CN101645861B - 对接收信号进行同步跟踪的方法及系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种对接收信号进行同步跟踪的方法及系统。其中，该方法包括：对接收信号进行信道估计，得出信道估计结果；根据信道估计结果中的主径峰值、及主径峰值附近的采样点的信道估计值对接收信号的采样频偏进行同步跟踪，并根据主径峰值对接收信号的载波频偏进行同步跟踪。通过本发明，可以在对接收信号的跟踪阶段对这接收信号的采样频偏和载波频偏进行估计和纠正，从而可以确保系统始终工作在较好的状态。

Description

对接收信号进行同步跟踪的方法及系统

技术领域

本发明涉及信号同步方法，更具体地涉及一种对接收信号进行同步跟踪的方法及系统。

背景技术

数字电视从上世纪八十年代末开始研制，发展至今已有二十年的时间，很多国家或者公司都投入了大量精力来制定数字电视的传输标准和进行产业化。目前，存在四种数字电视地面传输标准：

1)美国高级系统委员会(Advanced Television SystemsCommittee，简称ATSC)研发的格形编码的八电平残留边带(Trsllis-Coded 8-Level Vestigial Side-band，简称8-VSB)调制系统。

2)欧洲数字视频地面广播(Digital Video TerrestrialBroadcasting-Terrestrial，简称DVB-T)标准采用的编码正交频分复用(Coded Orthogonal Frequency Division Multiplexing，简称COFDM)调制系统。

3)日本地面综合业务数字广播(Integrated Service DigitalBroadcasting-Terrestrial，简称ISDB-T)采用的频带分段传输(Bandwidth Segmented Transmission，简称B ST)正交频分复用)(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，简称OFDM)调制系统。

4)中国数字电视地面广播传输系统(Digital TelevisionTerrestrial Broadcasting，简称DTTB)标准采用的单载波和多载波OFDM调制方案。

中国的DTTB使用广播频谱，每个频道的有效净荷的信息传输速率在8MHz的带宽下可高达33Mbps。系统的核心采用m正交幅度调制/四相移键控(Quadrature Amplitude Modulation，简称QAM/QuadriPhase Shift Keying，简称QPSK)等调制技术，其频谱效率可以高达4Bit/s/Hz。系统使用更加优化的前向纠错码(Forward ErrorCorrection，简称FEC)来抵抗突发误码，例如低密度奇偶校验(LowDensity Parity Check，简称LDPC)码等。

为了实现快速和稳定的同步，DTTB传输系统采用了分级帧结构。它具有周期性，并且可以和绝对时间同步。数据帧采用四层结构。帧结构的基本单元称为信号帧，信号帧由帧头和帧体两部分组成。超帧定义为一组信号帧。分帧定义为一组超帧。帧结构的顶层称为日帧(Calendar Day Frame，简称CDF)。信号结构是周期的，并与自然时间保持同步。

DTTB传输系统的信号帧使用时域同步的正交频分复用调制，或者称为以PN序列为保护间隔的正交频分复用调制。一个信号帧由帧头和帧体两部分组成，它们具有相同的基带符号速率7.56MS/s。一个信号帧可以作为一个正交频分复用(OFDM)块。一个OFDM块进一步分成一个保护间隔和一个离散傅里叶逆变换(InverseDiscrete Fourier Transform，简称IDFT)块。对于DTTB系统的信号帧来说，帧同步序列作为OFDM的保护间隔，帧体作为IDFT块。

帧头部分由PN序列构成，帧头长度有三种选项。帧头信号采用I路和Q路相同的4QAM调制。帧头的PN序列除了作为OFDM块的保护间隔外，还可以在接收端用于信号帧的帧同步、载波恢复和跟踪、符号时钟恢复、信道估计等用途。

OFDM系统的每个子载波的带宽较窄，各个子载波需要保持正交，因而对系统的同步性能非常敏感。由于多普勒频移、发射和接收机的晶振频率不一致等因素的影响，系统的载波频率会发生偏移，从而造成子载波间干扰，影响解调性能。所以，精确同步在OFDM系统中非常重要。

目前已有的OFDM信号同步方法主要是根据提供的已知辅助数据(在DTTB系统中是帧头PN序列)进行或者在无辅助数据的条件下进行。同步过程一般被分为两个阶段：捕获和跟踪。经过同步捕获阶段，由于接收机跟发射机的载波频率不一致造成的载波频偏大部分已经消除，但是仍存在残余载波频偏；另一方面，由于接收机跟发射机的采样时钟频率不一致造成的采样时钟频偏会造成一定的采样定时误差。在跟踪阶段需要对这两个频偏进行估计和纠正，以确保系统始终工作在较好的状态。

