CN101305608B - 用于接收正交频分复用信号的装置 - Google Patents

Abstract

公开了一种用于接收使用伪噪声序列作为训练信号的正交频分复用信号的装置，该装置包括：帧同步单元，其用于产生所接收信号的帧同步信号；同步信号移除器，其用于移除同步的所述接收信号的帧中包含的所述帧同步信号；以及离散傅里叶变换单元，其用于接收所述同步信号移除器的输出信号，并将所述接收信号转换为频域信号。因此，所述装置防止了正交频分复用信号因多径信道而失真，并且提高了信道均衡的性能。

Description

用于接收正交频分复用信号的装置

技术领域

本发明涉及一种用于接收正交频分复用(OFDM)信号的装置，更具体地说，涉及一种用于接收OFDM信号以防止OFDM信号由于多径信道而失真的装置。

背景技术

最近，中国的清华大学提出了用于实现中国陆地数字电视(以下称为陆地DTV)广播的新通信标准。清华大学提出的上述新通信标准涉及称为陆地数字多媒体/电视广播(DMB-T)的广播规范。DMB-T使用称为时域同步-OFDM(TDS-OFDM)的新调制方案。

按照与循环前缀OFDM(CP-OFDM)方案中相同的方式将离散傅里叶逆变换(IDFT)方案应用于经TDS-OFDM系统的发送器调制的发送数据。

将伪噪声(PN)代替循环前缀(CP)插入到保护间隔中，使得伪噪声(PN)被用作为训练信号。使用伪噪声(PN)的上述方案减少了传输广播信号期间的开销量并增大了信道使用效率，使得其能够提高广播信号接收器的同步器和信道估计器的性能。

然而，与循环前缀结构不同，根据该方案的信号是通过将PN序列插入保护间隔中而构成。结果，如果信号是在多信道上发送到目的地，则该信号中帧主体的数据间隔不可避免地由于PN序列而失真。

发明内容

技术问题

因此，本发明涉及一种用于接收正交频分复用(OFDM)信号的装置，该装置基本上避免了由于现有技术的限制和缺点而导致的一个或更多个问题。本发明的目的是提供一种用于接收OFDM信号的装置，使得防止了OFDM信号由于多径信道而失真，并且提高了信道均衡的性能。

技术方案

为了实现这些目的和其它优点，并且根据本发明的目的，如此处具体体现和广泛描述的发明宗旨，提供了一种用于接收能够使用伪噪声(PN)序列作为训练信号的正交频分复用(OFDM)信号的装置，该装置包括：帧同步单元，用于产生所接收信号的帧同步信号(即frame-sync信号)；同步信号移除器，用于移除同步的所接收信号的帧中包含的帧同步信号；和离散傅里叶变换(DFT)单元，用于接收同步信号移除器的输出信号，并且将所接收的信号转换为频域信号。

同步信号移除器可包括：PN序列产生器，其用于产生包含在所接收信号中的帧同步间隔信号；信道估计器，其用于计算帧同步单元的输出信号的信道特征值；信道特征应用单元，其使用从PN序列产生器接收的帧同步间隔信号和从信道估计器接收的计算出的信道特征值来计算信道特征，并且产生帧同步间隔信号的所述信道特征；以及帧同步移除器，其用于产生从中将所接收信号的帧同步间隔信号移除了的信号，并且使用所产生的信号作为帧同步单元的输出信号和信道特征应用单元的输出信号之间的差。

