1\right)$

其中，W是开关MOS管栅宽，I_L，rms是通过开关管的均方根电流，f_s是开关频率，k₁和k₂是与栅宽W和频率f_s无关的系数。表达式中可以看出总损耗大致可以分为两项：第一项为导通损耗，是开关MOS管导通时电流通过开关MOS管的寄生电阻传输造成的损耗，其值与栅宽W成反比关系；第二项为开关损耗，主要是由于开关MOS管的导通关断对其本身及其驱动电路的寄生电容充放电造成的损耗，其值与栅宽W和开关频率f_s正比。

由于功率开关管的开关损耗不随变换器输出负载减小而降低，却与开关频率成正比。因此，栅驱动损耗和开关损耗成为高频率开关变换器轻载效率恶化的主导因素。

对于轻载处的效率问题，市场上主流产品的解决方案是引入脉冲频率调制(PFM)模式，轻载时将变换器从脉冲宽度调制(PWM)转换到PFM控制模式下。此时，开关频率随着负载电流降低而降低，从而缓解了轻载情况下效率的恶化。例如文献：“双模式PWM/PFM控制的高效率直流-直流降压转换器，”(陈东坡，何乐年，严晓浪，第29卷第8期2008年8月，半导体学报)采用了PWM/PFM的双模式控制，使输出负载在20mA时依旧保持在55％以上。然而两种调制方式过渡时可能会造成不必要的尖锋电流。此外，由于PFM控制开关频率连续变化，而体现在开关变换器的输出电压中就变成了宽频谱范围的谐波噪声，会对系统造成电磁干扰，因此这种需要变频的变换器很难应用在对噪声敏感的系统中。

固定频率的解决方案也被提出，如文献“A Constant Frequency Method for ImprovingLight-Load Efficiency in Synchronous Buck Converters，”(M.D.Mulligan.B.Broach，and T.H.Lee，IEEE Power Electronics Letters，VOL.3，NO.1，MARCH 2005.S.)提出了开关管动态栅压摆幅的方法，在输出电流较小时采用降低开关MOS管上的充放电电压来减少其开关损耗。

另一种固定频率的解决办法为开关MOS管动态栅宽调整的方法。如式(1)所示，变换器的两种损耗分别与开关MOS管栅宽成正比和反比，因此可以找到一个最优栅宽值使变换器的损耗达到最低。式(1)对栅宽W求导可以得到最佳栅宽使损耗达到最小，而此时的最优栅宽表达式如下：

$W_{\mathrm{opt}}=\sqrt{\frac{k_1}{k_2{f}_s}}{I}_{L,\mathrm{rms}}---\left(2\right)$

由于均方根电流近似等于负载电流，所以从式(2)可以看出，最优栅宽随着负载电流减少而减小。为了实现宽负载范围内的高效率，须采用随负载电流变化的开关管栅宽。如图1示，在不同的电流范围采用不同的栅宽(W1，W2，W3)，可以使变换器在宽负载电流范围内保持较高的转换效率。文献“Improvement of Light-Load Efficiency UsingWidth-Switching Scheme for CMOS Transistors，”(Musunuri，and P.L.Chapman，IEEEPower Electronics Letters，VOL.3，NO.3，SEPTEMBER 2005)首先提出了这种提高效率的方法。文献″Dithering Skip Modulation，Width and Dead Time Controllers in Highly EfficientDC-DC Converters for System-On-Chip Applications，″(Hong-Wei，H.，C.Ke-Horng，IEEEJournal of Solid-State Circuits，42(11)：2451-2465，2007)的结构中也有相同的设计思想。

由于开关MOS管的栅宽并不能连续的变化，因此只能采用在一定负载电流范围内对应一个固定的栅宽。其具体实现办法是将若干开关MOS管并联在一起，变换器工作时可以根据负载电流的不同使部分的并联MOS管完全关断，而剩余的MOS管正常工作，达到动态调节开关管总栅宽的效果。以上的文献中动态栅宽方案都采用的是尺寸完全相同的MOS管并联在一起形成总的MOS管，因此栅宽无论在重负载还是在轻负载情况下，每次栅宽的变化值ΔW都是固定的。但是，研究表明，重负载和轻负载工作时，对栅宽变化值ΔW的要求是不同的，因此，如何确定不同负载情况时，开关管的最优变化尺寸成为进一步减小功耗，简化电路设计的关键。

发明内容：

DC-DC变换器的效率表达式如下：

$\mathrm{\η}=\frac{P_{\mathrm{out}}}{P_{\mathrm{out}}+P_{\mathrm{loss}}}---\left(3\right)$

P_out为有效传输到负载上的功率，假设在某负载电流I_out处，使变换器效率达到最优的开关MOS管尺寸为W_opt，其满足表达式(2)，而此时对应的最优损耗(P_loss)_opt和最优效率η_opt的表达式如下：

${\left(P_{\mathrm{loss}}\right)}_{\mathrm{opt}}=2\sqrt{k_1{k}_2\mathrm{fs}}{I}_{L,\mathrm{rms}}---\left(4\right)$

${\mathrm{\η}}_{\mathrm{opt}}=\frac{P_{\mathrm{out}}}{P_{\mathrm{out}}+{\left(P_{\mathrm{loss}}\right)}_{\mathrm{opt}}}---\left(5\right)$