发明内容

鉴于以上所述的一个或多个问题，本发明提供了一种对接收信号进行同步跟踪的方法及系统。

根据本发明实施例的对接收信号进行同步跟踪的方法，包括：对接收信号进行信道估计，得出信道估计结果；根据信道估计结果中的主径峰值、及主径峰值附近的采样点的信道估计值对接收信号的采样频偏进行同步跟踪，并根据主径峰值对接收信号的载波频偏进行同步跟踪。

其中，对接收信号的采样频偏进行同步跟踪的过程包括：根据主径峰值、及主径峰值之前和之后的第n个采样点的信道估计值，得出接收信号的当前帧的采样偏差，其中，n为大于等于1、且小于对接收信号进行过采样时所用的过采样倍数的整数；将接收信号的当前帧的采样偏差和接收信号的前一帧的采样偏差进行比较，得出比较结果，并根据比较结果得出接收信号的采样时间相对偏差；以及根据接收信号的采样时间相对偏差，对接收信号的采样频偏进行调整。

其中，根据主径峰值的幅度和主径峰值之前和之后的第n个采样点的信道估计值的幅度得出接收信号的当前帧的采样偏差，其中，接收信号的当前帧的采样偏差与 $\mathrm{\α}=\frac{\left|\hat{h}(n_{\max }-n)\right|-\left|\hat{h}(n_{\max }+n)\right|}{\left|\hat{h}\left(n_{\max }\right)\right|}$ 成正比，

是主径峰值，

和分别是主径峰值之前和之后的第n个采样点的信道估计值。

另外，也可以根据主径峰值的功率和主径峰值之前和之后的第n个采样点的信道估计值的功率得出接收信号的当前帧的采样偏差，其中，接收信号的当前帧的采样偏差与 $\mathrm{\β}=\frac{{\left|\hat{h}(n_{\max }-n)\right|}^2-{\left|\hat{h}(n_{\max }+n)\right|}^2}{{\left|\hat{h}\left(n_{\max }\right)\right|}^2}$ 成正比，

是主径峰值，

和

分别是主径峰值之前和之后的第n个采样点的信道估计值。

其中，在得出接收信号的采样时间相对偏差之后，对接收信号的采样频偏进行调整之前，还包括：使用数字锁相环锁定得出的接收信号的采样时间相对偏差。

其中，根据接收信号的当前帧的主径峰值和接收信号的前一帧的主径峰值之间的相位差对接收信号的载波频偏进行同步跟踪。

根据本发明实施例的对接收信号进行同步跟踪的系统，包括：信道估计单元，用于对接收信号进行信道估计，得出信道估计结果；同步跟踪单元，用于根据信道估计结果中的主径峰值、及主径峰值附近的采样点的信道估计值对接收信号的采样频偏进行同步跟踪，并根据主径峰值对接收信号的载波频偏进行同步跟踪。

其中，同步跟踪单元包括：采样偏差获取单元，用于根据主径峰值、及主径峰值之前和之后的第n个采样点的信道估计值，得出接收信号的当前帧的采样偏差，其中，n为大于等于1、且小于对接收信号进行过采样时所用的过采样倍数的整数；相对偏差获取单元，用于将接收信号的当前帧的采样偏差和接收信号的前一帧的采样偏差进行比较，得出比较结果，并根据比较结果得出接收信号的采样时间相对偏差；采样频偏调整单元，用于根据接收信号的采样时间相对偏差，对接收信号的采样频偏进行调整；以及载波频偏调整单元，用于根据主径峰值对接收信号的载波频偏进行同步跟踪。

其中，在采样频偏获取单元根据主径峰值的幅度和主径峰值之前和之后的第n个采样点的信道估计值的幅度得出接收信号的当前帧的采样偏差的情况下，接收信号的当前帧的采样偏差与 $\mathrm{\α}=\frac{\left|\hat{h}(n_{\max }-n)\right|-\left|\hat{h}(n_{\max }+n)\right|}{\left|\hat{h}\left(n_{\max }\right)\right|}$ 成正比，