信道估计器能够估计从帧同步单元产生的帧同步信号的信道冲击响应。

信道特征应用单元能够执行信道估计器的输出信号和从PN序列产生器产生的帧同步间隔信号之间的卷积，并且输出卷积结果。

帧同步间隔信号包括255个比特序列和这255个比特序列的循环扩展比特序列。

帧同步间隔信号可包括420个比特序列。

有利效果

根据本发明的用于接收正交频分复用(OFDM)信号的装置具有下面的效果。用于接收OFDM信号的装置防止OFDM信号由于多径信道而失真，并且提高了信道均衡的性能。

附图说明

图1是例示根据本发明的DMB-T发送器的框图；

图2是例示具有1/9长度模式的保护间隔的示例性DMB-T信号帧的结构图；

图3是例示根据本发明实施方式的用于接收TDS-OFDM信号的装置的框图；

图4到5是例示当通过多径信道接收同一传输信号时获得的两个OFDM广播信号的结构图；

图6是例示根据本发明实施方式的用于接收广播信号的装置的框图；

图7是例示根据本发明的实施方式的OFDM信号接收器的信道特征应用单元的算术结构的结构图；以及

图8到9是例示用于表示根据本发明的OFDM信号接收器的性能的仿真结果的曲线图。

具体实施方式

下面将详细说明本发明的优选实施方式，在附图中例示了这些优选实施方式的实施例。

图1是例示DMB-T发送器的框图。以下将参考图1描述DMB-T发送器。

参考图1，信道编码器10输出经信道编码的比特流，以便检测接收器中的错误。

调制器20接收经编码的比特流，并且根据4元(4-ary)、16元或64元正交调幅(QAM)方案等来调制所接收的比特流。

离散傅里叶逆变换(IDFT)单元30将频域OFDM调制信号调制为时域OFDM信号。通常，DMB-T方案将与3780点(point)发送数据关联的频域信号转换为时域信号。

伪噪声(PN)产生器40产生PN序列，以用作待发送广播信号的训练信号。

多路复用器50分发从IDFT单元30接收的OFDM信号和时域中产生的PN序列，多路复用分发的信号，并输出多路复用的信号。

滤波器单元60限制多路复用的DMB-T信号的带宽，并且输出受限制的DMB-T信号。滤波器单元60包括滤波器，并且可以将均方根升余弦(SRRC)滤波器用作该滤波器。特定值0.05可以用作限制滤波器带宽的滚降因子(α)。

射频(RF)发送器70将具有受限带宽的输出信号转换为频率(f_c)的RF发送频带，并且发送转换后的广播信号。

图2是例示根据本发明的具有1/9长度模式的保护间隔的示例性DMB-T信号帧的结构图。以下将参考图2描述具有保护间隔1/9的发送帧结构。

参考图2，该帧包括帧同步和帧主体。

帧主体包括要发送的数据，并且充当DFT(离散傅里叶变换)块。DFT块通常包括3780个流数据单元。

帧同步包括PN序列。用在帧同步中的PN序列可使用具有阶数(order)值为8(即m＝8)的序列。如果阶数值(m)设置为8，则可出现彼此不同的255个序列。每个序列被扩展为前导码(preamble)和后导码(postamble)，使得它可用于保护间隔。

前导码和后导码对应于PN序列重复间隔以用于该PN序列的循环扩展。

该PN序列的来自帧同步的255个PN序列中的最初115个PN(伪噪声)被添加到这255个PN序列的末端作为后导码。该PN序列的最后50个PN被添加到这255个PN序列的头部作为前导码，从而被扩展。

PN序列的多项式表示为P(x)＝x⁸+x⁶+x⁵+x+1。因此，作为PN序列的初始状态产生的相位从0到254变化。

如果保护间隔被设置为1/9长度模式，则前导码被添加到这255个PN的前部并且后导码被添加到这255个PN的后部，使得可构成包括420个数据单元的帧同步。换言之，对应于DFT块的3780个数据单元的1/9的数据单元数量是420，使得420个数据单元被用于帧同步。单个OFDM帧包括由420个数据单元组成的帧同步和由3780个数据单元组成的帧主体。

数据帧结构可根据保护间隔的长度模式而改变，并且每帧的数据单元的数量可以根据需要而改变为另一数量。

将保护间隔的长度设置为特定长度模式，例如1/4长度模式、1/9长度模式等。如果需要，还可将保护间隔值设置为另一个值1/6长度模式。因此，保护间隔长度可根据系统规范而改变为另一长度。

图3是例示根据本发明的用于接收TDS-OFDM信号的装置的框图。以下将参考图3描述用于接收TDS-OFDM信号的装置。

参考图3，用于接收TDS-OFDM信号的装置的调谐器110将RF频带信号转换为基带信号。

自动增益控制器(AGC)120将从调谐器110接收的基带信号的功率归一化(normalize)，并且输出该功率归一化的模拟信号。

模数(AD)转换器130将从AGC 120接收的功率归一化的模拟信号转换为数字信号。

分相器140从AD转换器130的输出信号分离出同相信号(即I信号)和正交信号(即Q信号)，并且输出经分离的I信号和Q信号。

自动频率控制器(AFC)单元177对I和Q信号的估计出的频率误差进行补偿。滤波器单元160充当能够以与发送器中同样的方式限制接收信号的带宽的滤波器。例如，SRRC滤波器可用作为滤波器单元160。

帧同步单元可主要分为三部分，即AFC单元177、信号采集单元172和信号跟踪单元174。

AFC单元177计算所接收信号的频率误差，接收来自乘法器145的所接收信号和频率误差信号的乘积，并对接收信号的频率误差进行补偿。

信号采集单元172使从发送器接收的信号的PN序列同步。

信号跟踪单元174使用由信号采集单元172同步的PN序列对符号误差进行补偿。

所接收信号的帧同步单元使用PN相关器171的相关性结果。

通过第一DFT单元180和第二DFT单元182的快速傅里叶变换(FFT)将帧同步单元的输出数据转换为频域信号，由均衡器190进行信道估计，并随后输出到信道解码器(未示出)。