如果开关管的栅宽W并不在其最优值W_opt处，计算变换器效率保持在最优效率95％以上的开关管栅宽W的取值范围，从而确定并联的一组开关MOS管尺寸的大小。

η＞η_opt×95％                            (6)

为了使计算简单，可令

P_out＝n×(P_loss)_opt                        (7)

其中，n为比例系数，在输出电压和负载电流确定时为一个确定值。将(5)和(7)式代入(6)式中，得到如下结果，

$0.475\&times;\frac{W_{\mathrm{opt}}}{W}+0.475\&times;\frac{W}{W_{\mathrm{opt}}}<0.05\&times;n+1---\left(8\right)$

根据经验，效率在重负载处的值一般大于90％，则在合理范围内可以取n＝10，得到W的取值范围如式(9)，

0.357×W_opt＜W＜2.8×W_opt                  (9)

从式(9)可以看出如果开关管的栅宽在一个大于0.357倍最优栅宽尺寸，小于2.4倍最优栅宽尺寸之间变化，都能保证95％η_opt的转换效率。但是，W_opt与负载电流成正比关系，大负载电流时，对应的可变化尺寸范围大，而随着负载电流的减小，这个保证高转换效率的栅宽尺寸范围也相应缩小，此时，负载电流较小的改变就可能使开关MOS管的实际栅宽超出此范围，造成转换效率的迅速下降。

针对上述问题，本发明提出了栅宽调整变化值ΔW随负载电流改变的非均匀栅宽调整方法，并给予电路实现。本发明可以应用于不同类型(Buck、Buck-Boost及Boost变换器，但不限于此三类)的DC-DC变换器中。非均匀栅宽调整法主要针对重载和轻载工作是对栅宽变化的要求不同的提出的，变换器工作在固定高频下，也能通过此方法有效地提高轻载效率，避免通常的轻载效率解决方案常见的PFM调制带来的诸多问题。

变换器工作在大负载电流时，研究表明，保持开关MOS管总栅宽不变，效率曲线在一个较大的负载电流的变化范围内，变化不是很明显。因此，在此负载区间，不需要频繁地改变开关管的尺寸，本发明设计的栅宽调整技术，在重载范围，采用较大的栅宽变化值ΔW。实际上，重负载时采用大的ΔW值也会减少频繁调整栅宽尺寸造成的能量损失。而变换器工作在小负载电流时，效率曲线随负载电流的减小恶化非常明显，则需要选择更小的栅宽变化值ΔW。设计时，在整个负载范围内，栅宽变化值ΔW与负载电流成正比例变化，从而可以充分地利用栅宽调制的方法，使变换器的转化效率整体保持在较高的水平。

本发明针对高频开关DC-DC变换器轻载效率低的问题，提出了一种利用非均匀变化栅宽，实现固定频率、宽负载范围内、高效率的解决方法，并将其应用于四开关型Buck-Boost开关DC-DC变换器中。

为达到以上目的，本发明采取如下技术方案予以实现：本发明的目的在于克服上述现有技术的缺点，提供一种提高开关DC-DC变换器轻载效率非均匀变化栅宽的方法，其实现方案包括功率MOS管栅宽可调开关DC-DC变换器电路结构和非均匀栅宽优化方法两部分。

一种功率MOS管栅宽可调DC-DC变换器，该宽负载电流范围高效DC-DC变换器包括：功率级主电路及其驱动模块，PWM控制模块，模式选择模块，片内电流检测模块，延迟线ADC模块，开关管栅宽控制模块和死区时间控制模块。

所述功率级主电路及其驱动模块，V_in端口与电源输入端相连接，V_out端口与变换器电压输出端口相连，GND端口与外接地线相连；V_x端和V_y端与外接电感L两端连接，V_x端同时与电流检测模块相连，为其提供检测信号；功率级主电路及其驱动模块与开关管栅宽控制模块通过栅宽数字选择码D₀～D_m-1，D_extra连接，栅宽数字选择码用于调整功率开关管尺寸；功率级主电路及其驱动模块与死区时间控制模块通过四路PWM信号(PWM_P1，PWM_N1，PWM_P2，PWM_N2)连接，PWM信号为功率级主电路中的4个可调栅宽开关管的控制信号。

所述PWM控制模块，其输入端与输出反馈信号b·V_out相连接，信号b·V_out由变换器输出电压通过电阻R_b1，R_b2分压获得；其输出端产生的PWM_C信号与死区时间控制模块相连接。

所述模式选择模块，V_in端口与电源输入端相连接，V_out端口与变换器电压输出端相连。模式选择模块通过比较输入电压与输出电压的大小，获得模式选择信号S_Mode，用于确定变换器的工作模式，并通过S_Mode信号分别与死区时间控制模块和开关管栅宽控制模块相连接。

所述片内电流检测模块，V_in端口与电源输入端相连接，V_x端口与功率级主电路及其驱动模块相连接；输出端口产生与电感电流成正比例的检测电压信号V_sense，并通过V_sense信号与延迟线ADC模块和死区时间控制模块相连接。

