CN101800724B

CN101800724B - 移动多媒体广播发送系统

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Publication number: CN101800724B
Application number: CN200910078051A
Authority: CN
Inventors: 葛啟宏; 白栋; 陶涛; 王秋生; 陈文�
Original assignee: Beijing Taimei Shiji Science & Technology Co Ltd
Current assignee: Beijing Taimei Shiji Science & Technology Co Ltd
Priority date: 2009-02-11
Filing date: 2009-02-11
Publication date: 2012-10-24
Anticipated expiration: 2029-02-11
Also published as: HK1147146A1; CN101800724A; US8576696B2; US20110299381A1; WO2010091617A1

Abstract

本发明提出了一种移动多媒体广播发送系统，包括：RS编码与字节交织器，LDPC编码器，比特交织器，星座映射器，频域符号生成器，扰码器，IFFT变换器，时域组帧器，发射器。根据本发明提出的技术方案，系统能在6MHz工作带宽内能为用户提供高质量的移动多媒体业务。此外，对RS编码根据系统的工作带宽进行优化选择，根据不同的信道条件选择合适的编码模式，相应地，对字节交织器进行优化，使用合理的交织参数进行字节交织。本发明提出的技术方案，根据系统的实际带宽，合理设置、分配系统的连续导频、离散导频、数字子载波，使得移动多媒体广播发送系统合理设置系统开销，有效利用频谱资源传输数据。

Description

移动多媒体广播发送系统

技术领域

本发明涉及数字信息传输技术领域，特别涉及移动多媒体广播发送系统。

背景技术

目前无论是有线还是无线领域的通信服务，多媒体业务都已经成为运营商为客户提供的主要业务。其中，在无线通信领域中，无线广播通信具有覆盖面广、节目容量大的特点，其具有的最大优势就是具有广播性，实现一点对多点，在低成本条件下具有较高传输带宽。因此，无线通信广播作为信息通信业的一个重要组成部分，在国家信息基础设施建设、实现普遍服务和国家信息安全战略中具有重要地位。

在各种多媒体业务中，其中移动多媒体广播业务目前被业界看作是一种非常具有推广前景的重要应用。移动多媒体广播是指供七寸以下小屏幕、小尺寸、移动便携的手持终端如手机、PDA、MP3、MP4、数码相机、笔记本电脑等接收设备，随时随地接收广播电视节目和信息服务等业务的系统。

目前在提供部分服务的移动多媒体广播都是基于现有移动通讯网络和流媒体的，然而，由于现有移动通讯网络的带宽等技术特点决定了上述通信方式不能对现有的移动多媒体广播性能作进一步的提升，难以给用户提供满意的收视体验。考虑到广播技术和广播网络的优势，一次传送无限接收，而且低成本、高带宽，因此利用广播网络和通讯网络的协作工作给手持终端提供一种高质量的广播多媒体业务成为移动多媒广播研发的主要基础。

专门针对我国幅员辽阔、传输环境复杂，东部地区城市密集西部稀疏，用户众多和业务需求多样化的国情，申请人提出了一种采用卫星广覆盖为主、地面增补网络为辅的系统网络架构，利用卫星覆盖面广、建设周期短、见效快的特点，实现低成本、快速地实现移动多媒体广播信号在全国的覆盖的技术方案，并已经对相关的技术方案提交了申请发明专利的申请文件，具体见申请号为200610113915.9、200610113916.3的申请文件。在上述公开的申请文件中，提出了对移动多媒体广播采用的具体技术方案，包括移动多媒体广播物理层信道帧的结构、信道编码和调制等技术方案。

然而，上述申请文件提出的技术方案通常为工作在8M或2M带宽内的移动多媒体广播通信，随着全球无线通信事业的快速发展，无线电频率资源的供需矛盾日益突出。频率资源作为一种无线通信中必不可少的特殊资源，频率资源具有排他性和复用性，即在一定的时间、地区和频域内，频率资源一旦被使用，其他设备将不能再使用；但在一定的时间、地区、频域和编码条件下，无线电频率是可以复用和共用。因此，在全球各国频率资源分配各不相同的情况下，有必要提出一种适应于不同工作带宽的通信系统。

发明内容

本发明的目的旨在至少解决上述技术缺陷之一，特别是解决移动多媒体广播在不同的工作带宽内的发送问题。本发明附加的方面和优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。

为达到上述目的，本发明提出了一种移动多媒体广播发送系统，包括：

RS编码与字节交织器，用于通过物理逻辑信道对上层数据流进行RS编码和字节交织；LDPC编码器，用于对所述RS编码与字节交织器输出的数据进行LDPC编码，得到比特数据；比特交织器，用于对所述LDPC编码器输出的比特数据进行比特交织；星座映射器，用于对所述比特交织器输出的数据进行星座映射；频域符号生成器，用于将离散导频、包含有系统信息的连续导频和经过星座映射的数据符号复接在一起组成OFDM频域符号；扰码器，用于使用伪随机序列对所述OFDM频域符号进行扰码；IFFT变换器，用于将所述扰码器输出的频域符号经过IFFT变换后产生OFDM时域符号；时域组帧器，用于将所述OFDM时域符号组成时隙后，连接组成物理层信号帧；发射器，用于将所述物理层信号帧从基带信号变换至射频后发射，其中所述发射器使用无线信道内任意6MHz带宽发射信号。

