CN101926101A - 用于在mimo系统中接收多个信息流的方法和系统 - Google Patents

Abstract

在诸如用在例如WLAN或HSDPA设备中的按照空间多路复用(SM)模式工作的多入多出(MIMO)系统的通信系统中，经由一组接收天线(A₁，...，A_nR)，通过下述步骤来接收多个信息流：从至少一些，并且有可能全部的接收天线(A₁，...，A_nR)得到相应的RF信号(r₁，...，r_nR)，并从这样得到的RF信号中产生多个接收信号，每个所述接收信号将被解调(20a，20b)以恢复发送的信息流之一。作为被应用(12，124a，124b)了相对RF相移权重(W)的RF信号(r₁，...，r_nR)的组合(14，14a，14b)，产生所述接收信号。

Description

用于在MIMO系统中接收多个信息流的方法和系统

技术领域

本发明涉及用于接收多个信息流的装置。这种装置的可能应用领域是所谓的多入多出(MIMO)天线系统。

背景技术

MIMO系统代表一种有前景的用于提高无线通信系统的容量(吞吐量)和可靠性(覆盖范围)的解决方案。

在MIMO系统中，发射机配备有n_T个天线，接收机配备有在相同频率上、在相同时间工作的n_R个天线。MIMO系统的一种可能的传输模式是基于通过n_T个天线传输不同数据流的所谓的空间多路复用(SM，spatial multiplexing)技术，目的是提高总的吞吐量。最近的信息理论结果显示：充分散射的多径无线信道能够提供巨大的容量。在存在MIMO-SM传输模式的情况下，通过在不同发射天线上以相同频率同时发送不同数据流，能够使用多径环境，从而提供K倍容量增加，其中，K是发射天线的数量和接收天线的数量中的最小值，即，K＝min(n_T，n_R)，约束条件为n_R≥n_T。

图1中示出按照空间多路复用(SM)模式工作的例证MIMO系统的方框图。其中，示出了通过信道C向接收机RX发送多个信息流的发射机TX。

发射机TX可被认为是串并行转换器(S/P)，或者等同地，时间分路器。假定每个天线能够以等于S的吞吐量传送数据信号，那么在MIMO发射机TX的输入端的数据信号x的总吞吐量等于n_T·S，即，是每个单独天线所传送的吞吐量S的n_T倍。由MIMO-SM发射机引入的跨越多个发射天线的空间多路复用效果使这些数据流在空中(即，在“信道”C中)被混合。如果n_R≥n_T，那么借助适当的信号处理算法，在接收机RX能够恢复输出信号y。MIMO系统还提供显著的分集优点，从而MIMO系统能够通过使用发射天线分集和接收天线分集，相对于单天线系统(SISO)增大覆盖范围。

借助大小为n_R×n_T的复合信道系数的信道矩阵H，对于每个多径分量，能够模拟从发射机TX到接收机RX的传播信道C。能够借助MIMO信道实现的更大空间效率(高吞吐量)基于充分散射环境提供从每个发射天线到每个接收天线的独立传输路径的假设。因此，对单用户系统来说，利用发射天线和接收天线的最小数量K＝min(n_T，n_R)，使用这种结构的发送和接收策略将实现相同带宽的传输速率的线性增大，与单天线系统相比，并不存在额外的功率开支。这种容量增大要求散射环境，使得发射天线和接收天线对之间的信道矩阵具有满秩和独立项，并且在接收机处可获得该信道矩阵系数的完美估计。因此，就吞吐量相对于信号与干扰加噪声比(SINR)来说，在SM模式下工作的MIMO系统的性能将取决于信道矩阵的性质。

这里考虑的例证SM技术基于接收机在基带水平进行的数字信号处理操作，原则上基本与接收天线的电磁特性无关(假定接收天线具有全向辐射图)。在所讨论的情况下，假设接收天线的数量n_R大于或者最多等于发射天线的数量n_T，或者等同地，大于或者最多等于所发送的空间流的数量。与n_R＝n_T的传统MIMO接收机相比，接收天线的数量n_R大于多个空间流的数量n_T的那些MIMO接收机在吞吐量相对于信号与干扰加噪声比(SINR)方面提供更高的性能水平。然而，由于n_R-n_T个额外接收机和更复杂的基带(BB)算法，这必然在额外的复杂性方面付出代价。

WO-A-03/073645描述了一种无线电通信设备，它包含三个或更多个分集天线，和多个发射链或多个接收链，并且其中，发射链或接收链比天线少。该无线通信设备被布置成提供多入多出(MIMO)通信，优点是除了成本和空间减小之外，还能够增大数据速率。所采用的天线可具有定向辐射图，进一步的优点是：当用在蜂窝网络中时，能够提供更高水平的信号与干扰加噪声比(SINR)。该无线电通信设备包含选择器，该选择器被布置成像在例如切换天线选择方案中那样，为每个接收链或者为每个发射链选择天线中的任意一个，以便与该接收链或发射链相结合地使用。

WO-A-06/052058描述了一种用于结合发射天线选择方案，增强采用空时编码(STC)方案的MIMO系统(MIMO-STC)的性能的方法。发射机包括N个发射天线，超过了向空间信道发送信号所需的M个发射天线。发射机在N个发射天线中选择M个发射天线，并通过对符号进行空时编码来发送该符号。接收机包括用于从空间信道接收信号的M个接收天线，从而它通过利用经由接收天线接收的信号来检测发送的信息符号，并随后生成用于在N个发射天线中选择M个发射天线的发射天线选择信息，并把该信息返回给发射机。