图4到5中示出了来自通过多径信道接收的两个OFDM广播信号中的具有1/9长度模式的保护间隔的信号的帧结构。为了便于描述，假设通过来自多径的第二路径接收的信号在通过来自多径中的第一路径接收的另一信号的基础上，延迟了特定帧长度“L”。假设通过该第一路径接收的信号当中的间隔“L”由“A”间隔表示。

在上述假设下，图4例示了这样的示例性情况，其中通过第一路径接收的信号和通过第二路径接收的信号分别包括帧同步间隔。

参考图4，通过第二路径接收的信号中包含的符号在对应于第一路径的符号的基础上，延迟了预定长度“L”。因此，如果通过第一路径和第二路径接收的信号在通过第一路径接收的信号的帧主体的开始间隔处进行DFT处理，并执行信道补偿，则通过第二路径接收的信号包括帧同步的PN序列，使得在通过第一路径接收的信号的“A”间隔中出现意外的失真。

在上述假设下，图5示出了这样的示例性情况，其中从通过第一路径和第二路径接收的广播信号中移除了帧同步间隔。

参考图5，尽管第二路径广播信号延迟了帧长度“L”，但从延迟的第二路径广播信号中移除了帧同步间隔，使得如果DFT处理是对没有帧同步间隔的上述结果信号(resultant signal)执行的，则第一路径信道信号的“A”间隔不受第二路径信道信号的PN序列影响。

因此，本发明的实施方式提供了一种能够从使用PN序列作为训练信号的OFDM广播信号中移除帧同步间隔的用于接收OFDM信号的装置。

图6是例示根据本发明实施方式的用于接收OFDM信号的装置的框图。

参考图6，一种根据本发明实施方式的用于接收OFDM信号的装置可包括帧同步单元170和同步信号移除器。同步信号移除器可包括PN序列产生器210、信道估计器220、信道特征应用单元230、和帧同步移除器240。

帧同步单元170可针对使用PN序列作为训练信号的发送信号通过使用PN相关性特征来搜索帧主体的开始点。

信道估计器220估计来自帧同步单元170的同步信号当中的帧同步间隔中的信道冲击响应，使得其可以计算信道特征值。

PN序列产生器210可产生包含在帧同步单元170的输出信号的保护间隔中的PN序列。

信道特征应用单元230将信道估计器220估计出的信道特征值应用于从PN序列产生器210接收的PN序列。为了将信道特征值应用于PN序列，信道特征应用单元230可以进行信道估计器220的信道冲击响应和PN序列之间的卷积。

可由下面的数学计算式1表示卷积：

数学计算式1

$y\left(n\right)=\underset{i=0}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}h\left(i\right)p(n-i)=h\left(0\right)(p\left(n\right)+h\left(1\right)p(n-1)+\·\·\·+h\left(L\right)p(n-L)$

在数学计算式1中，L表示信道阶数(channel order)，p(n)表示PN序列，h(n)表示信道冲击响应，并且y(n)表示信道特征应用单元230的输出信号。

帧同步移除器240输出移除了帧同步间隔信号的信号，该帧同步间隔信号包括通过多径信道接收的广播信号的PN序列。帧同步移除器240的输出信号由图6的z(n)表示。

帧同步移除器240从帧同步单元170的输出信号中减去信道特征应用单元230的输出信号y(n)。结果，帧同步单元170的输出信号的帧同步间隔被设置为0，并且帧同步移除器240产生仅具有帧主体间隔的信号，并且将所产生的信号输出到DFT单元180。

如果OFDM信号的保护间隔被设置为1/9长度模式，则由本发明的实施方式中包含的帧同步移除器240执行的计算可由下面的数学计算式2表示：

数学计算式2

z(n)＝x(n)-y(n)，(其中n＜GI(420)+L)

z(n)＝x(n)，     (其中n≥GI(420)+L)

在数学计算式2中，x(n)表示帧同步单元170的输出信号，GI表示保护间隔，并且L表示帧的延迟间隔。在1/9长度模式的保护间隔下，n的值是在从0到4199的范围内。

图7是例示根据本发明实施方式的用于OFDM信号的装置中的信道特征应用单元230的算术结构的图。

参考图7，p(n)表示PN序列产生器210的输出信号，并且y(n)表示信道特征应用单元230的输出信号。而且，h(n)表示信道估计器的输出信号，h_I(n)表示同相信号，并且h_Q(n)表示正交信号。在该情况下，输出信号y(n)可由下面的数学计算式3表示：