根据本发明的实施例，所述物理层信号帧长度为1秒，包括40个长度为25毫秒的时隙，所述时隙包括1个信标和53个OFDM符号，所述信标包括1个发射机标识信号和2个相同的同步信号，所述发射机标识信号由频域随机序列依次进行BPSK映射和IFFT变换后再经过周期延拓而得到，所述同步信号通过截取频域随机序列后，依次进行BPSK和IFFT变换而得到。

根据本发明的实施例，所述发射机标识信号通过141比特信息标识，承载所述发射机标识信号的子载波数N_ID＝256，通过BPSK调制，所述发射机标识信号X_ID(i)由发射机标识序列TxID(k)映射产生，映射方式为：

根据本发明的实施例，所述同步信号S_b(t)为频带受限的伪随机信号，长度T_b为204.8μs，

S_{b} (t) = \frac{1}{\sqrt{N_{b}}} Σ_{i = 0}^{N_{b} - 1} X_{b} (i) e^{j 2 πi {(Δf)}_{b} t}, 0 \leq t \leq T_{b},

其中N_b为承载所述同步信号的子载波数，X_b(i)为承载二进制伪随机序列PN_b(k)的BPSK调制信号，(Δf)_b为同步信号的子载波间隔，子载波数N_b＝2048，且PN_b(k)的BPSK调制信号X_b(i)由PN_b(k)映射产生，映射方式为：

根据本发明的实施例，所述二进制伪随机序列由线性反馈移位寄存器产生，移位寄存器的初始值为01110101101，生成多项式为：x¹¹+x⁹+1。

根据本发明的实施例，所述发射机标识、同步信号和OFDM符号间采用带窗函数的保护间隔相交叠，所述窗函数的表达式为：

w (t) = \{\begin{matrix} 0.5 + 0.5 \cos (π + πt / T_{GD}), & 0 \leq t \leq T_{GD} \\ 1, & T_{GD} < t < T + T_{GD} \\ 0.5 + 0.5 \cos (π + π (T - t) / T_{GD}), & T + T_{GD} \leq t \leq T + 2 T_{GD} \end{matrix},

其中，t为时间变量，T为常数，T_GD为所述保护间隔的长度。

根据本发明的实施例，所述RS编码是由原始的RS(255，M)系统码通过截短后产生的RS(192，K)截短码，其中M＝K+63，K为一个码字中信息序列的字节数，所述RS(255，M)系统码的每个码元取自域GF(256)，该域的生成多项式为p(x)＝x⁸+x⁴+x³+x²+1。

根据本发明的实施例，所述RS(192，K)码包括4种模式，这4种模式中K的取值分别为K＝192、K＝168、K＝160和K＝144。

根据本发明的实施例，所述RS(192，K)码的生成多项式的表达式为

g (x) = Σ_{i = 0}^{192 - K} g_{i} x^{i};

当K＝192时，RS(192，192)的生成多项式表达式的系数g_i为：

i g_i

0 1

当K＝168时，RS(192，168)的生成多项式表达式的系数g_i为：

当K＝160时，RS(192，160)的生成多项式表达式的系数g_i为：

当K＝144时，RS(192，144)的生成多项式表达式的系数g_i为：

根据本发明的实施例，所述上层数据流以字节为单位，从左至右逐列输入RS编码与字节交织器，其中，RS编码按行进行编码，字节交织器的起始字节映射在某个时隙的起始点发送。

根据本发明的实施例，所述LDPC编码后的输出块长为9216比特，码率分别为1/2和3/4，对应不同的码率，所述字节交织器相应的交织模式分别为：

其中，MI为字节交织器的行数，字节交织器中的全部字节为MI×192字节。

根据本发明的实施例，所述比特交织器采用384×264的块交织器；从LDPC编码器输出的比特数据按照从上到下的顺序依次写入所述块交织器的每一行，直至填满整个块交织器，再从左到右的按列依次读出，其中比特交织器的输出与时隙对齐。

根据本发明的实施例，所述频域符号生成器在每个OFDM符号中将284个离散导频、78个连续导频、1914个数据子载波复接在一起，成为2276个有效子载波。

根据本发明的实施例，所述78个连续导频使用所述2276个有效子载波中第0，2，40，92，124，138，178，200，206，234，280，292，342，384，390，410，472，496，502，526，564，616，638，662，706，742，762，768，814，842，866，884，942，974，1004，1020，1052，1134，1137，1138，1140，1222，1254，1270，1300，1368，1390，1408，1432，1460，1506，1512，1532，1568，1612，1636，1658，1710，1748，1772，1778，1802，1864，1884，1890，1932，1982，1994，2040，2068，2074，2096，2136，2150，2182，2234，2272，2275个子载波，并在其中第2，496，1368，1802，40，502，1390，1864，92，526，1408，1884，124，564，1432，1890，138，616，1460，1932，178，638，1506，1982，200，662，1512，1994，206，706，1532，2040，234，742，1568，2068，280，762，1612，2074，292，768，1636，2096，342，814，1658，2136，384，842，1710，2150，390，866，1748，2182，410，884，1772，2234，472，942，1778，2272共64个子载波中承载16比特系统信息，所述系统信息包括长度为6比特的时隙号、长度为1比特的字节交织器同步标识、长度为1比特的控制逻辑信道变更指示和长度为8比特的保留字；所述连续导频以