在提交本申请时还未公布的PCT申请PCT/EP2006/011430公开了一种无线通信系统，其中，选择从对应天线单元接收的多个RF信号的子集并将其组合成单个RF信号。所述单个RF信号在单个处理链中被处理和解调。所述单个处理链包括：RF定相网络，用于在组合之前使选择的RF信号同相；以及处理器，用于控制所述组合和定相，以便获得具有满足预定条件的无线电性能指示符的单个RF信号。

发明内容

申请人注意到需要一种用于在例如MIMO系统的接收侧使用的装置，该MIMO系统的接收天线的数量n_R大于所发送的空间流的数量n_T，其中，只需要n_T个RF接收机，从而降低了硬件复杂性。

本发明的具体目的是提供这样的装置，所述装置可有利地用在无线LAN(WLAN)或者HSDPA(高速下行链路分组接入)环境中；同时该装置简单，并因此易于生产而且成本低。

本发明的目的是提供对这种需求的响应。

按照本发明，借助一种具有在后面的权利要求书中记载的特征的方法来实现该目的。本发明还涉及对应的系统，以及包含这种系统的无线局域网(W-LAN)设备。

权利要求书是这里提供的本发明的公开内容的组成部分。

从而，本发明的一个实施例是一种借助一组接收天线来接收多个信息流的方法，所述方法包括下述步骤：

-从所述一组接收天线的至少一个子集得到相应的RF信号，以及

-从所述RF信号中产生多个接收信号，每个所述接收信号将被解调以恢复所述多个信息流之一，

其中，作为被应用了相对相移权重的所述RF信号的组合，产生所述多个接收信号。

在一个实施例中，从所述一组接收天线中的所有接收天线得到所述相应的RF信号。

在一个实施例中，提供一种MIMO接收机，所述MIMO接收机根据在n_R个天线的输出端接收的信号在RF水平的组合进行工作，以便在n_T个RF接收机的输入端产生n_T个RF信号。

本发明的实施例提供了高于具有n_T个全向接收天线的传统MIMO接收机的性能水平，而额外复杂性仅限于另外的n_R-n_T个天线和RF组合单元。

本发明的实施例适合于在存在切换波束天线体系结构的情况下使用，在这种体系结构中，在特定的定向天线的输出端接收的信号的组合能够在阵列增益、分集和抗干扰方面带来益处。

本发明的实施例可用在发送多个空间流的无线系统，例如遵守标准IEEE 802.11n的无线LAN(WLAN)、遵守标准IEEE 802.16e的无线MAN(WMAN)、和在3GPP版本7中提出的HSDPA-MIMO系统中。

附图说明

下面将参考附图，举例说明本发明，其中：

图1已在前面说明。

图2(a)-2(c)表示例证的天线结构。

图3是切换波束天线系统的示意表示。

图4是RF定相电路的示意表示。

图5和6是RF定相电路的其它示意表示。

图7和8是切换波束天线系统的示意表示。

图9示出具有定向天线的例证天线布置。

具体实施方式

下面的详细说明提出了用于实现MIMO-SM接收机的例证方法和相关设备，同时包括数量n_R个接收天线(数量n_R比发送的空间流的数量n_T大)的所述MIMO-SM接收机可只需要n_T个RF接收机，从而降低硬件复杂性。这里描述的例证体系结构以在n_R个天线的输出端接收的信号在RF水平的组合为基础，以便在n_T个RF接收机的输入端产生n_T个RF信号。

位于接收机的n_R-n_T个冗余天线可被用于收集不同形式的n_T个发送空间流，所述发送空间流可在RF水平与适当的加权因子相结合，以便产生对于多个空间流的传输性质良好的等效信道矩阵H。

接收到的星座的最小欧几里德距离可以是用于确定按照SM模式工作的MIMO系统的性能的良好参数。R.W.Heath和A.J.Paulraj在IEEE Transactions on Communications，Vol.53，No.6，2005年6月发表的“Switching Between Diversity and Multiplexing in MIMO Systems”中提供了相关理论的说明。

下面，将考虑具有两个发射天线和两个接收天线的例证MIMO-SM系统，因此n_R＝n_T＝2。

在该特定例子中，信道矩阵H具有下述表达式

$H=\left(\begin{array}{cc}{h}_{11}& h_{12}\\ h_{21}& h_{22}\end{array}\right)---\left(1\right)$

其中，在全向接收天线和散射物体丰富的传播情形的情况下，系数h_ij(其中i＝1，2，以及j＝1，2)是统计上独立的零均值复高斯过程，其包络具有瑞利概率密度函数和酉方差。接收机处的码书(或者星座)(即，当信道作用于每个码字时构成的码书)的最小欧几里德距离是一个好的MIMO-SM系统性能指示符，因为假定最大似然检测，给定信道实现，条件误差概率可由接收机处的码书的距离性质来确定。

如果s＝[s₁，s₂]^T表示由分别由2×2MIMO-SM系统的第一和第二天线发送的两个QPSK符号s₁和s₂构成的码字，r＝[r₁，r₂]^T表示分别由第一和第二天线接收的符号的对应码字，那么下述关系适用：

r＝H·s+n    (2)