是主径峰值，

和

分别是主径峰值之前和之后的第n个采样点的信道估计值。在采样频偏获取单元根据主径峰值的功率和主径峰值之前和之后的第n个采样点的信道估计值的功率得出接收信号的当前帧的采样偏差的情况下，接收信号的当前帧的采样偏差与 $\mathrm{\β}=\frac{{\left|\hat{h}(n_{\max }-n)\right|}^2-{\left|\hat{h}(n_{\max }+n)\right|}^2}{{\left|\hat{h}\left(n_{\max }\right)\right|}^2}$ 成正比，

是主径峰值，

和

分别是主径峰值之前和之后的第n个采样点的信道估计值。

根据本发明实施例的对接收信号进行同步跟踪的系统，还包括：锁相环单元，用于锁定接收信号的采样时间相对偏差。

通过本发明，可以在对接收信号的跟踪阶段对这接收信号的采样频偏和载波频偏进行估计和纠正，从而可以确保系统始终工作在较好的状态。

附图说明

此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的限定。在附图中：

图1a至图1c是示出作为DTTB数据帧结构的基本单元的信号帧的结构的示意图；

图2a和图2b是示出根据本发明实施例的模式1和模式3的帧头结构的示意图；

图3是示出根据本发明实施例的对接收信号进行同步跟踪的方法；

图4是示出根据本发明实施例的采样频偏跟踪原理的框图；

图5是示出根据本发明实施例的信道估计采样结果的曲线图；

图6是示出根据本发明实施例的存在采样频偏时两帧的信道估计采样结果的曲线图；以及

图7是示出根据本发明实施例的载波频偏跟踪原理的框图。

具体实施方式

下面参考附图，详细说明本发明的具体实施方式。

DTTB数据帧结构的基本单元为信号帧，一个信号帧由帧头和帧体两部分组成，它们具有相同的基带符号速率7.56MS/s。帧体部分包含36个符号的系统信息和3744个符号的数据，共3780个符号。帧体数据有单载波和OFDM两种模式。帧头部分由PN序列构成，采用I路和Q路相同的QPSK调制，帧头长度有3种模式：420个符号(即55.6us)的模式(模式1)、595个符号(即78.8us)的模式(模式2)、以及945个符号(即125us)的模式(模式3)，其中，模式1和3用于OFDM帧体，模式2用于单载波帧体，如图1a至图1c所示。本发明主要考虑的是OFDM帧体，也就是模式1和3。

帧头模式1的帧头信息长度为N＝n_h+n_pn+n_t＝420个符号，由n_h＝82个符号的前同步、n_pn＝255个符号的PN序列(PN255)、和n_t＝83个符号的后同步构成，前同步和后同步是PN255的循环扩展，如图2a所示。每255个信号帧组成1个超帧，超帧中各信号帧的帧头采用不同相位的PN信号。

帧头模式3的帧头信息长度为N＝n_h+n_pn+n_t＝945个符号，由n_h＝217个符号的前同步、n_pn＝511个符号的PN序列(PN511)、和n_t＝217个符号的后同步构成，前同步和后同步是PN511的循环扩展，如图2b所示。每200个信号帧组成1个超帧，超帧中各信号帧的帧头采用不同相位的PN信号。

帧头的PN序列除了作为帧体之间的保护间隔外，在接收端还可以用于信号帧的帧同步、载波恢复和跟踪、符号时钟恢复、信道估计等用途。

采样频偏是由于本地接收机的接收采样时钟与发送采样时钟之间存在频率偏差引起的，导致接收采样位置逐渐偏移，对于OFDM系统而言，会引起快速傅立叶变换(Fast Fourier Transform，简称FFT)窗出现偏移，造成当前OFDM符号各个子载波上出现相位偏移，且偏移量与子载波号成正比。同时，下变频后得到的基带信号中残留有部分载波频偏，在残留载波频偏较小时，相当于引起了当前OFDM符号的各个子载波上出现大致相同的相位偏移。在包含导频信号的OFDM系统中，可以根据各子载波上的相位偏差基本线性变化的特点，利用导频进行频偏估计。在DTTB等没有频域导频信号的系统中，需要采用新的方法来进行。下面我们以帧头模式1为例，来说明采样频偏和载波频偏的跟踪方法。

如图3所示，根据本发明实施例的对接收信号进行同步跟踪的方法包括：S302，对接收信号进行信道估计，得出信道估计结果；S304，根据信道估计结果中的主径峰值、及主径峰值附近的采样点的信道估计值对接收信号的采样频偏进行同步跟踪，并根据主径峰值对接收信号的载波频偏进行同步跟踪。

