CN101461983B

CN101461983B - 一种用于除颤起搏电源中的升降压变换器

Info

Publication number: CN101461983B
Application number: CN 200710077353
Authority: CN
Inventors: 邵安岑; 张皖
Original assignee: Shenzhen Mindray Bio Medical Electronics Co Ltd
Current assignee: Shenzhen Mindray Bio Medical Electronics Co Ltd; Shenzhen Mindray Scientific Co Ltd
Priority date: 2007-12-18
Filing date: 2007-12-18
Publication date: 2013-06-05
Anticipated expiration: 2027-12-18
Also published as: CN101461983A

Abstract

一种用于除颤起博电源中的升降压变换器，包括反激变换器，工作在临界电流模式的PWM控制器，可调恒流源以及隔离反馈电路。反激变换器用于实现电压变换，可调恒流源用于将一控制电压转换成与之成比例的电流控制信号，隔离反馈电路的两输入端分别连接反激变换器输出电压端和电流控制信号，将反激变换器输出电压和电流控制信号进行叠加，并输出一调整电压作用于工作在临界电流模式的PWM控制器的反馈电压端，PWM控制器根据该调整电压控制反激变换器的开关管的导通时间，使反激变换器输出电压变化。本发明实现了变换器输入输出之间的隔离，输出电压可在低于或高于输入电压的大范围连续变化，以及控制电压V_C对输出电压成线性比例控制关系。

Description

一种用于除颤起搏电源中的升降压变换器

技术领域

本发明涉及电源升降压变换器，尤其涉及一种用于除颤起博电源中的升降压变换器。

背景技术

除颤监护仪具有无创起搏功能，能够通过病人胸部表面的电极施加电刺激，对除颤之后的心动过缓进行紧急治疗。对于除颤起搏而言，需要施加在电极上的电压可控(即受控制电压控制)，且在一较大范围内连续可调，即在其调节范围内，输出电压可能高于或低于输入电压。由于电极直接作用于人体，施加在电极上的输出电压需要和输入电压隔离，保证使用安全。

目前，宽输出电压的实现方案主要采用BUCK-BOOST变换器，该变换器既可以实现升压功能，又可以实现降压功能。图1是一种BUCK-BOOST电路，此变换器中Q1、Q2同时开通或同时关断。当输入电压高于输出电压时，Q1的作用和BUCK开关一样，D1作续流二极管。Q1、Q2同时开通时，输入电压加到电感两端，电感电流上升；Q1、Q2同时关断时，电感电流换到D1上，D2自动正向导通，和BUCK变换器工作模式相同。当输入电压低于输出电压时，Q2的作用类似于反激式开关，同样Q1、Q2同时导通和关断，关断时，电感电流换到D2上，D1自动导通。从而可以实现升压功能。相同的主电路，不经过工作模式转换，既可以实现升压功能又可以实现降压功能，通过调整控制电压，完成宽范围电压的输出。

但在除颤起搏应用环境中采用现有的技术的BUCK-BOOST变换器，具有以下的缺点：

1)主电路不能实现输入和输出的隔离，BUCK-BOOST电路输入输出共地，不能满足起搏电源输入和输出必须隔离的要求。

2)BUCK-BOOST虽然能够实现更大的输出电压范围，但是当输出电压变化范围大时，比如在输出从10V到150V变化时，电路会在电流断续模式、电流临界模式和电流连续模式之间转换，因此，变换器环路稳定性设计变得非常困难，不能够保证在三种工作模式下，电路都是稳定的。

3)驱动电路复杂。电路中需要有2个开关管Q1、Q2，Q1需要采用高边驱动，Q2采用低边驱动，通常采用门极驱动变压器来实现，增加了驱动电路的梯级、成本和复杂性，更重要的是，由于驱动变压器需要有复位时间，使得电路的最大占空比受到限制，同时输出电压受到限制。

因此，由于现有技术存在上述缺陷，需要提供一种适用于除颤起博电源中的升降压变换器。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是：提供一种适用于除颤起博电源中的升降压变换器。该升降压变换器可以在一定的输入直流电压下，通过控制电压，实现低于或高于输入电压的大范围变化的连续输出电压，并且输入和输出相互隔离。

本发明为解决上述技术问题所采用的技术方案为：

一种用于除颤起博电源中的升降压变换器，包括一反激变换器，一 PWM控制器，以及隔离反馈电路；

所述反激变换器中变压器的原边绕组串接开关管后作为该反激变换器的输入端，其副边绕组串接整流二极管后作为该反激变换器的输出端；

所述隔离反馈电路的一输入端连接所述反激变换器输出端，其另一输入端接一控制信号，所述隔离反馈电路用于将反激变换器输出电压的采样信号和所述控制信号进行叠加，并输出一调整电压作用于所述PWM控制器的反馈电压端；所述PWM控制器根据该调整电压控制所述开关管的导通时间，使反激变换器输出电压变化。