其中n＝[n₁，n₂]^T是分别在第一和第二天线的输入端处的热噪声样本n₁和n₂的贡献。这些噪声样本可被假定为是具有零均值和等于N₀的方差的高斯噪声。为了方便起见，这里假定每个发送的信号码字被归一化，以便具有单位能量E_S，因此E_S＝‖s₁‖²+‖s₂‖²＝1，并且假定(经由训练符号)在接收机处完全了解信道H。

下面的说明涉及基于最大似然(ML)算法的MIMO解码器，并假定MIMO-SM系统的性能由作为每个接收天线处的信号与噪声加干扰比(SINR)的函数的原始误码率(BER)来指示。本领域的技术人员会认识到，可以使用任何其它的MIMO解码器，诸如例如基于最大后验算法的MIMO解码器，或者任何其它性能指示符。

上面引用的R.W.Heath和A.J.Paulraj的论文表明：以特定信道实现H为条件的接收码字r的误差概率(表示成P(error/H))的上限由下述表达式表示：

$P(\mathrm{error}/H)\≤(2^M-1)\mathrm{erfc}\left(\frac{E_S}{{2N}_0}{d}_{\min ,r}^2\left(H\right)\right)---\left(3\right)$

其中，M是对于每个可能的发送码字，由MIMO-SM系统传送的比特总数(例如，对于n_T＝2和QPSK调制的系统来说，M等于4)，

是接收的码书的最小平方欧几里德距离。在QPSK调制及n_R＝n_T＝2个发射天线和接收天线的特殊情况下，可如下详细所述地计算以信道矩阵H为条件的接收码书的最小平方欧几里德距离

如果考虑两个发送码字s _i和s _j，使得s _i≠s _j，那么在接收机处的两个可能的发送码字s _i和s _j之间的平方欧几里德距离由下式给出：

‖H·(s _i-s _j)‖²

通过在所有可能的码字中使该差值达到最小，可以得到接收机处的最小平方欧几里德距离，所述最小平方欧几里德距离可被表示成：

$d_{\min ,r}^2\left(H\right)=\underset{i\≠j}{\underset{i,j}{\min }}{\left|\right|({\underset{\‾}{r}}_i-{\underset{\‾}{r}}_j)\left|\right|}^2=\underset{i\≠j}{\underset{i,j}{\min }}{\left|\right|H\·({\underset{\‾}{s}}_i-{\underset{\‾}{s}}_j)\left|\right|}^2---\left(4\right)$

根据下面的条件概率，可以评估接收机处的码书(或者星座)的最小欧几里德距离

对于MIMO-SM系统的关于作为在每个接收天线处测量的信号与干扰加噪声比(SINR)的函数的原始BER的性能的影响：

原始 ${\mathrm{BER}}_1=P\left\{\mathrm{error}\right|0.0<d_{\min ,r}^2\left(H\right)\&le;0.5\}$

原始 ${\mathrm{BER}}_2=P\left\{\mathrm{error}\right|0.5<d_{\min ,r}^2\left(H\right)\&le;1.0\}$

原始 ${\mathrm{BER}}_3=P\left\{\mathrm{error}\right|1.0<d_{\min ,r}^2\left(H\right)\&le;1.5\}$

原始 ${\mathrm{BER}}_4=P\left\{\mathrm{error}\right|1.5<d_{\min ,r}^2\left(H\right)\&le;2.0\}$

原始 ${\mathrm{BER}}_5=P\left\{\mathrm{error}\right|2.0<d_{\min ,r}^2\left(H\right)\&le;2.5\}$

这些影响能够通过使原始BER适应于从相应概率密度函数得到的在五个不同间隔量化的最小平方欧几里德距离的不同值来获得。相对于关于较小的

值获得的对应曲线，对参数

的较大值来说，在原始BER方面的性能在SINR方面表现出明显增益。

能够通过使用借助参考序列估计的信道矩阵H的知识，在接收机处计算最小欧几里德距离

然而，等式(4)的计算要求在大量发送码字中进行搜索，对于诸如16QAM或64QAM的大星座来说，这是不允许的。因此，在接收机处测量参数

会变得过于复杂。

因此，可以从由MIMO接收机的基带(BB)模块测量的原始BER的对应值，得到关于接收的星座的最小平方欧几里德距离的指示。此外，通过使用原始BER的一个特定值和在信道解码器的输出端解码的BER的对应值，或者可替换地，分组错误率(PER)的对应值之间的一对一关系，可以通过对一定数量的接收分组求平均值的PER的对应值，得到最小平方欧几里德距离的间接测量值。PER的值越低，最小平方欧几里德距离的对应值越高。

测量MIMO接收机在PER方面的性能涉及几个分组的接收，并且可能比最小平方欧几里德距离的对应测量(原则上，可对接收的每个分组立即进行最小平方欧几里德距离的测量)要慢。此外，与可能影响系统复杂性的最小平方欧几里德距离的测量相反，进行PER测量的复杂性可忽略不计。按照下面的关系式，MIMO接收机能够达到的吞吐量(T)直接和PER相关：

T＝T_peak·(1-PER)

其中T_peak是当接收的数据流中不存在误差时可达到的峰值吞吐量。因此，也可关于在特定传播情形下可达到的吞吐量(T)，测量MIMO接收机性能。此外，MIMO无线系统通常支持自适应地改变所采用的调制和编码方案的自适应调制和编码技术。接收机处的较高信号与干扰加噪声比(SINR)将转化为调制阶数和所采用的信道编码率的较高乘积，从而可达到的最大吞吐量T_peak将较高。

