CN101019393A - 用于多支路接收机的均衡器 - Google Patents

Abstract

一种多支路接收机，包括：包括支路滤波器的多个信号支路，用于滤波各自的支路输入信号并且产生相应的支路输出信号；组合器，用于组合支路输出信号以产生组合的基带信号；前置滤波器，用于滤波组合的基带信号以产生接收具有最小相位信道特性的接收信号；以及均衡器，用于产生对包含在接收信号中的数据序列的估计。

Description

用于多支路接收机的均衡器

相关申请

本申请是2001年5月11日提交的顺序号为09/853,207的美国申请的CIP。该申请被全部结合于此以作参考。

发明背景

同信道干扰(CCI)和符号间干扰(ISI)是限制蜂窝网络容量的两个主要障碍。当在相同的频率上出现两个或更多个同时传输时，产生同信道干扰。就TDMA系统而言，例如GSM/EDGE系统，同信道干扰主要是由于频率再用。为了增大系统容量，在多个小区中重复使用射频载波。接收机所接收的信号将不仅包含期望的信号，而且将包含来自其他同信道小区的不期望的信号。同信道小区之间的最小距离取决于在接收机处最大可容许同信道干扰。抗同信道干扰的接收机允许更大的频率再用，并且因此允许更大的系统容量。

分集技术已用于减轻同信道干扰。分集的一种形式被称为接收机分集。具有两个或更多个天线的接收机通过独立衰落的信道接收期望的信号。因为在通过每个分集路径接收的信号中存在相同的干扰信号，所以可以组合所接收的信号来抑制CCI并提高信噪比(SNR)。

ISI是由在带限的、时间色散的信道中的多径衰落引起的。ISI使所传输的信号失真，因此相邻的脉冲彼此交叠。ISI已被认为是通过移动无线信道进行高速数据传输的一个主要障碍。ISI通过在接收机处的均衡器来减轻。用于在存在ISI的情况下检测接收信号的最佳接收机是最大似然序列估计(MLSE)接收机。MLSE接收机试图找到具有最大正确概率的序列，而不是单独地估计每个符号。利用信道估计，MLSE接收机计算假定序列的似然量度，并选择产生最大似然量度的序列。将MLSE用于均衡首先是由Forney在Maximum-Likelihood SequenceEstimation of Digital Sequences in the Presence of IntersymbolInterference，IEEE Trans.Info.Theory，vol.IT-18，pp.363-378，May1972中提出的，并由Ungerboeck在Adaptive Maximum-LikelihoodReceiver for Carrier Modulated Data-Transmission Systems，IEEETransactions On Communications，vol COM-22，pp.624-636，may1974中进一步研究。

MLSE接收机可以用维特比算法来实现。维特比算法是一种递归技术，其简化了寻找穿过网格(trellis)的最短路径的问题。穿过网格的每条路径对应于一个可能传输的序列，并且每个支路对应于一个可能传输的符号。给网格的每个支路分配一个支路量度，该支路量度表示相应符号是所传输序列的一部分的似然性。然后通过对包括路径的支路量度求和来计算该路径的路径量度。最紧密匹配所接收的符号序列的路径是具有最低路径量度的路径。

实现均衡器的方式对于无线接收机的成本具有显著的影响，因为均衡器的复杂性一般包括整个接收机复杂性的相当大部分。对于用维特比算法实现的均衡器而言，它们的复杂性取决于估计不同假定序列的似然性所用的量度的复杂性。

对于单天线接收机，两种公知的均衡器量度是Forney量度和Ungerboeck量度。虽然这两个量度等效，但是Forney量度具有几何上直观并易于计算的优点，因为它基于欧几里德距离。另外，在文献中发现的大部分实用的降低复杂性的均衡技术，例如判决反馈序列估计(DFSE)均衡器和减少状态序列估计(RSSE)均衡器，都基于Forney量度。

对于多天线接收机，Forney均衡器量度一般被实现为在来自所有天线的接收信号上欧几里德距离的平方和。此实现被称为量度组合。结果，当采用Forney量度时，均衡器的复杂性随着天线的数量而直接增大。当Ungerboeck量度被用在多天线接收机时，来自每个天线的接收信号在计算支路量度之前被匹配滤波并组合。因此，当采用Ungerboeck量度时，均衡器的复杂性与天线的数量无关。然而，Ungerboeck量度比Forney量度计算更复杂，并且基于Ungerboeck量度存在更少的降低复杂性的技术。