所述的升降压变换器，其中：所述控制信号为电流控制信号，并且所述升降压变换器还包括一可调恒流源，所述可调恒流源用于将一控制电压转换成与之成比例的所述电流控制信号，使反激变换器输出电压和所述控制电压成线性关系。

所述的升降压变换器，其中：所述PWM控制器为工作在临界电流模式的PWM控制器，包括有零电流检测端，其门信号输出端连接所述开关管的控制端，其反馈电压端连接所述隔离反馈电路输出端；所述升降压变换器还包括一零电流检测电路，用于检测流经所述整流二极管的电流，且当流经所述整流二极管的电流为零时，给出零信号作用于所述零电流检测端，用于重新置位工作在临界电流模式的PWM控制器的输出，使所述开关管开始新一周期的导通。

所述的升降压变换器，其中：所述零电流检测电路包括一辅助绕组和检测电阻，所述辅助绕组的一端经所述检测电阻连接所述零电流检测端，其另一端接地，所述辅助绕组通过与所述副边绕组的耦合，获得与所述输出电压成比例的辅助电压，当流经所述整流二极管的电流为零时，所述辅助电压下降到零，通过所述检测电阻作用于零电流检测端为零信号。

所述的升降压变换器，其中：所述隔离反馈电路包括一光耦合器、三端可调稳压器，以及取样电路；所述取样电路包括第四和第三电阻，二者串接在反激变换器输出电压端和地之间，第三电阻为取样电阻；所述三端可调稳压器串接在光耦合器的发光二极管阴极与地之间，其调整端连接所述第四和第三电阻的节点，所述光耦合器的光电管输出所述调整电压。

所述的升降压变换器，其中：所述可调恒流源包括一误差放大器，以及电流调整管，所述误差放大器的正输入端施加所述控制电压，其负输入端与所述电流调整管的射极相连后经第二电阻接地，其输出端经第五电阻连接所述电流调整管的控制端，所述电流调整管的集电极连接所述隔离反馈电路第四和第三电阻的节点。

本发明的有益效果为：本发明的升降压变换器由于主电路是反激变换器(FLYBACK变换器)，实现了输入输出之间的隔离，保证了系统的安全，并且由于FLYBACK变换器只需要一个开关管，可采用低边驱动，PWM控制器不需要附加额外的电路，可直接驱动，电路简单可靠，输出电压可在低于或高于输入电压的大范围连续变化。

又因本发明的FLYBACK变换器工作于临界电流工作模式，和固定开关频率工作模式相比，在相同功率条件下，由于临界电流工作模式没有死区时间，其峰值电流较低，电路的功耗较低，并且在输出电压变化范围较大的情况下，由于只存在一种临界电流工作模式，变换器环路的稳定性更加直接简单，便于电路稳定性设计。

同时本发明由于采用可调恒流源来调整输出电压，实现控制电压对输出电压的线性比例控制关系，可提高输出电压的调整精度。

附图说明

图1为现有技术的BUCK-BOOST电路原理图；

图2为本发明升降压变换器原理框图；

图3为本发明升降压变换器具体实现方式的原理图；

图4为本发明隔离反馈电路和可调电流源原理图。

具体实施方式

下面根据附图和实施例对本发明作进一步详细说明：

如图2、3所示，本发明的升降压变换器包括4部分电路，分别为反激变换器(FLYBACK变换器)、脉宽调制控制器(PWM控制器)、隔离反馈电路(Isolated Feedback)和可调电流源。

FLYBACK变换器包括变压器T1、开关管Q2、整流二极管D1及电容C1，变压器原边绕组N1串接开关管Q2后作为FLYBACK变换器的输入端，变压器其副边绕组N2串接整流二极管D1后作为该FLYBACK变换器的输出端，电容C1并联在FLYBACK变换器输出端。FLYBACK变换器作为本发明升降变换器的主电路，用以实现电压变换和输入输出之间的电气隔离。