如果把所采用的传输模式(TM)定义为确定可达到的最大吞吐量T_peak的参数的集合，包括调制阶数和信道编码率，那么测量MIMO接收机的性能的备选方式可以借助于在特定传播情形下采用的传输模式(TM)。

对IEEE 802.11 WLAN系统来说，传输模式可对应于特定传输方案，该特定传输方案由确定在PHY层的输出端的最大数据速率(例如，6、12、18、24、54Mbps)的特定调制方案(例如QPSK、16QAM、64QAM)和信道编码率(例如1/2、3/4、5/6)来表征。对于服从IEEE802.11n的MIMO-WLAN系统已引入新的传输模式。类似地，对UMTS系统来说，传输模式可对应于确定在PHY层的输出端的最大数据速率(例如，12.2、64、128、384kbps)的传送格式(TF)的特定值，而对HSPDA系统来说，传输模式可对应于确定在PHY层的输出端的最大数据速率(例如，325、631、871、1291、1800kbps)的信道质量指示符(CQI)的特定值。

MIMO接收机所感知的MIMO-SM无线电链路的质量可合理地借助质量函数Q_s来测量，质量函数Q_s取决于一些物理(PHY)和MAC层参数，诸如接收信号强度指示符(RSSI)、分组差错率(PER)、MAC吞吐量(T)和所采用的传输模式(TM)，即：

Q_s＝f(RSSI，PER，T，TM)

通常，Q_s的值越高，应用层的接收信号的质量就越高。本领域的技术人员将认识到，可以使用在前面指出的其它质量指示符来计算备选的质量函数。

因此，函数Q_s可被用作选择待应用的波束(即，RF信道)和RF相移权重的无线电性能指示符(RPI)。在这里描述的布置的架构内，可以使用其它类型的无线电性能指示符(RPI)。但应认识到，尽管代表相应RF信号的质量，诸如例如接收信号强度指示符(RSSI)、分组差错率(PER)、信号与干扰加噪声比(SINR)、MAC吞吐量(T)和所采用的传输模式(TM)的无线电性能指示符或者上面提及的性能指示符的任意组合将是非RF，即中频(IF)或基带(BB)指示符。

图2(a)-2(c)示出了一些例证的天线结构，所述天线结构包括数量为n_R的接收天线，假设n_R大于发送的空间流(即，信息流)的数量n_T。下面，在n_R个天线的输出端接收的RF信号将被表示成r_i，其中，i＝1，2，...，n_R。

具体地说，在图2(a)中，六个天线A₁，A₂，...，A₆被排在一条线上。在图2(b)和2(c)中，八个天线A₁，A₂，...，A₈被等距地放置在正方形的周长上(图2(b))和圆的周长上(图2(c))。

例如，可以考虑其中发送的空间流的数量n_T等于2，接收天线的数量n_R等于8的例证情况。

在接收设备中，RF接收机的数量可以等于接收天线的数量n_R，使得基带(BB)处理单元具有n_R个数字信号作为输入，这可被用于在覆盖率和吞吐量方面改善系统性能。在这种情况下，等效信道矩阵H可被定义为：

$H=\left(\begin{array}{ccc}{h}_{11}& & h_{12}\\ h_{21}& & h_{22}\\ h_{31}& & h_{32}\\ h_{41}& & h_{42}\\ h_{51}& & h_{52}\\ & ....& \\ h_{n_{R}1}& & h_{n_{R}2}\end{array}\right)$

因此，BB接收机可以是在知晓对应于发送的未知符号s＝[s₁，s₂]^T而接收的信号的情况下，计算下述度量的最大似然(ML)接收机：

d²(r，s _i，j)＝‖(r-H·s _i，j)‖²         (5)

其中，s _i，j＝[s_i，s_j]^T是发送的码书的特定码字。

使用n_R-n_T个冗余天线的第一技术需要的RF接收机或收发机的数量与接收天线的数量n_R相同，因此对接收机在BB和RF水平两者的硬件复杂性都有影响。

为了使用n_R-n_T个冗余天线，接收机可选择在n_T个接收天线的输出端获得的一组n_T个信号{A_i，A_j，...A_k}，并向n_T个RF接收机的输入端提供对应的RF信号。

为了例证目的，可以考虑n_R＝8和n_T＝2的情况。在这种情况下，选择接收天线对(A_i，A_j)的例证标准可涉及选择由BB处理单元测量的接收信号强度指示符(RSSI)的值最高的两个天线(A_i，A_j)。具体地讲，由BB处理单元生成的反馈信号可被用于在从每个特定波束测量RSSI期间控制天线选择单元。

第二种可能的标准涉及选择提供具有最大平方欧几里德距离，或者可替换地，在吞吐量(T)或者传输模式(TM)方面具有质量函数Q_s的最大值的等效信道矩阵H的两个天线(A_i，A_j)，其中，

$H=\left(\begin{array}{cc}{h}_{i1}& h_{i2}\\ h_{j1}& h_{j2}\end{array}\right).$

下面，这种技术将被总体称为具有天线选择的MIMO-SM，与用于天线对(A_i，A_j)的选择的特定标准无关。

使用接收机的n_R-n_T个冗余天线的一种方法可以基于关于n_T行和n_R列的组合矩阵W

线性乘以n_R个接收信号的向量而生成n_T个信号

因此，

z＝W·r    (6)