其中，如图4所示，对接收信号的采样频偏进行同步跟踪的过程包括：根据主径峰值、及主径峰值之前和之后的第n个采样点的信道估计值，得出接收信号的当前帧的采样偏差，其中，n为大于等于1、且小于对接收信号进行过采样时所用的过采样倍数的整数；将接收信号的当前帧的采样偏差和接收信号的前一帧的采样偏差进行比较，得出比较结果，并根据比较结果得出接收信号的采样时间相对偏差；以及根据接收信号的采样时间相对偏差，对接收信号的采样频偏进行调整。其中，可以在得出接收信号的采样时间相对偏差之后，对接收信号的采样频偏进行调整之前，使用数字锁相环锁定得出的接收信号的采样时间相对偏差。

具体地，当接收机的基带处理采用2倍过采样，也就是采样频率f_s＝15.12MHz为符号率R_s＝7.56MS/s的2倍时，对应的采样时间间隔为T_s＝1/f_s。截取接收到的帧头PN序列，采用与接收机已知的发送PN序列进行卷积或者其它方法估计出信道时域信息h(n)。实际的信道h(t)是连续的，其幅度如图5中的虚线所示，理想采样得到的信道估计结果是图5中标有黑色圆圈的点，即 $\tilde{h}\left(n\right)=h\left(n{T}_s\right),$ 而根据实际采样得到的信道估计结果则是其中标有“

”的点，即 $\hat{h}\left(n\right)=h(n(T_s+\mathrm{\Δ}{T}_s)+t_0).$ 找到主径

即所有信道估计结果中幅度最大的信道估计结果，根据它和左右两个点的幅度，可以认为实际采样位置跟理想采样位置的偏离与 $\mathrm{\α}=\frac{\left|\hat{h}(n_{\max }-1)\right|-\left|\hat{h}(n_{\max }+1)\right|}{\left|\hat{h}\left(n_{\max }\right)\right|}$ 成正比，在主径包络近似于sinc函数时可以认为比例系数是3/4，即本帧的采样偏差

在没有采样频偏时，本帧的采样偏差跟上帧的

保持一致；如果有采样间隔时偏ΔT_s，则2帧之间经过了N_ofdm＝(3780+420)*2＝8400个采样(对于帧头模式3则经过了N_ofdm＝(3780+945)*2＝9450)，采样偏差会发生变化，如图6所示，变化值为

由此可以得到采样时间相对偏差

根据该值即可调整采样频偏。在采样频偏较大时，可能会发生本帧主径与上帧相差1个或2个采样的情况，把这部分也加入到

中，可以增加采样频偏跟踪的工作范围。

在估计采样偏差时，也可以利用主径峰值和它左右两个采样点的功率，认为实际采样位置跟理想采样位置的偏离与 $\mathrm{\β}=\frac{{\left|\hat{h}(n_{\max }-1)\right|}^2-|\hat{h}(n_{\max }+1){|}^2}{{\left|\hat{h}\left(n_{\max }\right)\right|}^2}$ 成正比，在主径包络近似于sinc函数时可以认为比例系数是9/16，即本帧的采样偏差

另外，在接收机的基带处理采用的过采样倍数不是2而是k(k可以是大于1.5的整数或分数)时，实际采样位置跟理想采样位置的偏离同样可以近似认为与 $\mathrm{\α}=\frac{\left|\hat{h}(n_{\max }-n)\right|-\left|\hat{h}(n_{\max }+n)\right|}{\left|\hat{h}\left(n_{\max }\right)\right|},$ $\mathrm{\β}=\frac{{\left|\hat{h}(n_{\max }-n)\right|}^2-{\left|\hat{h}(n_{\max }+n)\right|}^2}{{\left|\hat{h}\left(n_{\max }\right)\right|}^2}$ 成正比，其中n是整数，且1≤n＜k，只是比例系数需要进行相应的调整。

由于接收信号中有噪声，为避免估计出的采样时间偏差随噪声的抖动影响采样频偏纠正性能，可以用数字锁相环DPLL将采样频偏锁定。然后根据锁定的采样频偏，通过重采样等方法，对后来接收到的采样信号进行频偏纠正，再把纠正后的采样信号送入信道估计模块和解调模块。