隔离反馈电路用以实现输出与输入的闭环控制，并达到安全隔离的目的。隔离反馈电路具有两个输入端和一输出端，其中一输入端连接FLYBACK变换器的输出电压VOUT端，另一输入端接一控制信号，该控制信号可以是电压控制信号，也可以是电流控制信号。隔离反馈电路的工作原理是将FLYBACK变换器输出电压采样信号和控制信号进行叠加处理后，输出一调整电压作用于PWM控制器的反馈电压端(FB端)，调整PWM控制器的FB端电压。而PWM控制器的FB端电压直接决定了开关管Q2的导通时间ton，Q2导通时FLYBACK变换器的变压器T1 储存能量，当Q2截止时，变压器T1储存的能量经D1传送到电容C1和负载，此时绕组N2上电压近似等于输出电压VOUT。PWM控制器根据隔离反馈电路输出的调整电压，控制开关管Q2的导通时间，从而控制FLYBACK变换器占空比，实现对FLYBACK变换器输出电压VOUT大范围的调整。

为了提高输出电压的调整精度，本发明采用了可调电流源，用于将一控制电压V_C转换成与之成比例的电流控制信号，并使电流控制信号作用于隔离反馈电路的输入端，实现控制电压V_C对输出电压VOUT的线性比例控制关系。同时为了实现FLYBACK变换器工作于临界电流工作模式，FLYBACK变换器的驱动由工作于临界电流模式的PWM控制器U4实现。工作在临界电流模式的PWM控制器具有零电流检测端(ZCD端-zero current detection)，并且需要增加一零电流检测电路，该零电流检测电路用于检测流经FLYBACK变换器整流二极管D1的电流，当变压器T1能量完全传送完毕，流经整流二极管D1的电流为零时，零电流检测电路给出零信号作用于ZCD端，用于重新置位工作在临界电流模式的PWM控制器U4的输出，使开关管Q2开始新一个周期的导通，从而实现FLYBACK变换器临界电流模式的控制。

零电流检测电路可以采用多种电路实现，本发明的优选方案包括一辅助绕组N3和检测电阻R1，辅助绕组N3作为FLYBACK变换器原边的一绕组，其一端经检测电阻R1连接工作在临界电流模式的PWM控制器U4的ZCD端，另一端接地，辅助绕组N3通过与副边绕组N2的耦合，使得N3同名端也产生与输出电压VOUT成比例的辅助电压，当变压器T1能量完全传送完毕后，N3同名端电压降为零，相当于通过电阻R1给ZCD端一零信号，工作在临界电流模式的PWM控制器U4的ZCD端检测到该电压降为零后则重新置位U4的输出，通过其门信号输出端(GATE端)驱动开关管Q2，使Q2开始新一个周期的导通，从而实现FLYBACK变换器临界电流模式的控制。在这种工作模式下，反激电流几乎没有死区时间，因此其峰值电流较低，电路的功耗较低。

隔离反馈电路和可调恒流源可以采用多种电路模式实现，本发明采用的优选实施电路如图3、4所示。隔离反馈电路采用光耦反馈实现，光耦反馈是开关电源通常采用的最为可靠经济的一种方案，并且具有安全隔离的功能。U3为光耦合器，U2为三端可调稳压器ZR431，第四电阻R4和第三电阻R3串联组成取样电路，R4的另一端接FLYBACK变换器输出电压VOUT端，R3另一端接地。三端可调稳压器U2串接在光耦合器U3的发光二极管阴极与地之间，U2的调整端接电阻R4和R3的节点，由于输出电压可达150V，超过了三端可调稳压器ZR431可接受电压范围，因此需要独立的+5V参考电压通过电阻R6为U2提供偏置电流。光耦合器U3的光电管作为隔离反馈电路的输出端，输出调整电压至临界电流模式PWM控制器U4的FB端。恒流源由误差放大器U1，电流调整管Q1，以及第二电阻R2、第五电阻R5构成。控制电压V_C作用于误差放大器U1的正输入端，U1的负输入端与电流调整管Q1的发射极相连，并经电阻R2接地，U1的输出端经电阻R5连接Q1的控制端，电流调整管Q1的集电极连接隔离反馈电路电阻R4和R3的节点。隔离反馈电路的电阻R4、R3和由U1、Q1、R2、R5构成的可调电流源，提供了可调的直流输出电压控制，控制电压V_C变化会引起三端可调稳压器U2的参考电压V_431ref出现微小变化，并引起FB端电压变化，从而改变FLYBACK变换器的占空比，进而实现调节输出电压V_OUT。

以下是针对图3所示的本发明升降压变换器电路作进一步定量分析说明：

1、FLYBACK变换器，由于隔离变压器的存在，可实现输入和输出的隔离。FLYBACK变换器工作于临界导通模式，依据伏秒平衡原理，可以得出以下等式：

VIN×D×N＝V_OUT×(1-D)