在发送的空间流n_T等于2，并且接收天线的数量n_R等于8的例证情况下，矩阵W具有2行和8列。

图3中示出了可能的切换波束天线系统的实施例。具体地说，n_R个天线A₁，A₂，...An_R与定相和组合网络10相连接，所述定相和组合网络10再与两个RF接收机20a和20b连接。然后，BB处理单元30能够生成用于控制网络10的反馈信号40，以对当前从RF接收机20a和20b接收的信号进行分析，并选择最适当的天线。本领域的技术人员应认识到，也可使用专用控制单元，以避免修改BB处理单元30。这样的控制单元可例如读取由BB处理单元30提供的测量结果，并控制反馈信号40。

通常，接收信号可被写为：

r＝H·s+n        (7)

其中，是在每个接收天线的输入端处的噪声和干扰样本的向量，分量n_i(其中，i＝1，2，...n_R)被假定为具有零均值和等于N₀的方差的复合空间白高斯随机变量。通过结合等式(7)和(6)得到：

z＝W·H·s+W·n＝G·s+m        (8)

其中G是由组合矩阵W和信道矩阵H的乘积给出的n_T行和n_R列矩阵，

是通过关于组合矩阵W乘以噪声和干扰样本的向量n而获得的向量。给定某一信道矩阵H，基本思想在于选择组合矩阵W，以获得在接收码书的最小欧几里德距离

方面具有良好性质，或者可替换地，在吞吐量(T)或者传输模式(TM)方面具有较高质量函数Q_s值的等效信道矩阵G。

此外，当采用这种方法时，通过引入对组合矩阵W的系数值的一些约束，能够直接在RF水平进行n_T个信号

的计算，从而降低硬件复杂性；在这种特殊情况下，所需要的RF接收机的数量仅仅等于n_T。

假定W的每个系数w_ij(其中j＝1，2...n_R，并且i＝1，2，...n_T)具有酉模和等于φ_i，j的相位，那么可借助图4所示的电路来实现向量

和矩阵W的特定行的乘积。

具体地说，这样的电路可包括一组RF定相网络12，所述一组RF定相网络12与相应天线A₁，A₂，...A_nR相连接，并与公共组合器14相连接。

在该例证情况下，图3的定相和组合网络10可由这些电路中的两个来实现，这两个电路随后向RF接收机20a和20b提供信号。

通过假设加权系数w_ij的相位φ_i，j仅取特定量化值，能够进一步简化图4的RF定相网络。

假设系数w_ij的相位φ_i，j取集合{0，π/2，π，3/2π}中的值，借助图5中所示的电路能够获得接收信号r_i和系数w_ij的对应相乘，图5中所示的电路包括具有不同长度的多个RF延迟线52、54、56、58。

应认识到，对于本说明来说，φ_i，j等于0的酉实系数w_ij在任何情况下都可被看作相移权重的特定情况。

因此，在如图5中所示的对应实施例中，“延迟”线52是避免(即，免除)任何相移的线路，而延迟线54、56和58分别产生90°、180°和270°的相移。

通过适当地设定开关，包括六个RF开关SW₁，SW₂，...SW₆的布置将允许有选择地获得集合{0，π/2，π，3/2π}中的四个相移值中的任意一个。

因此，刚刚说明的例证处理装置包括至少一个RF延迟线54至58，以向源自接收天线的相应RF信号r₁，...，r_nR应用相移权重(W)。因此，在所示的实施例中，该处理装置包括RF信号r₁，...，r_nR的至少两个传播路径52-58。这些传播路径52-58中的至少一个包括具有不同延迟值的所述延迟线(这是路径54-58的情况)。切换元件SW1-SW6可操作用于有选择地将相应RF信号r₁，...，r_nR导引到传播路径52-58，以便实现不同的相移权重。传播路径之一，即由附图标记52指示的路径免除任何延迟线(即，实现等于0的相移权重)。

提供规定的相移的RF延迟线和用于有选择地连接RF延迟线的RF开关的实现在本领域中是公知的，这里不必提供更详细的说明。

通过假设加权系数w_ij的相位φ_i，j可以只取集合{0，π}中的两个特定量化值，可以简化图4中的RF乘法器电路。因此，可借助图6中所示的电路来获得接收信号r_i和系数w_ij的对应相乘。

具体地说，在该装置中，为了获得RF相乘，只需要延迟线52(本身没有相移)和56以及两个开关SW₁和SW₂。

通过假定在组合矩阵W的每一行中，只有n_T-1个系数w_ij具有酉模和例如在4个或2个不同值量化的相位φ_i，j，一个系数等于1，以及剩余的n_R-n_T个系数等于0，可以简化整个接收机体系结构。

在这种特定情况下，通过要求在组合矩阵W的每一列中，只有一个系数w_ij(其中j＝1，2，...，n_R)具有等于1的模，可引入另一约束条件。这意味着，接收的n_R个信号中的每个信号只参与所述组合一次。

例如，组合矩阵W可具有下述结构：

$W=\left[\begin{array}{c}\mathrm{0,0,0},w_{1,A},\mathrm{0,0},w_{1,B},0\\ 0,w_{2,C},\mathrm{0,0,0},w_{2,D},\mathrm{0,0}\end{array}\right]$