的方式映射到子载波上，其中，同一时隙内不同OFDM符号的相同连续子载波点上传输的符号相同。

根据本发明的实施例，当每个时隙中OFDM符号的编号为n时，OFDM符号中离散导频对应的子载波编号m取值为：

当mod(n，2)＝0

m = \{\begin{matrix} 8 p + 1, & p = 0,1,2, \cdot \cdot \cdot, 141 \\ 8 p + 3, & p = 142,143,144, \cdot \cdot \cdot, 283 \end{matrix}

当mod(n，2)＝1

m = \{\begin{matrix} 8 p + 5, & p = 0,1,2, \cdot \cdot \cdot, 141 \\ 8 p + 7, & p = 142,143,144, \cdot \cdot \cdot, 283 \end{matrix}

离散导频全部取值为1+0j。

根据本发明的实施例，所述扰码器使用的伪随机序列的生成多项式为：x¹²+x¹¹+x⁸+x⁶+1；所述扰码分为8种模式，对应的寄存器初始值分别为：

1)扰码模式0：初始值0000 0000 0001，

2)扰码模式1：初始值0000 1001 0011，

3)扰码模式2：初始值0000 0100 1100，

4)扰码模式3：初始值0010 1011 0011，

5)扰码模式4：初始值0111 0100 0100，

6)扰码模式5：初始值0100 0100 1100，

7)扰码模式6：初始值0001 0110 1101，

8)扰码模式7：初始值1010 1011 0011；

所述伪随机序列在每个时隙的开头重置，所有时隙都被相同图样扰码。

根据本发明的实施例，所述IFFT变换器将2276个有效子载波放在4096个子载波的第1～1138和第2958～4095子载波上后进行4096点IFFT变换。

根据本发明的实施例，其特征在于，所述时域组帧器将调制后的OFDM符号依次加入保护间隔、同步信号、发射机识别信号后组成时隙，再将40个时隙连接组成物理层信号帧。

为了使移动多媒体广播发送系统能在不同的频率带宽内正常工作，尤其是6MHz工作带宽内能为用户提供高质量的移动多媒体业务，本发明根据系统的技术特征，对系统发射机标识信号、同步信号进行合理设置，使其能为系统提供稳定的系统信息。此外，对RS编码根据系统的工作带宽进行优化选择，根据不同的信道条件选择合适的编码模式，相应地，对字节交织器进行优化，使用合理的交织参数进行字节交织。本发明提出的技术方案，根据系统的实际带宽，合理设置、分配系统的连续导频、离散导频、数字子载波，使得移动多媒体广播发送系统合理设置系统开销，有效利用频谱资源传输数据。

附图说明

本发明上述的和/或附加的方面和优点从下面结合附图对实施例的描述中将变得明显和容易理解，其中：

图1为本发明的移动多媒体广播发送系统的结构示意图；

图2为本发明的移动多媒体广播发送系统的广播信道物理层逻辑信道结构示意图

图3为本发明的移动多媒体广播发送系统物理层的逻辑信道编码和调制流程图；

图4为由时隙组帧所形成的物理层信号帧的时隙划分和帧结构示意图；

图5为信标的结构示意图；

图6为同步信号的伪随机序列生成器结构示意图；

图7为OFDM符号的结构示意图；

图8为保护间隔之间交叠的示意图；

图9为OFDM符号结构示意图；

图10为字节交织器与RS(192，K)编码的示意图；

图11为对经过LDPC编码后的比特流进行比特交织的示意图；

图12为将OFDM符号的子载波分配给数据符号、离散导频和连续导频的导频复接方式示意图；

图13为PRBS生成方法的示意图；

图14为OFDM符号子载波结构示意图。

具体实施方式

下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，仅用于解释本发明，而不能解释为对本发明的限制。

如图1所示，为本发明提出的移动多媒体广播发送系统，包括：RS编码与字节交织器、LDPC编码器、比特交织器、星座映射器、频域符号生成器、扰码器、IFFT变换器、时域组帧器、发射器。