因此，

V_{OUT} = V_{IN} N \frac{D}{1 - D}

其中：N是匝比，N＝N2∶N1，D为FLYBACK变换器工作占空比，V_IN 为FLYBACK变换器输入电压，V_OUT为FLYBACK变换器输出电压。

由上式可以看出，在固定变压器匝比N的条件下，调整FLYBACK变换器工作占空比D，其输出电压V_OUT既可大于输入电压V_IN，也能够小于输入电压V_IN。

2、如图3所示的可调恒流源电路，实现的主要功能是把控制电压V_C转换为恒电流Ir，以控制输出电压。根据图3电路，可以得到控制电压V_C与输出电压V_OUT之间的关系：

V_{OUT} = (1 + \frac{R_{4}}{R_{3}}) V_{431 ref} + I_{r} R_{4}

-----------------公式1

Ir = \frac{V_{C}}{R_{2}}

----------------公式2

把公式2代入公式1，可得：

V_{OUT} = (1 + \frac{R_{4}}{R_{3}}) V_{431 ref} + \frac{R_{4}}{R_{2}} V_{C}

----------------公式3

其中：V_431ref为三端可调稳压器U2的参考电压，V_C为控制电压；

由公式3可以看出，通过选择合适的电阻值和参考电压V_431ref，就可以实现控制电压V_C与输出电压V_OUT(10V-150V输出)成线性关系。

通过上述定量分析说明，进一步证明本发明的升降压变换器通过工作于临界电流模式的FLYBACK电路，实现了隔离BUCK-BOOST电路的功能，通过可调恒流源电路实现了控制电压V_C对输出电压V_OUT的线性比例控制关系，非常适用于除颤起博电源的应用环境。

可以理解的是，对本领域普通技术人员来说，可以根据本发明的技术方案及其发明构思加以等同替换或改变，而所有这些改变或替换都应属于本发明所附的权利要求的保护范围。

Claims

1.一种用于除颤起博电源中的升降压变换器，其特征在于：包括一反激变换器，一PWM控制器，以及隔离反馈电路；

所述隔离反馈电路的一输入端连接所述反激变换器输出端，其另一输入端接一控制信号，所述隔离反馈电路用于将反激变换器输出电压的采样信号和所述控制信号进行叠加，并输出一调整电压作用于所述PWM控制器的反馈电压端；所述PWM控制器根据该调整电压控制所述开关管的导通时间，使反激变换器输出电压变化；

所述控制信号为电流控制信号，并且所述升降压变换器还包括一可调恒流源，所述可调恒流源用于将一控制电压转换成与之成比例的所述电流控制信号，使反激变换器输出电压和所述控制电压成线性关系。

2.根据权利要求1所述的升降压变换器，其特征在于：所述PWM控制器为工作在临界电流模式的PWM控制器，包括有零电流检测端，其门信号输出端连接所述开关管的控制端，其反馈电压端连接所述隔离反馈电路的输出端；所述升降压变换器还包括一零电流检测电路，用于检测流经所述整流二极管的电流，且当流经所述整流二极管的电流为零时，给出零信号作用于所述零电流检测端，用于重新置位所述工作在临界电流模式的PWM控制器的输出，使所述开关管开始新一周期的导通。

3.根据权利要求2所述的升降压变换器，其特征在于：所述零电流检测电路包括一辅助绕组和检测电阻，所述辅助绕组的一端经所述检测电阻连接所述零电流检测端，其另一端接地，所述辅助绕组通过与所述副边绕组的耦合，获得与所述输出电压成比例的辅助电压，当流经所述整流二极管的电流为零时，所述辅助电压下降到零，通过所述检测电阻作用于零电流检测端为零信号。

4.根据权利要求1所述的升降压变换器，其特征在于：所述隔离反馈电路包括一光耦合器、三端可调稳压器，以及取样电路；所述取样电路包括第四和第三电阻，二者串接在反激变换器输出端和地之间，第三电阻为取样电阻；所述三端可调稳压器串接在光耦合器的发光二极管阴极与地之间，其调整端连接所述第四和第三电阻的节点，所述光耦合器的光电管输出所述调整电压。

5.根据权利要求4所述的升降压变换器，其特征在于：所述可调恒流源包括一误差放大器，以及电流调整管，所述误差放大器的正输入端施加所述控制电压，其负输入端与所述电流调整管的射极相连后经第二电阻接地，其输出端经第五电阻连接所述电流调整管的控制端，所述电流调整管的集电极连接所述隔离反馈电路的第四和第三电阻的节点。