对于不同于0的四个系数具有下述情况：

w_1，A＝1

w_2，C＝1

w_1，B＝w₁＝exp(jφ₁)，其中，φ₁∈{0，π}或者φ₁∈{0，π/2，π，3/2π}

w_2，D＝w₂＝exp(jφ₂)，其中，φ₂∈{0，π}或者φ₂∈{0，π/2，π，3/2π}

具体地说，在组合矩阵W的第一行中的系数w_1，A和w_1，B的位置确定在从天线A₁，A₂，...A₈接收的n_R＝8个信号

中，通过关于在下面表示成w₁的加权系数w_1，B的RF相乘而组合的那些信号r_A和r_B。

按照类似的方式，在组合矩阵W的第二行中的系数w_2，C和w_2，D的位置确定通过关于在下面表示成w₂的加权系数w_2，D的RF相乘而组合的信号r_C和r_D。

最后，要求在组合矩阵W的每一列中只有一个系数w_ij(其中j＝1，2，...，n_R)具有等于1的模的约束对应于在RF水平组合两个RF信号r_A和r_B，其加权和馈送给第一RF接收机，所述两个RF信号r_A和r_B不同于在RF水平组合并且其加权和馈送给第二RF接收机的对应的两个RF信号r_C和r_D。

图7示意示出关于n_R＝8和n_T＝2的例证情况的切换波束天线系统的一个可能实施例。具体地说，从天线A₁，A₂，...A₆接收的信号被连接到开关网络122，所述开关网络122提供信号r_A、r_B、r_C和r_D。可例如通过BB处理电路30来设定开关网络122，所述BB处理电路30分析质量函数Q_S，并提供关于所选信号r_A、r_B、r_C和r_D的信息。

随后，通过使信号r_A和r_B乘以矩阵W的相应系数来处理信号r_A和r_B，以便随后在组合器14a中组合并被提供给第一RF处理链20a。具体地说，对信号r_A来说不需要任何乘法，因为系数w_1，A等于1。相反，信号r_B通过第一RF定相网络124a乘以系数w₁(即，w_1，B)。

类似地，只有信号r_D通过第二RF定相网络124b被乘以系数w₂(即，w_2，D)，加权后的信号在组合器14b中被组合，并被提供给第二RF处理链20b。

已经证实，该条件确保等效信道矩阵G在接收码书的最小欧几里德距离方面，并从而还在吞吐量(T)方面具有良好性质。

因此，由具有图7中所示的冗余天线的MIMO无线接收机或收发机进行的操作如下：

-按照第一标准，在n_R＝8个接收信号中，确定4个信号r_A、r_B、r_C和r_D，以及

-按照第二标准，确定2个加权系数w₁和w₂的相位值。

最终目的是在接收信号强度指示符(RSSI)、分组差错率(PER)、MAC吞吐量(T)和采用的传输模式(TM)方面，或者在上述性能指示符的适当组合方面，最大化能够由接收机测量的某一质量函数Q_S，因此，应当以最大化质量函数Q_S为目标，来选择用于选择信号r_A、r_B、r_C和r_D的第一标准和用于选择加权系数w₁和w₂的第二标准。

下面提供用于选择信号r_A、r_B、r_C和r_D的标准的例证实施例。在没有来自相邻小区的干扰的传播情形的特定情况下(其中，热噪声是主要限制因素)，能够选择由BB处理单元30测量的接收信号强度指示符(RSSI)的值较高的四个信号r_A、r_B、r_C和r_D。

相反，对于干扰水平较高的传播情形，可以选择由BB处理单元30测量的信号与噪声加干扰比(SINR)的值最高的四个信号r_A、r_B、r_C和r_D。例如，信号与噪声加干扰比(SINR)可被测量为首先在有用发射机获得的RSSI和随后在干扰发射机获得的RSSI的连续测量值的差。当有用发射机和干扰发射机的基准信标信道的传输存在一定时间重叠时，这种方法不是非常精确。

可替换地，可以选择提供由BB处理单元30测量的吞吐量(T)的值较高的四个信号r_A、r_B、r_C和r_D。

在选择了四个信号r_A、r_B、r_C和r_D之后，可以通过由BB处理单元30所提供的某一性能指示符(比如无线电链路的吞吐量(T))驱动的穷举搜索，来优化系数w₁和w₂的值。

在两个不同的值量化系数w₁和w₂的情况下，计算上面提及的性能指示符的四个不同值，而在四个不同的值量化系数的情况下，计算性能指示符的16个不同值，并选择提供最高的性能指示符的值的系数w₁和w₂。

另一种例证方法涉及通过由BB处理单元30所提供的某一性能指示符(比如无线电链路的吞吐量(T))驱动的穷举搜索，与系数w₁和w₂的4个或16个值一起选择四个信号r_A、r_B、r_C和r_D。这种方法需要较长的计算时间，但提供接收信号与最大化所考虑性能指示符的权重的最佳组合。

在发送空间流的数量n_T等于2，并且接收天线的数量n_R等于8的特定情况下，对于在2个值量化的系数w₁和w₂来说，信号r_A、r_B、r_C和r_D与系数w₁和w₂的值的组合总数等于6720；对于在4个值量化的系数w₁和w₂来说，所述组合总数等于26880。按照这些假设，对多数应用来说，穷举搜索不可行。