所述延迟线ADC模块，输入端口通过V_sense信号与片内电流检测模块连接。延迟线ADC模块将模拟电压信号V_sense转换成m位温度数字码Q₀～Q_m-1，并通过数字码与开关管栅宽控制模块相连接。

所述开关管栅宽控制模块，通过数字码Q₀～Q_m-1与开关管栅宽控制模块相连接，通过模式选择信号S_Mode与模式选择模块相连接，通过栅宽数字选择码D₀～D_m-1，D_extra与功率级主电路及其驱动模块相连接。

所述死区时间控制模块，通过模式选择信号S_Mode与模式选择模块相连接，通过PWM_C信号与PWM控制模块相连接，通过V_sense信号与片内电流检测模块相连接，通过四路PWM信号(PWM_P1，PWM_N1，PWM_P2，PWM_N2)与功率级主电路及其驱动模块相连接。死区时间控制模块参考不同的工作模式通过对PWM_C信号加入一定的死区时间获得四路PWM信号(PWM_P1，PWM_N1，PWM_P2，PWM_N2)，并参考工作模式和电流检测获得电压调整死区时间大小。

上述技术方案中，功率级主电路及其驱动模块通过不同尺寸的开关管并联实现M_N1、M_P1、M_N2和M_P2四个开关MOS管非均匀调整。对于负载电流变化范围为(I_min，I_max)的四开关Buck-Boost变换器，通过非均匀栅宽优化方法将四个开关管M_N1、M_P1、M_N2和M_P2的尺寸进行分成不等长的m+1段。其中，组成M_P1管的每段并联MOS管的源漏分别接在V_in和V_x端口，组成M_N1管的每段并联MOS管的源漏分别接在GND和V_x端口，组成M_P2管的每段并联MOS管的源漏分别接在V_out和V_y端口，组成M_N2管的每段并联MOS管的源漏分别接在GND和V_y端口。任何一段并联MOS管都有独立的与其尺寸相适应的驱动电路与其栅极相连接，驱动开关管正常导通和关断。组成四个开关管M_N1、M_P1、M_N2和M_P2并联开关管的驱动电路输入端分别与上述死区时间控制模块输出信号PWM_N1，PWM_P1，PWM_N2，PWM_P2相连接。同时，每段并联MOS管的驱动电路都有使能端口，分别与栅宽数字选择码D₀～D_m-1，D_extra相连接。以开关管M_P1为例，它由M_P1(0)到M_P1(m)共m+1个不等长的MOS管并联而成，其中，一个MOS管M_P1(m)始终保持可工作状态，而其它MOS管M_P1(0)-M_P1(m-1)分别由所对应的数字码D₀-D_m-1控制，数字码通过驱动使能来控制单个并联MOS管处在工作或关断状态。开关管M_N1、M_N2控制和实现栅宽选择方式与M_P1管相同。而为保证各个模式下变换器的正常工作，开关管M_P2的除了上述m+1段并联MOS管，还需要附加仅用于工作在Buck模式的一个附加管M_P2(extra)，其连接方式与M_P2其它段并联管一样，驱动使能端与D_extra相连接。

一种前述的非均匀栅宽优化方法，基于上述四开关Buck-Boost变换器系统获得组成功率开关管M_N1、M_P1、M_N2和M_P2的并联开关管的数目m+1和各自尺寸W_M(0)-W_M(m)。由于M_N1、M_P1、M_N2和M_P2四个开关管尺寸设计方法完全一样，方便起见，采用M管代替。设M管的总栅宽大小为W_total，由m+1个不等长的并联MOS管M(0)-M(m)组成，对应尺寸分别为W_M(0)-W_M(m)。控制M管调整栅宽调整的是数字码，从M(0)到M(m)随着负载电流减小依次关断，可以依次实现W_opt(0)到W_opt(m)共m+1种栅宽尺寸。设I_out(0)到I_out(m)为分别对应W_opt(0)到W_opt(m)不同尺寸达到最高效率的最优负载电流。

如前所述的实现提高集成开关DC-DC变换器轻载效率非均匀变化栅宽的方法，按照如下步骤：

(a)按照上述连接方式搭建四开关Buck-Boost变换器系统；

(b)根据所需最大负载电流I_max确定功率开关管M_N1、M_P1、M_N2和M_P2总尺寸；确定I_out(0)≈0.6×I_max时对应的最优尺寸W_opt(0)，也就是开关MOS管的总尺寸W_total；(c)根据总尺寸W_total和所需最小负载电流I_min，采用栅宽变化值ΔW＝0.5×W_opt确定M(0)-M(m)的尺寸，实现非均匀可变栅宽调整。确定开关管M(0)的尺寸的同时确定除去M(0)管外剩余的开关管的尺寸W_opt(1)，

$W_M\left(0\right)=W_{\mathrm{opt}}\left(1\right)=\frac{W_{\mathrm{opt}}\left(0\right)}{2}---\left(11\right)$

W_opt(1)达到其效率达到最优值时的负载电流I_out(1)，

$I_{\mathrm{out}}\left(1\right)=\frac{I_{\mathrm{out}}\left(0\right)}{2}---\left(12\right)$