其中，RS编码与字节交织器用于通过物理逻辑信道对上层数据流进行RS编码和字节交织；LDPC编码器用于对RS编码与字节交织器输出的数据进行LDPC编码，得到比特数据；比特交织器用于对LDPC编码器输出的比特数据进行比特交织；星座映射器用于对比特交织器输出的数据进行星座映射；频域符号生成器用于将离散导频、包含有系统信息的连续导频和经过星座映射的数据符号复接在一起组成OFDM频域符号；扰码器用于使用伪随机序列对所述OFDM频域符号进行扰码；IFFT变换器用于将扰码器输出的频域符号经过IFFT变换后产生OFDM时域符号；时域组帧器，用于将OFDM时域符号组成时隙后，连接组成物理层信号帧；发射器用于将所述物理层信号帧从基带信号变换至射频后发射，其中发射器使用无线信道内任意6MHz带宽发射信号。

利用本发明提出的移动多媒体广播发送系统，可以向用户提供包括高质量的数字音频广播、数字视频广播在内的多媒体节目。

本发明定义了每6MHz频带内，能对移动多媒体广播发送系统广播上层数据流进行适配处理的物理层各功能模块，给出了移动多媒体广播信道物理层传输信号的帧结构、信道编码、调制技术。

本发明定义的广播信道物理层通过物理层逻辑信道来适配上层各类应用对传输速率的不同要求。物理层逻辑信道支持多种编码和调制方式用以满足不同应用、不同传输环境对信号质量的不同要求。

本发明定义的广播信道物理层支持单频网和多频网两种组网模式，可根据实际应用的特性和组网环境选择不同的传输模式和参数。支持多种应用的混合模式，达到应用特性与传输模式的匹配，实现了应用的灵活性和经济性。

如图2所示，为本发明的移动多媒体广播发送系统的广播信道物理层逻辑信道结构示意图。

物理层通过物理层逻辑信道(Physical Logical Channel，即PLCH)(包括控制逻辑信道CLCH和业务逻辑信道SLCH)提供上层应用的广播通道。每个物理层逻辑信道可以使用6MHz数字电视带宽内的一个或多个时隙发送。物理层对每个物理层逻辑信道进行单独的编码和调制。根据编码和调制参数不同，物理层逻辑信道可提供不同传输容量。

图3为本发明的移动多媒体广播发送系统物理层的逻辑信道编码和调制流程图。

如图所示，物理层逻辑信道的输入数据流经过前向纠错编码、交织和星座映射后，与离散导频以及连续导频复接在一起进行OFDM调制。调制后的信号经过插入帧头后形成物理层信号帧。再经过基带至射频变换后进行发射。

物理层逻辑信道分为控制逻辑信道(CLCH)和业务逻辑信道(SLCH)。控制逻辑信道用于承载系统配置信息，采用固定的信道编码和调制模型在系统第0时隙发送。

图4为由时隙组帧所形成的物理层信号帧的时隙划分和帧结构示意图。

如图所示，系统物理层信号每1秒为1帧，每帧划分为40个时隙(Timeslot，即TS)，各时隙的长度为25ms。每个时隙包括1个信标和53个OFDM调制数据块。

图5为信标的结构示意图。如图所示，信标包括2个相同的同步信号以及发射机标识信号(ID)。

同步信号为频带受限的伪随机序列，长度记为T_b，取值为204.8μs。同步信号产生的公式为：

S_{b} (t) = \frac{1}{\sqrt{N_{b}}} Σ_{i = 0}^{N_{b} - 1} X_{b} (i) e^{j 2 πi {(Δf)}_{b} t}, 0 \leq t \leq T_{b},

其中，N_b为同步信号的子载波数，X_b(i)为承载二进制伪随机序列PN_b(k)的BPSK调制信号，(Δf)_b为同步信号的子载波间隔，取值为4.8828125kHz，同步信号的子载波数N_b＝2048。

承载二进制序列伪随机PN_b(k)的BPSK调制信号X_b(i)由PN_b(k)映射产生，映射方式为：

二进制伪随机序列PN_b(k)由如图6所示线性反馈移位寄存器产生，生成多项式为：x¹¹+x⁹+1。移位寄存器初始值对每个同步信号均相同，为01110101101。

发射机标识信号S_ID(t)为频带受限的伪随机信号，用于标识不同发射机。S_ID(t)长度记为T_iD，取值为36.0μs。发射机标识信号为：

S_{ID} = (t) = \frac{1}{\sqrt{N_{ID}}} Σ_{i = 0}^{N_{ID} - 1} X_{ID} (i) e^{j 2 πi {(Δf)}_{ID} (t - T_{IDCP})}, 0 \leq t \leq T_{ID},

其中，N_ID为发射机标识信号的子载波数，X_ID(i)为承载发射机标识序列的BPSK调制信号，(Δf)_ID为发射机标识信号的子载波间隔，取值为39.0625kHz，T_IDCP为发射机标识信号的循环前缀长度，取值为10.4μs，发射机标识信号的子载波数N_ID＝256。