为了减少进行穷举搜索的时间，可以设想用于选择信号r_A、r_B、r_C和r_D的开关网络122的可能简化。

在图8中，示出了例证的简化开关网络，其中，由不同波束接收的信号的仅一些特殊组合被提供给两个RF处理链20a和20b。

具体地说，可例如借助四个开关来实现图7的开关网络122。第一开关122a可在从天线B₆和B₈提供的信号中选择信号r_A。类似地，开关122b、122c和122d可分别在从天线B₂和B₄、B₅和B₇及B₁和B₃提供的信号中选择r_B、r_C和r_D。

在图8中所示的开关网络的例证实现中，对于在2个值量化的系数w₁和w₂来说，信号r_A、r_B、r_C和r_D与系数w₁和w₂的值的组合总数等于64；对于在4个值量化的系数w₁和w₂来说，所述组合总数等于256。因此，以由于未穷举搜索接收的信号而导致的稍微降低系统性能为代价，大大简化了搜索过程。

所提出的借助冗余天线接收多个空间流的技术可用于存在具有全向辐射图的接收天线的情况，或者可替换地，用于存在定向天线的情况，其进一步的优点是引入空间滤波的有益效果(通过在8个定向接收天线中选择4个定向接收天线)，当存在受干扰(该干扰不是空间白色的)限制的传播情形时，所述空间滤波能够提高系统性能。

最常见的用于WLAN的天线类型具有全向辐射图。全向天线在水平面(方位面)上在所有方向上同等地传播RF信号。由于某种原因，借助全向天线取得的增益不足以达到一定的覆盖范围。当采用定向天线时，能够获得更高的增益值，所述定向天线能够把发送和接收的RF能量聚焦在特定的方向上，从而实现更高的覆盖范围。

此外，为了在覆盖率和吞吐量两方面都获得改善，通过采用多个天线，可以使用传播环境的空间域。这样的系统借助适当的信号处理技术，增加可在接收机端获得的信息，从而降低诸如在通过传播信道传输期间引入的多径干扰的减损。多个定向天线的使用可导致在吞吐量和覆盖范围方面的良好性能。

在定向天线的特定情况下，天线系统的设计必须考虑接收信号从所有可能的方向到达。具体地讲，由于环绕接收机的许多散射物体的存在，方位面中的到达角(AoA)可取0°-360°之间的所有可能值。

俯仰面中的AoA分布取决于发射机位置。发射机通常被放置在房间的中央，或者被固定到墙上，或者固定到天花板上，以便提供最大的覆盖率。从而合理的是，假设俯仰面中的AoA绕水平方向集中，角展度小于180°。

图9中示出了在N＝8个定向天线B₁，B₂，...B₈(放置在由圆周限制的正八边形的顶点上)的特定情况下，可能的多定向天线系统的顶视图。

获得了关于三种不同的接收机体系结构的实验结果，即：

-MIMO 2×2：配备了向位于接收机端的2个RF接收机馈送信号的2个全向天线的基本参考系统；

-选择2个定向天线的MIMO 2×8，其中，接收机(在8个可用的接收天线中)选择恰当的一对天线，并把其信号馈送给2个RF接收机的输入端。通过参考2个最高的接收信号强度指示符(RSSI)值，进行所述2个天线的选择；以及

-具有4个定向天线的RF组合的MIMO 2×8，其中，接收机(在8个可用的接收天线中)选择向2个RF接收机的输入端馈送的两对信号。如下所述选择这4个信号。首先，通过在可用天线接收的8个信号中确定最大化某一性能指示符(例如，噪声有限的情形下的RSSI，在干扰有限的情形下的SINR)的4个信号，来进行4个天线的选择。随后，接收机确定最大化组合信号的相同性能指示符值的2个加权系数的恰当相位值。图8中示出了这种体系结构。

使用了四种不同的传播情形来评估系统性能。这四种情形涉及均由发射机(TX)位置和接收机(RX)位置的存在，以及由单独的两群散射体表征的不同传播环境。所有情形都具有相同的到达角(AoA)和离开角(AoD)值，但具有不同的角展度(AS)值。从情况1到情况4连续降低角展度值，这导致散射较小的环境，从而实现更高的相关性条件。在前两种情形下，充分散射的传播导致低相关性，而在最后的情况下，散射不充分的传播导致高相关性。

结果是通过采用如图9中所示的定向天线系统，和图8中所示的具有冗余天线的MIMO无线收发机的体系结构，在n_R＝8和n_T＝2的特定情况下获得的。

具体关于其中限制因素是由假设均匀分布在空间域中的其它用户(接入点或客户端)产生的干扰(空间白色)的传播情形，比较这两个2×8MIMO天线系统的性能和传统2×2MIMO天线系统的性能。

结果表明，在关心的范围内，原始BER所表示的性能的增强约为6dB。当传播条件使得角展度的减小导致接收信号的较高相关性时，该值稍微降低(降到5dB)。

结果表明，在空间有色干扰体的情况下，性能增益甚至更高。

无损于本发明的基本原理，可甚至稍微改变仅仅作为例子说明的细节和实施例，而不脱离由附加权利要求限定的本发明的范围。

Claims (19)

1.一种借助一组接收天线(A₁，...，A_nR)来接收多个信息流的方法，所述方法包括下述步骤：

-从所述一组接收天线(A₁，...，A_nR)的至少一个子集得到相应的RF信号(r₁，...，r_nR)，以及

-从所述RF信号中产生(10)多个接收信号，每个所述接收信号将被解调(20a，20b)以恢复所述多个信息流之一，

其中，作为被应用(12，124a，124b)了相对RF相移权重(W)的所述RF信号(r₁，...，r_nR)的组合(14，14a，14b)，产生(10)所述接收信号。