发明概要

本发明提供一种在诸如分集接收机之类的多支路接收机中用Forney量度实现均衡器的有效方法。新的前置滤波器允许在多支路接收机中使用为单支路或单天线接收机而设计的相同均衡器。滤波并组合支路输入信号，以产生组合的基带信号。所组合的基带信号然后在前置滤波器中进行滤波，该前置滤波器被设计成提供最小相位信道特性。然后将所得到的接收信号输入给均衡器。

本发明可以应用于具有多支路接收信号的任何接收机，而与接收机具有的物理天线的实际数量无关。多支路接收信号可以从单天线接收机获得，例如通过在不同采样相位采样模拟接收信号、或通过将复接收信号的同相(I)和正交相位(Q)分量视为两个分离的支路、或通过这些的组合等。

本发明允许在多天线接收机中重复使用为具有Forney量度的单天线接收机而设计的软件或硬件。这对于具有多接收天线的移动台的开发尤其具有吸引力。而且，本发明的均衡器基本上与均衡器所采用的特定网格搜索技术无关。所提出的相同接收机结构可以与任何减少状态的均衡器以及全搜索、最大似然序列估计(MLSE)均衡器一起使用，从而提供了将降低均衡器复杂性的现有技术应用于多支路和多天线接收机的直接地点。

附图简述

图1是移动终端的功能框图。

图2是使用多支路Forney量度的多支路接收机的均衡器的框图。

图3是使用单支路Ungerboeck量度的多支路接收机的均衡器的框图。

图4是根据本发明第一实施例的使用单支路Forney量度的多支路接收机的框图。

图5是根据本发明第二实施例的使用单支路Forney量度的多支路接收机的框图。

图6是根据本发明第三实施例的使用单支路Forney量度的多支路接收机的框图。

图7-9是本发明多支路接收机的接收机前端的框图。

发明详述

现在参考附图将在无线通信系统的移动终端10的环境中描述本发明。然而，本发明可以体现在许多不同的设备中，并且所说明的实施例不应解释为限制。

移动终端10包括系统控制器12、基带处理器20、RF部分30和天线组件40。系统控制器12根据存储在存储器中的程序指令来控制移动终端10的全部操作。基带处理器20处理由移动终端10所发射与接收的信号。基带处理器20包括接收信号处理器22和发射信号处理器电路24。RF部分30利用天线组件40连接基带处理器20。RF部分30包括接收机前端32和发射电路34。接收机前端32将接收信号下变换为基带频率，放大接收信号，并进行A/D转换以产生适于输入到接收信号处理器22的基带信号。发射电路34包括必需的RF分量以将由发射信号处理器24所输出的发射序列调制到RF载波上，并滤波和放大所发射信号。

天线组件40包括允许全双工操作的RF开关或多路复用器42、以及一个或多个天线44。天线组件40所接收的信号被传递给接收机前端32，而发射电路34所输出的发射信号被施加给天线组件40。尽管只示出了单个天线44，但是本领域技术人员将认识到移动终端10可以包括多个天线44。在具有多天线44的实施例中，可以为每个天线44提供单独的接收机前端32。

在无线通信系统中，接收信号为干扰所破坏。干扰的两个主要形式是同信道干扰(CCI)和符号间干扰(ISI)。为了抑制CCI，接收机可包括两个或更多个天线44。因为在通过每个分集路径接收的信号中存在相同的干扰信号，所以可以组合接收的信号来抑制CCI以及提高信噪比(SNR)。ISI一般通过在接收机处的均衡器来减轻。用于在存在ISI的情况下检测接收信号的最佳接收机是最大似然序列估计(MLSE)接收机。MLSE接收机在接收信号处理器22中可以用维特比算法来实现。

两个公知的用于实现维特比算法的均衡器量度是Forney量度和Ungerboeck量度。虽然这两个量度等效，但是Forney量度具有几何上直观并易于计算的优点，因为它基于欧几里德距离。另外，在文献中发现的大部分实用的降低复杂性的均衡技术，例如判决反馈序列估计(DFSE)均衡器和减少状态序列估计(RSSE)均衡器，都基于Forney量度。

图2所示的均衡器50使用多支路Forney量度来计算支路量度。在图2说明了多天线接收机的均衡器50。来自每个天线44的接收信号被输入给均衡器50。均衡器50将支路量度计算为全部天线44的欧几里德距离量度的平方和。具体而言，均衡器50直接基于多个接收信号来计算下列支路量度：