依次按照上述的方法推导可以得到所需的并联各管的尺寸M(i-1)，i＝1，2，3，…，直到满足i＝m，使得I_out(m+1)＜I_min，确定并联开关管的个数m+1；

$W_M(i-1)=W_{\mathrm{opt}}\left(i\right)=\frac{W_{\mathrm{opt}}(i-1)}{2}=\frac{W_{\mathrm{opt}}\left(0\right)}{2^i},i=\mathrm{1,2,3},\&CenterDot;,m---\left(13\right)$

而剩余的部分即是最后一个开关管M(m)的尺寸，

$W_M\left(m\right)=W_{\mathrm{opt}}\left(m\right)=W_{\mathrm{opt}}\left(0\right)-\underset{i=1}{\overset{m-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{W}_M\left(i\right)=\frac{W_{\mathrm{opt}}\left(0\right)}{2^m}---\left(14\right)$

W_opt(0)到W_opt(m)为变换器中可通过数字码实现的不同的栅宽尺寸，它们各自效率达到最优时，对应的负载电流I_out(0)到I_out(m)如下：

$I_{\mathrm{out}}\left(n\right)=\frac{I_{\mathrm{out}}(n-1)}{2}=\frac{I_{\mathrm{out}}\left(0\right)}{2^m}---\left(15\right);$

(d)设计各个并联开关管的尺寸，确定非均匀变化的各个栅宽值对应的负载电流范围以使变换器的转换效率保持最优；关断延迟线ADC的功能，向开关管栅宽控制模块直接加入不同的数字码对应不同的栅宽，获得随负载电流变化的效率曲线；对于所有负载电流范围内，选取达到效率最高时的数字码，确定各个栅宽值对应的负载电流范围；

(e)调节延迟线ADC输出数字码Q₀～Q_m-1与上述检测电压V_sense的变化关系，使得ADC输出数字码Q₀～Q_m-1与步骤(d)中计算得到的负载电流范围对应；

(f)实现栅宽随负载电流非均匀变化的自适应调整。

本发明采用本发明设计的高频非均匀栅宽变化方法的Buck-Boost变换器，采用CSMC0.5μm CMOS工艺库设计，实现除无源滤波器件外的全电路集成，外接滤波电感为2.2μH，滤波电容为1μF。根据对输入输出电压的要求，变换器可以工作在Buck、Buck-Boost、Boost三种模式下，输入电压范围2.5V-4.2V，输出电压范围1.5V-5V，工作频率5MHz。在整个负载电流范围10mA-650mA内采用非均匀的栅宽调制方法，变换器在开关频率等于5MHz的高频下工作时，其中等负载及重负载效率始终保持在90％以上，而轻载效率得到了大幅度的提高，对于Buck变换模式和Boost变换模式，负载电流为10mA时效率分别可达到80％和84％。

此发明通过对高频开关变换器的功耗分析，得出不同负载条件下，开关管栅宽调制的规律和方法，从而制定出完整的解决方案。实现了对轻载效率的显著提高。由于只是改变了开关管的栅宽，并不采取额外开关管工作频率的控制环节，从根本上消除了变频控制带来的不良后果。

附图说明：

图1为开关管栅宽调制的基本原理和依据。

图2为本发明设计的非均匀变化栅宽调制电路在Buck-Boost DC-DC变换器中的具体电路实现方案。

图3为图2中非均匀变化栅宽开关管设计及其驱动电路。其中图3(a)为功率开关管M_P1及其驱动电路；图3(b)为功率开关管M_N1及其驱动电路；图3(c)为功率开关管M_P2及其驱动电路；图3(d)为功率开关管M_N2及其驱动电路。

图4为采用本发明获得的DC-DC变换器转换效率随负载电流变化的模拟结果图。其中图4(a)为Buck模式下转换效率随负载电流变化模拟结果图；图4(b)为Boost模式下转换效率随负载电流变化模拟结果图。

具体实施方式：

下面结合附图对本发明做进一步详细描述：

本发明具体实现的非均匀栅宽调整Buck-Boost开关DC-DC变换器整体电路结构如图2所示，包括功率级主电路及其驱动模块，PWM控制模块，模式选择模块，片内电流检测模块，延迟线ADC模块，开关管栅宽控制模块和死区时间控制模块。图2中的电感L、电容C为外接的分立器件，R_L为负载；图2中各个框图为实现某一特定功能的模块，而所有的模块均为IC内部电路。