2.按照权利要求1所述的方法，包括从所述一组接收天线中的所有接收天线(A₁，...，A_nR)得到相应的RF信号(r₁，...，r_nR)的步骤。

3.按照权利要求1或2所述的方法，包括下述步骤：

-在所述RF信号(r₁，...，r_nR)中，选择(122，122a，122b，122c，122d)不同的多组所述RF信号(r_A，r_B，r_C，r_D)，以及

-作为被应用(12，124a，124b)了相对RF相移权重(W)的所述不同的多组所述RF信号(r_A，r_B，r_C，r_D)中的RF信号的组合(14a，14b)，产生(10)所述接收信号。

4.按照权利要求3所述的方法，其中，所述不同的多组所述RF信号(r_A，r_B，r_C，r_D)均包括相应的一组RF信号，从而每个所述RF信号只包括在所述多组RF信号的一组RF信号中。

5.按照前述任意权利要求所述的方法，包括下述步骤：

-为所述RF信号生成(30)至少一个代表所述RF信号的质量的非RF无线电性能指示符，以及

-根据所述至少一个非RF无线电性能指示符，生成所述RF相移权重(W)。

6.按照权利要求5所述的方法，其中，所述至少一个无线电性能指示符选自：接收信号强度指示符(RSSI)、分组差错率(PER)、信号与干扰加噪声比(SINR)、MAC吞吐量(T)和采用的传输模式(TM)、以及它们的组合。

7.按照前述任意权利要求所述的方法，其中，所述接收天线(A₁，...，A_nR)的数量(n_R)大于所述信息流的数量。

8.一种用于经由一组接收天线(A₁，...，A_nR)来接收多个信息流的系统，所述系统包括：

-从所述一组接收天线(A₁，...，A_nR)的至少一个子集得到相应的RF信号(r₁，...，r_nR)的连接装置(122；122a，...，122d)，以及

-从所述RF信号中产生多个接收信号的处理装置(124a，14a；124b，14b)，每个所述接收信号将被解调(20a，20b)以恢复所述多个信息流之一，

其中，所述处理装置(124a，14a；124b，14b)包括RF组合网络，所述RF组合网络用于作为被应用(12，124a，124b)了相对RF相移权重(W)的所述RF信号(r₁，...，r_nR)的组合(14，14a，14b)，产生所述接收信号。

9.按照权利要求8所述的系统，包括被配置成从所述一组接收天线中的所有接收天线(A₁，...，A_nR)得到相应的RF信号(r₁，...，r_nR)的所述连接装置(122，122a，122b，122c，122d)。

10.按照权利要求8或9所述的系统，其中，所述连接装置(122，122a，122b，122c，122d)被配置成在所述RF信号(r₁，...，r_nR)中选择不同的多组所述RF信号(r_A，r_B，r_C，r_D)，并且所述处理装置(124a，14a；124b，14b)包括RF组合网络，所述RF组合网络用于作为被应用(12，124a，124b)了相对RF相移权重(W)的所述不同的多组所述RF信号(r_A，r_B，r_C，r_D)中的RF信号的组合(14a，14b)，产生所述接收信号。

11.按照权利要求10所述的系统，其中，所述连接装置(122，122a，122b，122c，122d)被配置成选择所述不同的多组所述RF信号(r_A，r_B，r_C，r_D)，以分别包括相应的一组RF信号，从而每个所述RF信号只包括在所述多组RF信号的一组RF信号中。

12.按照权利要求8-11任意之一所述的系统，所述系统被配置成：

-为所述RF信号生成(30)至少一个代表所述RF信号的质量的非RF无线电性能指示符，以及

-根据所述至少一个非RF无线电性能指示符，生成所述RF相移权重(W)。

13.按照权利要求12所述的系统，其中，所述至少一个无线电性能指示符选自：接收信号强度指示符(RSSI)、分组差错率(PER)、信号与干扰加噪声比(SINR)、MAC吞吐量(T)和采用的传输模式(TM)、以及它们的组合。

14.按照权利要求8-13任意之一所述的系统，其中，所述连接装置(122；122a，...，122d)包括数量与所述接收天线(A₁，...，A_nR)的数量相等的输入端，并且所述处理装置(124a，14a；124b，14b)包括数量与所述信息流相等的输出端。

15.按照权利要求8-14任意之一所述的系统，其中，所述处理装置包括对所述RF信号(r₁，...，r_nR)之一应用相应的RF相移权重(W)的至少一个RF延迟线(54-58)。

16.按照权利要求15所述的系统，其中，所述处理装置包括：

-用于所述RF信号(r₁，...，r_nR)的所述相应一个RF信号的至少两个传播路径(52-58)，其中，所述传播路径(52-58)中的至少一个包括一个所述延迟线(54-58)，以及

-相关联的开关元件(SW1-SW6)，用于有选择地把所述RF信号(r₁，...，r_nR)中的所述相应一个RF信号导引到所述至少两个传播路径(52-58)。

17.按照权利要求16所述的系统，其中，所述至少两个传播路径(52-58)中的一个传播路径(52)免除延迟线(54-58)。

18.一种包括按照权利要求8-17任意之一所述的无线通信系统的无线局域网设备。

19.一种包括按照权利要求8-17任意之一所述的无线通信系统的高速下行链路分组接入设备。

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