承载发射机标识序列的BPSK调制信号X_ID(i)由发射机标识序列TxID(k)映射产生，映射方式为：

上述发射机标识序列TxID(k)是长度为141比特的伪随机序列。发射机标识序列共包括256个序列，其中序列0～序列127为地区标识，用于标识发射机所在的地区，其插入信号帧中的偶数时隙发送：第0时隙，第2时隙，......；序列128～255为发射机标识，用于标识同一地区内的不同发射机，其插入信号帧中的奇数时隙发送：第1时隙，第3时隙，......。发射机标识序列由十六进制序列定义，该十六进制序列按照最高有效比特在先的顺序映射为二进制发射机标识序列。

为了使移动多媒体广播发送系统能在不同的频率带宽内正常工作，尤其是6MHz工作带宽内能为用户提供高质量的移动多媒体业务，上述技术方案根据系统的技术特征，对系统发射机标识信号、同步信号进行合理设置，使其能为系统提供稳定的系统信息。

如图7所示，为OFDM符号的结构示意图。OFDM符号由循环前缀(CP)和OFDM符号体构成，循环前缀长度T_CP为51.2us，即IFFT后的512个采样点，OFDM符号长度TS为409.6us，即IFFT后的4096个采样点。

发射机标识信号、同步信号和相邻OFDM符号之间通过保护间隔(GD)相互交叠，保护间隔GD的长度T_GD为2.4us，即IFFT后的24个采样点。相邻符号之间，前一个符号的尾部GD与后一个符号的头部GD经过窗函数加权后叠加，如图8所示。

所述的窗函数表达式为：

w (t) = \{\begin{matrix} 0.5 + 0.5 \cos (π + πt / T_{GD}), & 0 \leq t \leq T_{GD} \\ 1, & T_{GD} < t < T + T_{GD} \\ 0.5 + 0.5 \cos (π + π (T - t) / T_{GD}), & T + T_{GD} \leq t \leq T + 2 T_{GD} \end{matrix},

其中，t为时间变量，T为常数，T_GD为所述保护间隔的长度。

保护间隔信号的选取如图9所示。对于发射机标识信号，同步信号和OFDM符号，T0和T1部分的取值见表1，T＝T0+T1。

表1、保护间隔信号取值表

如图10所示，为字节交织器与RS(192，K)编码的示意图。

字节交织器为MI行、192列的块交织器。字节交织器的行数MI由字节交织模式和LDPC码率决定，如表2所示：

表2、字节交织器参数MI的取值表

RS码采用码长为192字节的RS(192，K)截短码。该码由原始的RS(255，M)系统码通过截短产生，其中M＝K+63。K为一个码字中信息序列的字节数，校验字节数为(192-K)。RS(192，K)码提供4种模式，分别为K＝192、K＝168、K＝160、K＝144。

RS码的每个码元取自域GF(256)，其域生成多项式为p(x)＝x⁸+x⁴+x³+x²+1。

截短码RS(192，K)采用如下方式进行编码：在K个输入信息字节(m₀，m₁，…，m_K-1)前添加63个全“0”字节，构造为原始的RS(255，M)系统码的输入序列(0，0，…，0，m₀，m₁，…，m_K-1)，编码后生成码字(0，0，…，0，m₀，m₁，…，m_K-1，p₀，p₁，…，p_255-M-1)，再从码字中删去添加的字节，即得到192字节的截短RS码的码字为(m₀，m₁，…，m_K-1，p₀，p₁，…，p_255-M-1)。

RS(192，K)码的生成多项式表示为：

g (x) = Σ_{i = 0}^{192 - K} g_{i} x^{i};

输入信息序列多项式为：

m (x) = Σ_{i = 0}^{K - 1} m_{i} x^{i};

输出的系统码多项式为：

C (x) = Σ_{i = 0}^{191} c_{i} x^{i} = x^{192 - K} m (x) + r (x);

其中，

r (x) = \frac{x^{192 - K} m (x)}{g (x)} .

当K＝192时，RS(192，192)的生成多项式表达式的系数g_i为：

i g_i

0 1

当K＝168时，RS(192，168)的生成多项式表达式的系数g_i为：

当K＝160时，RS(192，160)的生成多项式表达式的系数g_i为：

当K＝144时，RS(192，144)的生成多项式表达式的系数g_i为：

编码和字节交织的方法如下：传输数据块以字节为单位，从左至右逐列输入块交织器，每列MI字节，直到第K列完成。RS编码按行进行编码，校验字节填充至后的192-K列。编码后的数据再按照输入的顺序从左至右逐列输出，直到192列全部完成。

上述RS编码和字节交织以物理逻辑信道为单位进行，相同物理逻辑信道的上层数据包依次输入字节交织器进行字节交织和RS编码。字节交织器第0列的第一个字节定义为字节交织器的起始字节。字节交织器每次的输出MI×192字节总是映射在整数个时隙上发送，其中字节交织器的起始字节映射在某个时隙的起始点发送。

通过上述技术方案，对RS编码根据系统的工作带宽进行优化选择，根据不同的信道条件选择合适的编码模式，相应地，对字节交织器进行优化，使用合理的交织参数进行字节交织。

经过上述RS编码和字节交织后的传输数据按照高位比特优先发送的原则，将每字节映射为8位比特流，送入LDPC编码器。字节交织器第0列的第一个字节定义为字节交织器的起始字节，其最高位总是映射在LDPC输入比特块的第一个比特。LDPC编码配置如表3所示：