数学计算式3

$y\left(n\right)=y_I\left(n\right)+j{y}_Q\left(n\right)=({\stackrel{\‾}{h}}_I+j{\stackrel{\‾}{h}}_Q)(1+j)=({\stackrel{\‾}{h}}_I-{\stackrel{\‾}{h}}_Q)+j({\stackrel{\‾}{h}}_I+{\stackrel{\‾}{h}}_Q)$

PN序列p(n)被顺序地发送到图7中示出的至少一个延迟(D)。在乘法器中将延迟(D)的输出值与h_I(n)(其中n＝0～N-1，N＝整数)相乘，使得获得作为结果的同相信号

在乘法器中将延迟(D)的输出值与h_Q(n)(其中n＝0～N-1，N＝整数)相乘，使得获得作为结果的正交信号

如果对

的值和

的值求和，则可获得y_Q(n)的值。否则，如果从

的值中减去

的值，则可获得y_I(n)的值。

图8到9是例示表示根据本发明实施方式的用于接收OFDM信号的装置的性能的仿真结果的图。

更详细地，当从通过两个路径接收的OFDM信号中移除包括PN序列的帧同步间隔信号时获得的误比特率(BER)结果由图8到图9中的信噪比(SNR)表示。应当注意，图8到图9的发送器的调制方法是未编码的64-QAM(正交调幅)。

图8的BER结果表示第一路径具有特定值0dB并且没有符号延迟，并且还表示第二路径具有特定值0dB，同时维持了一个符号延迟(即符号延迟不变)。

图9的BER结果表示第一路径具有特定值0dB并且没有符号延迟，并且还表示第二路径具有特定值0dB，同时保持了一百个符号延迟(即符号延迟是固定的)。

在图8到9中，包括若干圆圈的线表示通过没有PN序列的信号而获得的结果，并且包括若干三角形的另一条线表示通过未移除PN序列的信号而获得的结果。从图8到图9可以看出，其中移除了PN序列的第一情况的BER结果优于其中未移除PN序列的第二情况的BER结果。与图8的BER结果相比，与延迟传播的长度成比例，图9的BER结果比图8的BER结果更加显著。

根据TDS-OFDM的广播信号没有构造成循环前缀的形式，使得必须从该信号中移除PN序列以消除PN序列的影响。如果移除了该信号中的PN序列，则在信号的保护间隔中插入0(多个零)，使得可以改进信道均衡器的性能。

本发明的模式

可与上述最优模式一起描述本发明的各种实施方式。

工业适用性

作为实施例公开了上面的实施方式，并且对于本领域技术人员显而易见的是，可对本发明做出各种修改和变型而不脱离本发明的精神或范围。

Claims (6)

1.一种用于接收使用伪噪声(PN)序列作为训练信号的正交频分复用(OFDM)信号的装置，该装置包括：

帧同步单元，其用于产生所接收信号的帧同步信号；

同步信号移除器，其用于移除同步的所述接收信号的帧中包含的所述帧同步信号；以及

离散傅里叶变换(DFT)单元，其用于接收所述同步信号移除器的输出信号，并将所述接收信号转换为频域信号。

2.根据权利要求1所述的装置，其中所述同步信号移除器包括：

PN序列产生器，其用于产生包含在所述接收信号中的帧同步间隔信号；

信道估计器，其用于计算所述帧同步单元的输出信号的信道特征值；

信道特征应用单元，其使用从所述PN序列产生器接收的所述帧同步间隔信号和从所述信道估计器接收的计算出的所述信道特征值来计算信道特征，并产生所述帧同步间隔信号的所述信道特征；以及

帧同步移除器，其用于产生所述帧同步单元的输出信号和所述信道特征应用单元的输出信号之间的差，并使用所述差来产生从中将所述接收信号的所述帧同步间隔信号移除了的信号。

3.根据权利要求2所述的装置，其中所述信道估计器估计从所述帧同步单元产生的所述帧同步信号的信道冲击响应。

4.根据权利要求2所述的装置，其中所述信道特征应用单元执行所述信道估计器的输出信号和从所述PN序列产生器产生的所述帧同步间隔信号之间的卷积，并输出所述卷积结果。

5.根据权利要求2所述的装置，其中所述帧同步间隔信号包括255个数据单元和这255个数据单元的循环扩展数据单元。

6.根据权利要求2所述的装置，其中所述帧同步间隔信号包括420个数据单元。

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