$M_1(r,h,s)=\underset{n}{\mathrm{\Σ}}\underset{i=1}{\overset{N_r}{\mathrm{\Σ}}}{\left|r_i\right[n]-\underset{k=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_i[k\left]s\right[n-k\left]\right|}^2$ 等式1

其中，N_r表示天线44的数量，{s[n]}表示(假定的)发射符号序列，r_i[n]表示从第i个天线接收的信号，以及h_i[n]分别地表示(最大)长度为L的第i个天线的信道响应。此方法被称为量度组合。对于量度组合方法，支路量度计算的复杂性随天线的数量而线性增长。

图3说明了采用Ungerboeck量度的多天线接收机的均衡器60。当Ungerboeck量度被用于多天线接收机时，来自每个天线44的接收信号在计算支路量度之前由匹配滤波器62进行滤波，并且由组合器64进行组合。均衡器对组合信号直接计算量度。对于该实施，计算下列支路量度：

等式2

其中， $\mathrm{\γ}\left[m\right]={\mathrm{\Σ}}_{i=1}^{N_r}{\mathrm{\Σ}}_{k=-(L-1)}^{L-1}{h}_i\left[k\right]h_i^{*}[k-m]$ 和 $r_C\left[n\right]={\mathrm{\Σ}}_{i=1}^{N_r}{\mathrm{\Σ}}_{m=0}^{L-1}{h}_i^{*}\left[m\right]r_i[n+m]$ 是经过组合、匹配滤波的信号。虽然天线44的的数量不影响量度计算，但是Ungerboeck量度比Forney量度更难于计算。而且，较少的降低复杂性的技术使用Ungerboeck量度。

图4说明了多天线接收机或多支路接收机的接收信号处理器100。图4中的接收信号处理器100可用于图1中的接收信号处理器22。本发明不限于多天线接收机，并且可以被应用在具有多信号支路的单天线接收机中。例如，多支路输入信号可以通过过采样接收信号并向不同的信号支路馈送每个间隔符号(symbol-spaced)的采样集来获得。在本发明的另一实施例中，可以在分离的信号支路中处理接收信号的同相和正交分量。

接收信号处理器100包括：具有匹配滤波器104的多个信号支路102、组合支路输出信号以形成组合的基带信号的组合器106、向组合的基带信号提供最小相位信道特性的前置滤波器108、以及均衡器110。在多天线接收机中，每个天线44被耦合到各自的信号支路102以提供支路输入信号。如上所述，本发明不限于多天线接收机。

匹配滤波器104滤波每个天线44所接收的信号，这些信号在此被称为分集信号。匹配滤波器104是线性滤波器，其被设计成提供最大信噪比(SNR)的输出。匹配滤波器的滤波函数是相应信号支路的信道脉冲响应的时间逆共轭。如果H_i(z)表示信号支路的信道脉冲响应的z变换，则支路输入信号由具有z变换H_i ^*(z^-1)的匹配滤波器进行滤波。这里的符号H^*(z)≡(H(z^*))^*表示H(z)所有系数的共轭而不是变量z的共轭。

在组合器106中组合所述支路输出信号以产生组合的基带信号。然后，组合的基带信号由具有z变换l/G^*(z^-1)的前置滤波器108进行滤波，其中G(z)是满足以下等式的组合信道响应的最小相位谱因子：

$G^{*}\left(z^{-1}\right)G\left(z\right)=\underset{i=1}{\overset{N_r}{\mathrm{\Σ}}}{H}_i^{*}\left(Z^{-1}\right)H_i\left(z\right)$     等式3

所得到的单支路输出信号r_G[n]然后被馈入具有Forney量度的均衡器：

$M_3(r,h,s)=\underset{n}{\mathrm{\Σ}}{\left|r_G\right[n]-\underset{k=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}g[k\left]s\right[n-k\left]\right|}^2$     等式4

其中g(k)表示G(z)的脉冲响应。前置滤波器108是向合成基带信号提供最小相位信道特性的因果(causal)滤波器。满足等式3的谱因子G(z)的存在已经由D.C.Youla的On Factorization of Rational Matrices，”IRE Trans.on Information Theory，pp.172-189，July1961所证实。许多低复杂性的谱因子分解算法在本领域中存在并公知。在W.G.Tuel，Jr.的Computer Algorithms for Spectral Factorization of Rational Matrices，IBM Journal，pp.163-170，March 1968和G Wilson的Factorization ofthe Covariance Generating Function of a Pure Moving Average Process，SIAM J.Numer Anal.，vol.6，pp.1-7，March1969中描述了用于计算最小相位谱因子的算法。如果期望的话，在获得谱因子G(z)之后，其z变换等于l/G^*(z^-1)的前置滤波器的时域系数可以利用长除法容易地计算，这是本领域技术人员所完全理解的。