表3、LDPC编码配置

LDPC编码由校验矩阵H给出，H矩阵的生成方法如下：

1)

码校验矩阵生成方法

以下为生成

码校验矩阵的循环程序段：

2)码校验矩阵生成方法

以下为生成

码校验矩阵的循环程序段：

如图11所示，为对经过LDPC编码后的比特流进行比特交织的示意图。

比特交织器采用384×264的块交织器。LDPC编码后的二进制序列按照从上到下的顺序依次写入块交织器的每一行，直至填满整个交织器，再从左到右的按列依次读出。比特交织器的输出与时隙对齐，即，每个时隙中传送的第一个比特总定义为比特交织器输出的第一个比特。

图12为将OFDM符号的子载波分配给数据符号、离散导频和连续导频的导频复接方式示意图。其中，斜线部分为连续导频信号，黑色部分为离散导频信号，白色部分为经星座映射得到的数据符号。图示的导频复接将数据符号、离散导频和连续导频复接在一起，组成OFDM频域符号。每个OFDM符号包括2276个子载波(0-2275)，记为X(i)，i＝0，1，…2275，其中包括284个离散导频、78个连续导频、1914个数据子载波。

图12中，连续导频使用第0，2，40，92，124，138，178，200，206，234，280，292，342，384，390，410，472，496，502，526，564，616，638，662，706，742，762，768，814，842，866，884，942，974，1004，1020，1052，1134，1137，1138，1140，1222，1254，1270，1300，1368，1390，1408，1432，1460，1506，1512，1532，1568，1612，1636，1658，1710，1748，1772，1778，1802，1864，1884，1890，1932，1982，1994，2040，2068，2074，2096，2136，2150，2182，2234，2272，2275个子载波，共78个。

其中第2，496，1368，1802，40，502，1390，1864，92，526，1408，1884，124，564，1432，1890，138，616，1460，1932，178，638，1506，1982，200，662，1512，1994，206，706，1532，2040，234，742，1568，2068，280，762，1612，2074，292，768，1636，2096，342，814，1658，2136，384，842，1710，2150，390，866，1748，2182，410，884，1772，2234，472，942，1778，2272共64个载波承载16比特系统信息。系统信息比特采用4倍重复编码映射在4个连续导频上传送，映射关系如表4所示，系统信息具体表述如表4所示。其余连续导频传输“0”。

表5、连续导频上的重复编码方式

表6、连续导频传输的系统信息

表6中各比特具体所包含信息内容如下：

1)bit0～bit5为当前时隙号，取值范围0～39；

2)bit6为字节交织器同步标识，该比特取值为1时标识本时隙为字节交织器起始时隙；

3)bit7为控制逻辑信道变更指示，其采用差分调制的方式指示终端控制逻辑信道配置信息变更。所述差分方式如下：假设上一帧bit7传送的是a，0或者1，而系统控制信道配置信息将在下一帧发生变更，则在本帧中传送

并保持下去，直到发生下次变更。

4)bit8～bit15保留。

连续导频以

的方式映射到子载波上。同一时隙内不同OFDM符号的相同连续子载波点上传输的符号相同。

记n为每个时隙中OFDM符号的编号，0≤n≤52；m为每个OFDM符号中离散导频对应的子载波编号，则m取值如下：

当mod(n，2)＝0

m = \{\begin{matrix} 8 p + 1, & p = 0,1,2, \cdot \cdot \cdot, 141 \\ 8 p + 3, & p = 142,143,144, \cdot \cdot \cdot, 283 \end{matrix}

当mod(n，2)＝1

m = \{\begin{matrix} 8 p + 5, & p = 0,1,2, \cdot \cdot \cdot, 141 \\ 8 p + 7, & p = 142,143,144, \cdot \cdot \cdot, 283 \end{matrix}

离散导频全部取值为1+0j。

图12中，按子载波、OFDM符号的前后顺序映射数据信号。每个OFDM符号的有效子载波中除离散导频和连续导频外的子载波为数据子载波。每个时隙中共有101442个数据子载波，其中前101376个数据子载波用于承载星座映射后的数据符号，最后66个数据子载波填充0+0j。

本发明提出的上述技术方案，根据系统的实际带宽，合理设置、分配系统的连续导频、离散导频、数字子载波，使得移动多媒体广播发送系统合理设置系统开销，有效利用频谱资源传输数据。

图12所示时频格栅上的所有符号(有效子载波)，包括数据子载波、离散导频和连续导频等，均被一个复伪随机序列P_c(i)扰码。所述复伪随机序列P_c(i)的生成方式如下：