如图2所示，功率级主电路及其驱动模块实现Buck，Boost和Buck-Boost不同电压变换类型的功率传输功能。所述功率级主电路及其驱动模块与其它模块连接方式如下：V_in与电源输入端连接，V_out与电源输出端连接，GND与外接地相连；V_x和V_y与外接电感L两端连接，V_x端同时与电流检测模块相连；通过栅宽数字选择码D₀～D_m-1，D_extra与开关管栅宽控制模块连接；通过四路PWM信号(PWM_P1，PWM_N1，PWM_P2，PWM_N2)与死区时间控制模块连接。其内部M_N1、M_N2、M_P1、M_P2四个采用栅宽可调开关MOS管的基本连接方式如下：M_P1管源漏分别接在V_in和V_x端口，M_N1源漏分别接在GND和V_x端口，M_P2管源漏分别接在V_out和V_y端口，M_N2管源漏分别接在GND和V_y端口。其中M_N1和M_N2是NMOS，M_P1和M_P2是PMOS，其基本控制模式分为以下三种：若开关M_N2保持关断，M_P2保持导通，由PWM控制M_N1和M_P1，变换器工作于Buck模式；若开关M_N1保持关断，M_P1保持导通，M_N2和M_P2由PWM控制，变换器工作于Boost模式；若4个开关MOS管同时由PWM信号控制，则工作于Buck-Boost模式。由于功率开关MOS管尺寸很大，每个开关管都需要逐级放大的反相器链作为驱动。如图2所示，PWM控制模块与其它模块连接方式如下：输入端与输出反馈信号b·V_out相连接，信号b·V_out由变换器输出电压通过电阻R_b1，R_b2分压获得；输出端通过PWM_C信号与死区时间控制模块相连接。其主要功能是是根据输出反馈信号b·V_out获得固定频率可调占空比的PWM控制信号用于控制功率开关MOS管。

如图2所示，模式选择模块V_in端口与电源输入端相连接，V_out端口与变换器电压输出端相连，通过S_Mode信号分别与死区时间控制模块和开关管栅宽控制模块相连接。模式选择模块是根据输入电压V_in和输出电压V_out的比较获得模式选择信号S_Mode，实现系统工作模式的选择。

如图2所示，片内电流检测模块是实现本发明的一个主要模块。其V_in端口与电源输入端相连接，V_x端口与功率级主电路及其驱动模块相连接，通过V_sense信号与延迟线ADC模块和死区时间控制模块相连接。其主要功能是通过检测功率开关管M_P1两端的电压信号，获得电感电流的变化信息，经过片内电流检测模块，以电压信号V_sense的形式输出。信号V_sense随负载电流I_out线性变化，因此可以准确的反应负载的变化情况。V_sense信号同时提供给延迟线ADC和死区时间控制模块。

如图2所示，延迟线ADC模块是实现本发明的一个主要模块。延迟线ADC模块通过V_sense信号与片内电流检测模块连接，通过数字码Q₀～Q_m-1与开关管栅宽控制模块相连接。其主要功能在于实现将由片内电流检测模块输出的变化微小的V_sense信号转换成温度数字码，即输出码中“1”的个数随采样得到的V_sense电平增加而连续增加。得到m位数字码Q_m-1...Q₂Q₁Q₀只可能为如下数据中的一组(00…000，10…000，11…000，……，11…100，111…10，1111…1)，并且随着负载电流的增加，数字码按照上述的顺序依次变化。这样的温度数字码不用再进行编码而可以直接通过加入驱动电路中。由于数字码从Q_m-1到Q₀所控制的开关管的尺寸逐渐增加，即可以实现非均匀栅宽的调整。

如图2所示，开关管栅宽控制模块通过数字码Q₀～Q_m-1与开关管栅宽控制模块相连接，通过模式选择信号S_Mode与模式选择模块相连接，通过栅宽数字选择码D₀～D_m-1，D_extra与功率级主电路及其驱动模块相连接。其主要功能是根据不同的工作模式对延迟线ADC输出的数字码进行调整，并加载入功率级主电路及其驱动电路模块中实现非均匀栅宽的调整。

如图2所示，所述死区时间控制模块，通过模式选择信号S_Mode与模式选择模块相连接，通过PWM_C信号与PWM控制模块相连接，通过V_sense信号与片内电流检测模块相连接，通过四路PWM信号(PWM_P1，PWM_N1，PWM_P2，PWM_N2)与功率级主电路及其驱动模块相连接。死区时间控制模块主要功能是将提供给PMOS开关管和NMOS开关管开关的控制信号中加入死区时间来避免PMOS和NMOS开关管同时导通造成穿通。此模块通过对PWM_C信号加入死区时间获得四路PWM信号(PWM_P1，PWM_N1，PWM_P2，PWM_N2)，同时，死区时间的大小由V_sense信号调节，实现死区时间随负载电流减小而增大的自适应控制，以减少开关管的损耗。上述技术方案中，图2中功率级主电路及其驱动模块具体实现M_N1、M_P1、M_N2和M_P2四个开关MOS管非均匀调整如图3(a-d)所示。对于负载电流变化范围为(I_min，I_max)的四开关Buck-Boost变换器，将四个开关管M_N1、M_P1、M_N2和M_P2的尺寸进行分成不等长的m+1段。任何一段并联MOS管都有独立的与其尺寸相适应的驱动电路与其栅极相连接，用于驱动开关管正常工作。组成四个开关管M_N1、M_P1、M_N2和M_P2并联开关管的驱动电路输入端分别与上述死区时间控制模块输出信号PWM_N1，PWM_P1，PWM_N2，PWM_P2相连接。同时，每段并联MOS管的驱动电路都有使能端口，分别与栅宽数字选择码D₀～D_m-1，D_extra相连接。以图3(a)中开关管M_P1为例，它由M_P1(0)到M_P1(m)共m+1个不等长的MOS管并联而成，其中，一个MOS管M_P1(m)始终保持可工作状态，而其它MOS管M_P1(0)-M_P1(m-1)分别由所对应的数字码D₀-D_m-1控制其工作状态，数字码通过驱动使能来控制单个并联MOS管处在工作或关断状态。若某段MOS管对应的数字码D_i(i＝0，1，…，m-1))为“1”，表示相应的PWM信号可以通过驱动电路加载到此段功率MOS管上，即此段功率MOS管起有效的开关管作用；若数字码为“0”，则表示此段MOS管此时保持关断状态，不属于开关管的有效部分。开关管M_N1、M_N2控制和实现栅宽选择方式与M_P1管相同。而MOS管M_P2的情况稍有不同，除了上述m+1段并联MOS管，还需要附加仅用于工作在Buck模式的一个附加管，如图3(c)中的M_P2(extra)管。其连接方式与M_P2其它段并联管一样，只是驱动使能端与D_extra相连接。附加管的加入保证在Buck模式，即使输出电压较小的情况下，M_P2依然具有较低的导通电阻，而在Boost和Buck-Boost模式下，附加管完全关断，不参与M_p2的栅宽调整。