注意，类似于M₂，新的量度M₃的计算不随接收机支路N_r的数量而增大。只有匹配滤波器104的数量增加，它的复杂性比计算均衡器量度低得多。当基本的信号干扰是白噪声和高斯噪声时，组合匹配滤波的信号不丢失用于符号序列检测的任何信息。而且，可以表明的是，在量度M₁(r，h，s)和M₃(r，h，s)的差与假定符号序列无关的这个意义上讲，量度M₁(r，h，s)和M₃(r，h，s)实际上是等效的。因此，采用M₁或M₃的均衡器将基本上提供相同的性能，而与信号干扰的真实概率分布无关。

当在不同接收机支路102上的噪声在时间上以及在信号支路102上都不相关时，至此所述的本发明提供了最佳性能。图5说明了本发明的实施例，其适于当在不同信号支路102上的噪声是空间上或时间上变色时的情况。如图5所示，支路输入信号在匹配滤波和组合之前首先由空间-时间白化滤波器120进行滤波。白化滤波器120的输入和输出由下列等式相关：

$\left(\begin{array}{c}{r}_1^{\′}\left[n\right]\\ r_2^{\′}\left[n\right]\\ .\\ .\\ .\\ r_{N_r}^{\′}\left[n\right]\end{array}\right)=\underset{k=0}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}A\left[k\right]\left(\begin{array}{c}{r}_1[n-k]\\ r_2[n-k]\\ .\\ .\\ .\\ r_{N_r}[n-k]\end{array}\right)$

$=\left[\begin{array}{cccc}{A}_{\mathrm{1,1}}\left[k\right]& A_{\mathrm{1,2}}\left[k\right]& ...& A_{1,N_r}\left[k\right]\\ A_{\mathrm{2,1}}\left[k\right]& A_{\mathrm{2,2}}\left[k\right]& ...& A_{2,N_r}\left[k\right]\\ .& .& & .\\ .& .& ...& .\\ .& .& & .\\ A_{N_r,1}\left[k\right]& A_{N_2,2}\left[k\right]& ...& A_{N_r,N_r}\left[k\right]\end{array}\right]\left(\begin{array}{c}{r}_1[n-k]\\ r_2[n-k]\\ .\\ .\\ .\\ r_{N_r}[n-k]\end{array}\right)$       等式5

其中{A[k]}_k-0 ^M表示空间-时间白化滤波器的矩阵系数组。在图5所示的接收机结构中，应优选根据每个信号支路102在白化之后的等效信道脉冲响应来选择匹配滤波器的系数。诸如间接广义最小二乘法之类的公知技术可用来估计白化滤波器的系数{A[k]_k-0 ^M和每个信号支路102的等效合成信道响应。在Torsten Soderstrom和Petre Stoica的SystemIdentification，Prentice Hall，1989中描述了广义最小二乘法。

图6说明了本发明的第三实施例，其用于当多信号支路的采样率是波特率的整数倍时的情况。在该实施例中，在白化滤波器120和匹配滤波器104之间的每个信号支路102中插入串行/并行(S/P)转换器114，其将P时间过采样信号转换成P波特率采样流。S/P转换器114的输出仅由以下等式给出：

$r_{i,j}^{\′}\left[n\right]\≡r_i^{\′}[\mathrm{Pn}+j-1]$      等式6

对于i＝1，2，...，N_r、j＝1，2，...，P、以及所有的n。

图7-9说明了与本发明一起使用的接收机前端32。图7是多天线接收机的前端，而图8和9示出了单天线接收机的前端32。图7中的接收机前端32包括多个耦合到各自天线44的前端32-1至32-N。每个前端32-1至32-N向相应信号支路102提供支路输入信号。在图8中，接收机前端32包括A/D转换器36和串行/并行转换器38。A/D转换器36提供过采样信号，优选是以符号速率的某一整数倍。串行/并行转换器38将过采样信号划分成多个间隔符号的采样流，其被施加给接收信号处理器100的各自信号支路102。在图9中，前端32向分离的信号支路102施加接收信号的同相和正交分量。