P_{c} (i) = \frac{\sqrt{2}}{2} [(1 - 2 S_{i} (i)) + j (1 - 2 S_{q} (i))],

其中，S_i(i)和S_q(i)为二进制伪随机序列(PRBS)。

图13为PRBS生成方法的示意图。

如图所示，PRBS的生成多项式为：x¹²+x¹¹+x⁸+x⁶+1，与图示的移位寄存器结构相对应。移位寄存器的初始值由扰码模式确定，其对应关系如下：

1)扰码模式0：初始值0000 0000 0001；

2)扰码模式1：初始值0000 1001 0011；

3)扰码模式2：初始值0000 0100 1100；；

4)扰码模式3：初始值0010 1011 0011；

5)扰码模式4：初始值0111 0100 0100；

6)扰码模式5：初始值0100 0100 1100；

7)扰码模式6：初始值0001 0110 1101；

8)扰码模式7：初始值1010 1011 0011。

PRBS在每个时隙开头重置，所有时隙都被相同图样扰码。

该扰码通过将有效子载波上的复符号和复伪随机序列P_c(i)进行复数乘法而实现，所述扰码的表达式为：

Y_n(i)＝X_n(i)×P_c(n×2276+i)，0≤i≤2275，0≤n≤52

其中，X_n(i)为扰码前每个时隙第n个OFDM符号上的第i个有效子载波，Y_n(i)为扰码后的有效子载波。

图14为OFDM符号子载波结构示意图。

上述插入导频并加扰后OFDM有效子载波Y_n(i)，0≤i≤N_S-1通过IFT映射为OFDM符号，映射方式为：

S_{n} (t) = \frac{1}{\sqrt{N_{S}}} Σ_{i = 0}^{N_{S} - 1} Z_{n} (i) e^{j 2 πi {(Δf)}_{S} (t - T_{CP}), 0 \leq t \leq T_{S}, 0 \leq n \leq 52,}

其中，S_n(t)为时隙中第n个OFDM符号，N_S为OFDM符号子载波数，Z_n(i)为第n个OFDM符号的IFT输入信号，(Δf)_S为OFDM符号的子载波间隔，取值为2.44140625kHz，T_CP为OFDM符号循环前缀长度，取值为51.2μs，T_S为OFDM符号长度，取值为460.8μs。

OFDM符号子载波数N_S＝4096，IFT输入信号Z_n(i)与OFDM频域有效子载波Y_n(i)的映射关系为：

经过IFFT变换的OFDM符号按照图7所述，加入循环前缀(CP)，组成时域OFDM符号。

调制后的OFDM符号，按照图4所述的帧结构，依次加入保护间隔、同步信号、发射机识别信号后组成时隙。再将40个时隙连接组成物理层信号帧。

本系统的上层数据流可以采用包括H.264、AVS、MPEG-2、MPEG-4等视频流，AC-3、AAC等音频流，和其它多种数据类型的数据格式。对数据编码可包括单一媒体(例如视频源编码、文本)和多媒体(音频、视频、文本和数据的混合)在内的各种类型的广播数据。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims

1.一种移动多媒体广播发送系统，其特征在于，包括：

RS编码与字节交织器，用于通过物理逻辑信道对上层数据流进行RS编码和字节交织；

LDPC编码器，用于对所述RS编码与字节交织器输出的数据进行LDPC编码，得到比特数据；

比特交织器，用于对所述LDPC编码器输出的比特数据进行比特交织；

星座映射器，用于对所述比特交织器输出的数据进行星座映射；

频域符号生成器，用于将离散导频、包含有系统信息的连续导频和经过星座映射的数据符号复接在一起组成OFDM频域符号；

扰码器，用于使用伪随机序列对所述OFDM频域符号进行扰码；

IFFT变换器，用于将所述扰码器输出的频域符号经过IFFT变换后产生OFDM时域符号；

时域组帧器，用于将所述OFDM时域符号组成时隙后，连接组成物理层信号帧；

发射器，用于将所述物理层信号帧从基带信号变换至射频后发射，其中所述发射器使用无线信道内任意6MHz带宽发射信号；

其中，所述LDPC编码后的输出块长为9216比特，码率分别为1/2和3/4，对应不同的码率，所述字节交织器相应的交织模式分别为：

其中，MI为字节交织器的行数，字节交织器中的全部字节为MI×192字节；

所述比特交织器采用384×264的块交织器；从LDPC编码器输出的比特数据按照从上到下的顺序依次写入所述块交织器的每一行，直至填满整个块交织器，再从左到右的按列依次读出，其中比特交织器的输出与时隙对齐；

所述频域符号生成器在每个OFDM符号中将284个离散导频、78个连续导频、1914个数据子载波复接在一起，成为2276个有效子载波。

2.如权利要求1所述的移动多媒体广播发送系统，其特征在于，所述物理层信号帧长度为1秒，包括40个长度为25毫秒的时隙，所述时隙包括1个信标和53个OFDM符号，所述信标包括1个发射机标识信号和2个相同的同步信号，所述发射机标识信号由频域随机序列依次进行BPSK映射和IFFT变换后再经过周期延拓而得到，所述同步信号通过截取频域随机序列后，依次进行BPSK和IFFT变换而得到。