在采样频偏锁定后，还需要考虑残留载波频偏的跟踪，根据本发明实施例的载波频偏跟踪方法如图7所示。具体地，由于已经经过同步捕获阶段，因此残余的载波频偏Δf_c已经较小。同样截取接收到的帧头PN序列，采用与接收机已知的发送PN序列进行卷积或者其它方法估计出信道时域信息h(n)。在无载波频偏时，忽略信道时变和噪声的影响，本帧主径h(n_max)＝h(n_maxT_s+t₀)和上帧主径相同，没有相位的变化。在载波频偏为Δf_c时，上帧主径 ${\hat{h}}_{i-1}\left(n_{\max }\right)=h(n_{\max }{T}_s+t_0)e^{{\mathrm{\φ}}_0},$ 本帧主径则为 ${\hat{h}}_i\left(n_{\max }\right)=h(n_{\max }{T}_s+t_0)e^{{\mathrm{\φ}}_0+j2\mathrm{\π\Δ}{f}_c/f_s{N}_{\mathrm{ofdm}}},$ 发生了相位旋转，因此只要计算 $\mathrm{\Δ}{f}_c=\frac{\∠{\hat{h}}_i\left(n_{\max }\right)-\∠{\hat{h}}_{i-1}\left(n_{\max }\right)}{2\mathrm{\π}{N}_{\mathrm{ofdm}}}{f}_s,$ 即可估计出载波频偏。由于角度以2π为周期重复，因此用这种方法进行载波频偏估计，要求前面的同步模块已经将载波频偏纠正到

之内，即±900Hz之内(对于帧头模式3则要求在±800Hz之内)，如需估计更大的频偏则应修改算法。

与采样频偏一样，为避免估计出的载波频偏随噪声的抖动影响载波频偏纠正性能，可以用数字锁相环DPLL将载波频偏锁定。然后根据锁定的载波频偏，通过给各采样乘上相应的相位偏转等方法，对后来接收到的采样信号进行频偏纠正，再把纠正后的采样信号送入信道估计模块和解调模块。

由以上所述可以知道，用于实现以上所述方法的对接收信号进行同步跟踪的系统包括：信道估计单元，用于对接收信号进行信道估计，得出信道估计结果；同步跟踪单元，用于根据信道估计结果中的主径峰值、及主径峰值附近的采样点的信道估计值对接收信号的采样频偏进行同步跟踪，并根据主径峰值对接收信号的载波频偏进行同步跟踪。

其中，同步跟踪单元包括：采样偏差获取单元，用于根据主径峰值、及主径峰值之前和之后的第n个采样点的信道估计值，得出接收信号的当前帧的采样偏差，其中，n为大于等于1、且小于对接收信号进行过采样时所用的过采样倍数的整数；相对偏差获取单元，用于将接收信号的当前帧的采样偏差和接收信号的前一帧的采样偏差进行比较，得出比较结果，并根据比较结果得出接收信号的采样时间相对偏差；采样频偏调整单元，用于根据接收信号的采样时间相对偏差，对接收信号的采样频偏进行调整；以及载波频偏调整单元，用于根据主径峰值对接收信号的载波频偏进行同步跟踪。

其中，在采样频偏获取单元根据主径峰值的幅度和主径峰值之前和之后的第n个采样点的信道估计值的幅度得出接收信号的当前帧的采样偏差的情况下，接收信号的当前帧的采样偏差与 $\mathrm{\α}=\frac{\left|\hat{h}(n_{\max }-n)\right|-\left|\hat{h}(n_{\max }+n)\right|}{\left|\hat{h}\left(n_{\max }\right)\right|}$ 成正比，

是主径峰值，

和分别是主径峰值之前和之后的第n个采样点的信道估计值。在采样频偏获取单元根据主径峰值的功率和主径峰值之前和之后的第n个采样点的信道估计值的功率得出接收信号的当前帧的采样偏差的情况下，接收信号的当前帧的采样偏差与 $\mathrm{\β}=\frac{{\left|\hat{h}(n_{\max }-n)\right|}^2-{\left|\hat{h}(n_{\max }+n)\right|}^2}{{\left|\hat{h}\left(n_{\max }\right)\right|}^2}$ 成正比，

是主径峰值，

和

分别是主径峰值之前和之后的第n个采样点的信道估计值。

根据本发明实施例的对接收信号进行同步跟踪的系统，还包括：锁相环单元，用于锁定接收信号的采样时间相对偏差。

以上所述仅为本发明的实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的权利要求范围之内。

Claims (8)

1.一种对接收信号进行同步跟踪的方法，其特征在于，包括：

对接收信号进行信道估计，得出信道估计结果；

根据所述信道估计结果中的主径峰值、及所述主径峰值附近的采样点的信道估计值对所述接收信号的采样频偏进行同步跟踪，并根据所述主径峰值对所述接收信号的载波频偏进行同步跟踪，