均衡器110可包括最大似然序列估计(MLSE)均衡器、判决反馈(DFE)均衡器、判决反馈序列估计(DFSE)均衡器、或减少状态序列估计均衡器(RSSE)，所有这些是本领域公知的。在Forney的Maximum Likelihood Sequence Estimation of Digital Sequences in thePresence of Intersymbol Interference，IEEE Trans.Info.Theory，vol.IT-18，pp.363-378，May1972中描述了MLSE均衡器。在J.R.Proakis的Digital Communications，McGraw-Hill，#rd Ed，1989，pp.593-600中描述了DFE均衡器。在A.Duel-Hallen和C.Heegard的DelayedDecision-Feedback Sequence Estimation，IEEE Trans.on Commun.，vol.37，pp.428-436，May1989中描述了DFSE均衡器。在M.V.Eyuboglu和S.U.H.Qureshi的Reduced-State Sequence Estimation With Setpartitioning and Decision Feedback，IEEE Trans.on Commun.，vol.36，pp.13-20，Jan.1988中描述了RSSE均衡器。这些文章被结合于此以作参考。

对于诸如蜂窝基站之类的具有多天线的GSM/EDGE系统的接收机而言，本发明是有益的。由于本发明的结构允许在多天线接收机中重复使用为单天线接收机而设计的相同的软件和硬件，所以它还便于多天线移动台的开发。

Claims (18)

1.一种多支路接收机，包括：

包括支路滤波器的多个信号支路，其被配置成滤波各自的支路输入信号以产生相应的支路输出信号，其中所述支路输入信号包括由单天线所接收的两个或更多个信号，以及其中所述两个或更多个信号包括具有不同采样相位的两个或更多个信号采样序列；

组合器，其被配置成组合来自所述支路滤波器的支路输出信号，以产生组合的基带信号；

前置滤波器，其被配置成滤波组合的基带信号，以产生具有最小相位信道特性的接收信号；以及

均衡器，其被配置成均衡接收的信号，以产生对包含在组合的基带信号中的数据序列的估计。

2.权利要求1所述的多支路接收机，其中所述支路输入信号包括正交和同相信号。

3.权利要求1所述的多支路接收机，其中每个支路滤波器包括与相应信号支路的信道脉冲响应匹配的匹配滤波器。

4.权利要求1所述的多支路接收机，其中所述均衡器包括最大似然序列估计均衡器。

5.权利要求1所述的多支路接收机，其中所述均衡器包括判决反馈均衡器。

6.权利要求1所述的多支路接收机，其中所述均衡器包括判决反馈序列估计均衡器。

7.权利要求1所述的多支路接收机，其中所述均衡器包括减少状态序列估计均衡器。

8.权利要求1所述的多支路接收机，还包括在所述支路滤波器之前的白化滤波器，以在所述支路输入信号中使噪声白化。

9.权利要求8所述的多支路接收机，其中所述支路输入信号包括过采样信号，以及其中所述多个信号支路还包括串并行转换器，所述串并行转换器被配置成为每个信号支路产生多个支路输出信号。

10.一种在多支路接收机中接收信号的方法，所述方法包括：

在多支路接收机的各自信号支路中滤波多个支路输入信号以产生支路输出信号，其中所述多个支路输入信号包括由单天线所接收的两个或更多个信号，以及其中所述两个或更多个信号包括两个或更多个具有不同采样相位的采样序列；

组合支路输出信号以产生组合的基带信号；

前置滤波组合的基带信号，以向接收的信号提供最小相位信道特性；以及

均衡接收的信号以产生对包含在组合的基带信号中的数据序列的估计。

11.权利要求10所述的方法，其中所述多个支路输入信号包括正交和同相信号。

12.权利要求10所述的方法，其中滤波所述多个支路输入信号包括使用与所述信号支路的信道脉冲响应匹配的匹配滤波器来滤波所述多个支路输入信号。

13.权利要求10所述的方法，其中均衡所述接收的信号包括利用最大似然序列估计均衡器来均衡所述接收信号。

14.权利要求10所述的方法，其中均衡所述接收的信号包括利用判决反馈均衡器来均衡所述接收信号。

15.权利要求10所述的方法，其中均衡所述接收的信号包括利用判决反馈序列估计均衡器来均衡所述接收信号。

16.权利要求10所述的方法，其中均衡所述接收的信号包括利用减少状态序列估计均衡器来均衡所述接收信号。

17.权利要求10所述的方法，还包括在滤波所述多个支路输入信号之前使所述多个支路输入信号白化。

18.权利要求17所述的方法，其中所述多个支路输入信号包括多个过采样信号，所述方法还包括将多个过采样的支路输入信号转换成多个间隔符号的序列。

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