一种前述的非均匀栅宽优化方法，基于上述四开关Buck-Boost变换器系统获得组成功率开关管M_N1、M_P1、M_N2和M_P2的并联开关管的数目m+1和各自尺寸W_M(0)-W_M(m)。由于M_N1、M_P1、M_N2和M_P2四个开关管设计完全一样，为了方便描述，这里用M管代替。设M管的总栅宽大小为W_total，由m+1个不等长的并联MOS管M(0)-M(m)组成(如图3所示)，对应尺寸分别为W_M(0)-W_M(m)。如前所述，控制M管调整栅宽大小的是数字码，从M(0)到M(m)随着负载电流依次关断，可以依次实现W_opt(0)到W_opt(m)共m+1种栅宽尺寸。设I_out(0)到I_out(m)为分别对应W_opt(0)到W_opt(m)不同尺寸达到最高效率的最优负载电流。

基于如图2所示的整体四开关Buck-Boost变换器系统和所需负载电流变化范围(I_min，I_max)设计并联开关管数目m+1和尺寸大小W_M(0)-W_M(m)，从而实现非均匀栅宽调整的具体方法如下：

1)按照上述连接方式搭建四开关Buck-Boost变换器系统框架如图2所示。

2)根据所需最大负载电流I_max确定如图2中功率开关管M_N1、M_P1、M_N2和M_P2总尺寸。基于1)所搭建的系统，暂时关断延迟线ADC和开关管栅宽控制模块的功能，选择并确定I_out(0)≈0.6×I_max时对应的最优尺寸W_opt(0)，也就是开关MOS管的总尺寸W_total。

3)根据总尺寸W_total和所需最小负载电流I_min，采用栅宽变化值ΔW＝0.5×W_opt的方法来确定M(0)-M(m)的尺寸，来实现非均匀可变栅宽调整。确定开关管M(0)的尺寸的同时可以确定除去M(0)管外剩余的开关管的尺寸W_opt(1)，

$W_M\left(0\right)=W_{\mathrm{opt}}\left(1\right)=\frac{W_{\mathrm{opt}}\left(0\right)}{2}---\left(11\right)$

W_opt(1)达到其效率达到最优值时的负载电流I_out(1)，

$I_{\mathrm{out}}\left(1\right)=\frac{I_{\mathrm{out}}\left(0\right)}{2}---\left(12\right)$

依次按照上述的方法推导可以得到所需的并联各管的尺寸M(i-1)，i＝1，2，3，…，直到i＝m，使得I_out(m+1)＜I_min，确定并联开关管的个数m+1。

$W_M(i-1)=W_{\mathrm{opt}}\left(i\right)=\frac{W_{\mathrm{opt}}(i-1)}{2}=\frac{W_{\mathrm{opt}}\left(0\right)}{2^i},i=\mathrm{1,2,3},\&CenterDot;,m---\left(13\right)$

而剩余的部分即是最后一个开关管M(m)的尺寸，

$W_M\left(m\right)=W_{\mathrm{opt}}\left(m\right)=W_{\mathrm{opt}}\left(0\right)-\underset{i=1}{\overset{m-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{W}_M\left(i\right)=\frac{W_{\mathrm{opt}}\left(0\right)}{2^m}---\left(14\right)$

W_opt(0)到W_opt(m)为变换器中可通过数字码实现的不同的栅宽尺寸，它们各自效率达到最优时，对应的负载电流I_out(0)到I_out(m)可以计算如下：

$I_{\mathrm{out}}\left(n\right)=\frac{I_{\mathrm{out}}(n-1)}{2}=\frac{I_{\mathrm{out}}\left(0\right)}{2^m}---\left(15\right)$

4)根据如图3所示结构和步骤3)中设计好的各个并联开关管的尺寸，确定非均匀变化的各个栅宽值对应的负载电流范围以使变换器的转换效率保持最优。关断如图2所示变换器系统中的延迟线ADC模块的功能，向开关管栅宽控制模块直接加入不同的数字码对应不同的栅宽，获得随负载电流变化的效率曲线。对于所有负载电流范围内，选取达到效率最高时的数字码，也就是确定了各个栅宽值对应的负载电流范围。