其中，对所述接收信号的采样频偏进行同步跟踪的过程包括：

根据所述主径峰值、及所述主径峰值之前和之后的第n个采样点的信道估计值，得出所述接收信号的当前帧的采样偏差，其中，n为大于等于1、且小于对所述接收信号进行过采样时所用的过采样倍数的整数；

将所述接收信号的当前帧的采样偏差和所述接收信号的前一帧的采样偏差进行比较，得出比较结果，并根据所述比较结果得出所述接收信号的采样时间相对偏差；以及

根据所述接收信号的采样时间相对偏差，对所述接收信号的采样频偏进行调整，

根据所述主径峰值对所述接收信号的载波频偏进行同步跟踪包括：

根据所述接收信号的当前帧的主径峰值和所述接收信号的前一帧的主径峰值之间的相位差对所述接收信号的载波频偏进行同步跟踪。

2.根据权利要求1所述的对接收信号进行同步跟踪的方法，其特征在于，根据所述主径峰值的幅度和所述主径峰值之前和之后的第n个采样点的信道估计值的幅度得出所述接收信号的当前帧的采样偏差，其中，所述接收信号的当前帧的采样偏差与

成正比，是所述主径峰值，和

分别是所述主径峰值之前和之后的第n个采样点的信道估计值。

3.根据权利要求1所述的对接收信号进行同步跟踪的方法，其特征在于，根据所述主径峰值的功率和所述主径峰值之前和之后的第n个采样点的信道估计值的功率得出所述接收信号的当前帧的采样偏差，其中，所述接收信号的当前帧的采样偏差与

成正比，

是所述主径峰值，

和

分别是所述主径峰值之前和之后的第n个采样点的信道估计值。

4.根据权利要求1至3中任一项所述的对接收信号进行同步跟踪的方法，其特征在于，在得出所述接收信号的采样时间相对偏差之后，对所述接收信号的采样频偏进行调整之前，还包括：

使用数字锁相环锁定得出的所述接收信号的采样时间相对偏差。

5.一种对接收信号进行同步跟踪的系统，其特征在于，包括：

信道估计单元，用于对接收信号进行信道估计，得出信道估计结果；

同步跟踪单元，用于根据所述信道估计结果中的主径峰值、及所述主径峰值附近的采样点的信道估计值对所述接收信号的采样频偏进行同步跟踪，并根据所述主径峰值对所述接收信号的载波频偏进行同步跟踪，

其中，所述同步跟踪单元包括：

采样偏差获取单元，用于根据所述主径峰值、及所述主径峰值之前和之后的第n个采样点的信道估计值，得出所述接收信号的当前帧的采样偏差，其中，n为大于等于1、且小于对所述接收信号进行过采样时所用的过采样倍数的整数；

相对偏差获取单元，用于将所述接收信号的当前帧的采样偏差和所述接收信号的前一帧的采样偏差进行比较，得出比较结果，并根据所述比较结果得出所述接收信号的采样时间相对偏差；

采样频偏调整单元，用于根据所述接收信号的采样时间相对偏差，对所述接收信号的采样频偏进行调整；以及

载波频偏调整单元，用于根据所述主径峰值对所述接收信号的载波频偏进行同步跟踪。

6.根据权利要求5所述的对接收信号进行同步跟踪的系统，其特征在于，在所述采样频偏获取单元根据所述主径峰值的幅度和所述主径峰值之前和之后的第n个采样点的信道估计值的幅度得出所述接收信号的当前帧的采样偏差的情况下，所述接收信号的当前帧的采样偏差与

成正比，

是所述主径峰值，

和

分别是所述主径峰值之前和之后的第n个采样点的信道估计值。

7.根据权利要求5所述的对接收信号进行同步跟踪的系统，其特征在于，在所述采样频偏获取单元根据所述主径峰值的功率和所述主径峰值之前和之后的第n个采样点的信道估计值的功率得出所述接收信号的当前帧的采样偏差的情况下，所述接收信号的当前帧的采样偏差与

成正比，

是所述主径峰值，

和分别是所述主径峰值之前和之后的第n个采样点的信道估计值。

8.根据权利要求5至7中任一项所述的对接收信号进行同步跟踪的系统，其特征在于，还包括：

锁相环单元，用于锁定所述接收信号的采样时间相对偏差。

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