3.如权利要求2所述的移动多媒体广播发送系统，其特征在于，所述发射机标识信号通过141比特信息标识，承载所述发射机标识信号的子载波数N_ID＝256，通过BPSK调制，所述发射机标识信号X_ID(i)由发射机标识序列TxID(k)映射产生，映射方式为：

4.如权利要求2所述的移动多媒体广播发送系统，其特征在于，所述同步信号S_b(t)为频带受限的伪随机信号，长度T_b为204.8μs，

5.如权利要求4所述的移动多媒体广播发送系统，其特征在于，所述二进制伪随机序列由线性反馈移位寄存器产生，移位寄存器的初始值为01110101101，生成多项式为：x¹¹+x⁹+1。

6.如权利要求2所述的移动多媒体广播发送系统，其特征在于，所述发射机标识、同步信号和OFDM符号间采用带窗函数的保护间隔相交叠，所述窗函数的表达式为：

其中，t为时间变量，T为常数，T_GD为所述保护间隔的长度。

7.如权利要求1所述的移动多媒体广播发送系统，其特征在于，所述RS编码是由原始的RS(255，M)系统码通过截短后产生的RS(192，K)截短码，其中M＝K+63，K为一个码字中信息序列的字节数，所述RS(255，M)系统码的每个码元取自域GF(256)，该域的生成多项式为p(x)＝x⁸+x⁴+x³+x²+1。

8.如权利要求7所述的移动多媒体广播发送系统，其特征在于，所述RS(192，K)码包括4种模式，这4种模式中K的取值分别为K＝192、K＝168、K＝160和K＝144。

9.如权利要求8所述的移动多媒体广播发送系统，其特征在于，所述RS(192，K)码的生成多项式的表达式为

当K＝192时，RS(192，192)的生成多项式表达式的系数g_i为：

i g_i

0 1

当K＝168时，RS(192，168)的生成多项式表达式的系数g_i为：

当K＝160时，RS(192，160)的生成多项式表达式的系数g_i为：

当K＝144时，RS(192，144)的生成多项式表达式的系数g_i为：

10.如权利要求9所述的移动多媒体广播发送系统，其特征在于，所述上层数据流以字节为单位，从左至右逐列输入RS编码与字节交织器，其中，RS编码按行进行编码，字节交织器的起始字节映射在某个时隙的起始点发送。

11.如权利要求1所述的移动多媒体广播发送系统，其特征在于，所述78个连续导频使用所述2276个有效子载波中第0，2，40，92，124，138，178，200，206，234，280，292，342，384，390，410，472，496， 502，526，564，616，638，662，706，742，762，768，814，842，866，884，942，974，1004，1020，1052，1134，1137，1138，1140，1222，1254，1270，1300，1368，1390，1408，1432，1460，1506，1512，1532，1568，1612，1636，1658，1710，1748，1772，1778，1802，1864，1884，1890，1932，1982，1994，2040，2068，2074，2096，2136，2150，2182，2234，2272，2275个子载波，并在其中第2，496，1368，1802，40，502，1390，1864，92，526，1408，1884，124，564，1432，1890，138，616，1460，1932，178，638，1506，1982，200，662，1512，1994，206，706，1532，2040，234，742，1568，2068，280，762，1612，2074，292，768，1636，2096，342，814，1658，2136，384，842，1710，2150，390，866，1748，2182，410，884，1772，2234，472，942，1778，2272共64个子载波中承载16比特系统信息，所述系统信息包括长度为6比特的时隙号、长度为1比特的字节交织器同步标识、长度为1比特的控制逻辑信道变更指示和长度为8比特的保留字；所述连续导频以

12.如权利要求11所述的移动多媒体广播发送系统，其特征在于，当每个时隙中OFDM符号的编号为n时，OFDM符号中离散导频对应的子载波编号m取值为：

当mod(n，2)＝0

当mod(n，2)＝1

离散导频全部取值为1+0j。

13.如权利要求1所述的移动多媒体广播发送系统，其特征在于，所述扰码器使用的伪随机序列的生成多项式为：x¹²+x¹¹+x⁸+x⁶+1；所述扰码分为8种模式，对应的寄存器初始值分别为：

1)扰码模式0：初始值0000 0000 0001，

2)扰码模式1：初始值0000 1001 0011，

3)扰码模式2：初始值0000 0100 1100，

4)扰码模式3：初始值0010 1011 0011，

5)扰码模式4：初始值0111 0100 0100，

6)扰码模式5：初始值0100 0100 1100，

7)扰码模式6：初始值0001 0110 1101，

8)扰码模式7：初始值1010 1011 0011；

14.如权利要求1所述的移动多媒体广播发送系统，其特征在于，所述IFFT变换器将2276个有效子载波放在4096个子载波的第1～1138和第2958～4095子载波上后进行4096点IFFT变换。

15.如权利要求1至14之一所述的移动多媒体广播发送系统，其特征在于，所述时域组帧器将调制后的OFDM符号依次加入保护间隔、同步信号、发射机识别信号后组成时隙，再将40个时隙连接组成物理层信号帧。