5)调节延迟线ADC输出数字码与检测电压V_sense的变化关系，使得ADC输出数字码与步骤4)中计算得到的负载电流范围对应。

6)完成整体电路设计。电路可以按照如图2中所示实现栅宽随负载电流非均匀变化的自适应调整。

上述发明方法本身不依赖于具体实现的工艺。本发明以一个输出负载电流范围(10mA，650mA)的DC-DC变换器为例，利用以上方法进行设计，得到需要并联的开关MOS管个数m+1为6，各管尺寸与总尺寸的比例(归一化等效栅宽)也可相应得到如表2。表2同时给出了最终得到的不同栅宽尺寸对应的栅宽选择数字码，以及各尺寸下对应的负载电流范围。其中，由于M_P2的附加管不参与M_p2的栅宽调整，因此不计入其总栅宽中。

表2不同负载电流范围内对应的栅宽选择数字码和归一化等效栅宽

本发明采用本发明设计的高频非均匀栅宽变化方法的Buck-Boost变换器，采用CSMC0.5μm CMOS工艺库设计，实现除无源滤波器件外的全电路集成，外接滤波电感为2.2μH，滤波电容为1μF。根据对输入输出电压的要求，变换器可以工作在Buck、Buck-Boost、Boost三种模式下，输入电压范围2.5V-4.2V，输出电压范围1.5V-5V，工作频率5MHz。在整个负载电流范围10mA-650mA内采用非均匀的栅宽调制方法，电路工作在Buck和Boost模式下仿真曲线如图4。图4(a)为Buck模式下转换效率随负载电流变化仿真曲线；图4(b)为Boost模式下转换效率随负载电流变化仿真曲线。可以看到变换器5MHz高频工作时，中等负载及重负载效率始终保持在90％以上，而轻载效率得到了大幅度的提高，尤其对于Boost变换，负载电流为10mA时效率可达到84％以上。

此发明通过对高频开关变换器的功耗分析，得出不同负载条件下，开关管栅宽调制的规律和方法，从而制定出完整的解决方案。实现了对轻载效率的显著提高。由于只是改变了开关管的栅宽，并不采取额外开关管工作频率的控制环节，从根本上消除了变频控制带来的不良后果。

以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施方式仅限于此，对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单的推演或替换，都应当视为属于本发明由所提交的权利要求书确定专利保护范围。

Claims (3)

1.一种提高集成开关DC-DC变换器轻载效率非均匀变化栅宽的方法，其特征在于，按照如下步骤：

(a)搭建四开关Buck-Boost变换器系统；

(b)根据所需最大负载电流I_max确定功率开关管M_N1、M_P1、M_N2和M_P2总尺寸；确定I_out(0)≈0.6×I_max时对应的最优尺寸W_opt(0)，也就是功率开关管的总尺寸W_total；

(c)根据总尺寸W_total和所需最小负载电流I_min，采用非均匀变化栅宽的方法确定组成功率开关管的各个并联开关管的数目m+1和尺寸W_M(0)到W_M(m)；

(d)根据步骤（c）中设计好的各个并联开关管的尺寸，确定非均匀变化的各个栅宽值对应的负载电流范围以使变换器的转换效率保持最优；关断延迟线ADC的功能，向开关管栅宽控制模块直接加入不同的数字码对应不同的栅宽，获得随负载电流变化的效率曲线；对于所有负载电流范围内，选取达到效率最高时的数字码，也就是确定了各个栅宽值对应的负载电流范围；

(e)调节延迟线ADC输出数字码与检测电压V_sense的变化关系，使得ADC输出数字码与步骤(d)中计算得到的负载电流范围对应；

(f)实现栅宽随负载电流非均匀变化的自适应调整。

2.如权利要求1所述一种提高集成开关DC-DC变换器轻载效率非均匀变化栅宽的方法，其特征在于，所述步骤（a）中四开关变换器系统的结构如下：

该DC-DC变换器是宽负载电流范围高效的变换器，包括：功率级主电路及其驱动模块，PWM控制模块，模式选择模块，片内电流检测模块，延迟线ADC模块，开关管栅宽控制模块和死区时间控制模块；

所述功率级主电路及其驱动模块实现Buck、Boost和Buck-Boost不同电压变换类型的功率传输功能；所述功率级主电路及其驱动模块与其它模块连接方式如下：V_in与电源输入端连接，V_out与电源输出端连接，GND与外接地相连；V_x和V_y与外接电感L两端连接，V_x同时与片内电流检测模块相连；通过栅宽数字选择码D₀～D_m-1,D_extra与开关管栅宽控制模块连接；通过接收死区时间控制模块输出的PWM_P1、PWM_N1、PWM_P2和PWM_N2四路PWM信号与其连接，其内部M_N1、M_N2、M_P1和M_P2四个采用栅宽可调的功率开关管的基本连接方式如下：M_P1源漏分别接在V_in和V_x，M_N1源漏分别接在GND和V_x，M_P2源漏分别接在V_out和V_y，M_N2源漏分别接在GND和V_y；所述M_N1和M_N2是NMOS，M_P1和M_P2是PMOS，其基本控制模式分为以下三种：若M_N2保持关断，M_P2保持导通，由PWM控制M_N1和M_P1，变换器工作于Buck模式；若M_N1保持关断，M_P1保持导通，M_N2和M_P2由PWM控制，变换器工作于Boost模式；若4个功率开关管同时由PWM信号控制，则工作于Buck-Boost模式；由于功率开关管尺寸很大，每个开关管都需要逐级放大的反相器链作为驱动；

PWM控制模块输入端与输出反馈信号b·V_out相连接，信号b·V_out由变换器输出电压通过电阻R_b1和R_b2分压获得；输出端通过PWM_C信号与死区时间控制模块相连接；

模式选择模块V_in端口与电源输入端相连接，V_out端口与变换器电压输出端相连，通过S_Mode信号分别与死区时间控制模块和开关管栅宽控制模块相连接；模式选择模块是根据输入电压V_in和输出电压V_out的比较获得模式选择信号S_Mode，实现系统工作模式的选择；

片内电流检测模块V_in端口与电源输入端相连接，V_x端口与功率级主电路及其驱动模块相连接，通过V_sense信号与延迟线ADC模块和死区时间控制模块相连接；信号V_sense随负载电流I_out线性变化，因此可以准确的反应负载的变化情况；V_sense信号同时提供给延迟线ADC模块和死区时间控制模块；

所述延迟线ADC模块，输入端口通过V_sense信号与片内电流检测模块连接；延迟线ADC模块将信号V_sense转换成m位温度数字码Q₀～Q_m-1，并通过数字码与开关管栅宽控制模块相连接；

所述开关管栅宽控制模块，通过数字码Q₀～Q_m-1与延迟线ADC模块相连接，通过模式选择信号S_Mode与模式选择模块相连接，通过栅宽数字选择码D₀～D_m-1,D_extra与功率级主电路及其驱动模块相连接；

所述死区时间控制模块，通过模式选择信号S_Mode与模式选择模块相连接，通过PWM_C信号与PWM控制模块相连接，通过V_sense信号与片内电流检测模块相连接，通过PWM_P1、PWM_N1、PWM_P2、PWM_N2四路PWM信号与功率级主电路及其驱动模块相连接；

功率级主电路及其驱动模块通过不同尺寸的开关管并联实现M_N1、M_P1、M_N2和M_P2四个功率开关管非均匀调整；对于负载电流变化范围为（I_min，I_max）的四开关Buck-Boost变换器系统，通过非均匀栅宽优化方法将四个开关管M_N1、M_P1、M_N2和M_P2的尺寸进行分成不等长的m+1段；任何一段并联MOS管都有独立的与其尺寸相适应的驱动电路与其栅极相连接，驱动开关管正常导通和关断；组成四个开关管M_N1、M_P1、M_N2和M_P2并联开关管的驱动电路输入端分别与上述死区时间控制模块输出信号PWM_N1，PWM_P1，PWM_N2，PWM_P2相连接；同时，每段并联MOS管的驱动电路都有使能端口，分别与栅宽数字选择码D₀～D_m-1,D_extra相连接。

3.如权利要求1所述一种提高集成开关DC-DC变换器轻载效率非均匀变化栅宽的方法，其特征在于，所述步骤（c）是指：

根据总尺寸W_total和所需最小负载电流I_min，采用栅宽变化值ΔW=0.5×W_opt的方法来确定各个并联开关管M(0)-M(m)的尺寸，来实现非均匀可变栅宽调整；

确定开关管M(0)的尺寸W_M(0)的同时确定除去M(0)管外剩余的开关管的尺寸W_opt(1)，

$W_M\left(0\right)=W_{\mathrm{opt}}\left(1\right)=\frac{W_{\mathrm{opt}}\left(0\right)}{2}---\left(11\right);$

W_opt(1)达到其效率达到最优值时的负载电流I_out(1)，

$I_{\mathrm{out}}\left(1\right)=\frac{I_{\mathrm{out}}\left(0\right)}{2}---\left(12\right);$

依次按照上述的方法推导可以得到所需的并联各管的尺寸M(i-1)，i=1,2,3,…，直到i=m,使得I_out(m+1)<I_min，确定并联开关管的个数m+1；

$W_M(i-1)=W_{\mathrm{opt}}\left(i\right)=\frac{W_{\mathrm{opt}}(i-1)}{2}=\frac{W_{\mathrm{opt}}\left(0\right)}{2^i},i=\mathrm{1,2,3},\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,m---\left(13\right);$

而剩余的部分即是最后一个开关管M(m)的尺寸，

$W_M\left(m\right)=W_{\mathrm{opt}}\left(m\right)=W_{\mathrm{opt}}\left(0\right)-\underset{i=1}{\overset{m-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{W}_M\left(i\right)=\frac{W_{\mathrm{opt}}\left(0\right)}{2^m}---\left(14\right);$

W_opt(0)到W_opt(m)为变换器中可通过数字码实现的不同的栅宽尺寸，它们各自效率达到最优时，对应的负载电流I_out(0)到I_out(m)可以计算如下：

$I_{\mathrm{out}}\left(n\right)=\frac{I_{\mathrm{out}}(n-1)}{2}=\frac{I_{\mathrm{out}}\left(0\right)}{2^m}---\left(15\right).$

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