CN100386976C - 选频单载波分块传输系统中的功率控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种选频单载波分块传输系统中的功率控制方法，包括以下步骤：(1)收发双方建立通信后，接收端根据调制方式和要求达到的系统性能即误码率，计算出相应所需的均衡后信噪比，即均衡后信号功率和噪声功率的比值；(2)接收端根据得到的信道状态信息选取可用子信道，在保证均衡后信噪比时，计算出所需的接收信噪比，再通过接收信噪比和链路衰耗计算出发端所需的信号功率，称该发送信号功率值为功率控制信息P_T，通过反馈信道传送给发送端；(3)发送端根据接收到的功率控制信息和子信道标记信息，调节发送功率，发送信号。本发明根据信道状态的好坏改变发送信号的功率，进一步提高了功率利用率。

Description

选频单载波分块传输系统中的功率控制方法

(一)技术领域

本发明涉及宽带数字通信传输方法。属于宽带无线通信技术领域。

(二)背景技术

通信技术在最近几十年，特别是二十世纪九十年代以来得到了长足发展，对人们日常生活和国民经济的发展产生了深远的影响。而未来通信技术正朝着宽带高速的方向发展，因此许多宽带数字传输技术受到广泛的关注，正交频分复用(以下简称OFDM：Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing)和频域均衡的单载波(以下简称SC-FDE：Single Carrier withFrequency Domain Equalization)就是两种被人们重视的宽带数字传输技术，它们都属于分块传输技术，而目前OFDM受关注的程度要远远超过SC-FDE，并且在多种标准中成为支撑技术，例如：无线局域网(WLAN：Wireless Local Area Network)中的IEEE802.11a、欧洲电信标准化协会(ETSI：European Telecommunication Standard Institute)的HiperLAN/2，无线城域网(WMAN：Wireless Metropolitan Area Network)中的IEEE802.16；有线数据传输中的各种高速数字用户线(xDSL：Digital Subscriber Line)都是基于OFDM技术的标准。SC-FDE并没有被这些标准采用，只是在IEEE802.16中与OFDM共同建议为物理层传输技术。

OFDM是一种多载波传输技术，它用N个子载波把整个宽带信道分割成N个并行的相互正交的窄带子信道。OFDM系统有许多引人注目的优点：1.非常高的频谱效率；2.实现比较简单；3.抗多径干扰能力和抗衰落能力强；4.可以利用信道状态信息(即自适应OFDM技术)进一步提高频谱效率等等。

自适应OFDM技术可以利用信道状态信息，使信号发送功率随信道状况的变化而改变，即在传码率一定，并满足一定误码率要求情况下，使发射总功率最小，从而实现功率控制，尽量减少发送功率，提高功率利用率。

正是这些优点使得OFDM成为近十年来的研究热点，以致被认为是未来通信，特别是宽带无线通信的支撑技术。但OFDM系统自身的许多缺点，特别是它的峰值平均功率比(简称PAPR：Peakto Average Power Ratio)过大，限制着它的实用步伐，而现有SC-FDE具有OFDM上述除第4点以外的所有优点，并且不存在OFDM的PAPR问题，性能和效率跟OFDM基本相当。它是人们在研究OFDM的基础上发展而来，这种SC-FDE系统跟OFDM一样采取分块传输，并且采用CP(若采用零填充(简称ZP：Zero Padding)方式，而将每帧拖尾叠加到该帧的前面，则与CP效果相同)，这样就可以把信号与信道脉冲响应的线性卷积转化为循环卷积，并且消除了多径引起的帧间干扰。并且在接收端采用简单的频域均衡技术就可以消除符号间干扰，例如：迫零(简称ZF：Zero Forcing)均衡和最小均方误差(简称MMSE：Minimum Mean Square Error)均衡。

SC-FDE系统跟OFDM相比，不存在PAPR问题。而PAPR问题是OFDM系统本身难以用低代价(频谱效率和功率效率)方式解决的问题。因此SC-FDE技术目前受到越来越多的重视。下面简单介绍一下传统SC-FDE系统的数学模型。

SC-FDE系统在发送端发送的一帧时域信号为s(n)，(n＝0，1，…，N-1)，通过时变多径信道，信道的脉冲响应为h(n)，(n＝0，1，…L-1)，信号传输过程中受到加性白高斯噪声(AWGN：AdditiveWhite Gaussian Noise)的干扰，设噪声为w(n)，(n＝0，1，…，N-1)，去掉CP之后，接收到的时域信号r(n)为：

$r\left(n\right)=s\left(n\right)\⊗h\left(n\right)+w\left(n\right),(n=\mathrm{0,1},\·\·\·,N-1)---\left(1\right)$

其中，

表示循环卷积运算。

在接收端对信号做离散傅立叶变换(以下简称DFT：Discrete Fourier Transform)变换到频域，根据DFT的时域卷积定理，所得到的频域信号为

R(k)＝S(k)·H(k)+W(k)，(k＝0，1，…，N-1)    (2)

其中，R(k)，S(k)，H(k)，W(k)分别是r(n)，s(n)，h(n)，w(n)做N点DFT的频域符号，并且，H(k)，(k＝0，1，…，N-1)是信道的频域响应。经过迫零均衡以后的频域信号为

$\tilde{S}\left(k\right)=S\left(k\right)+\frac{W\left(k\right)}{H\left(k\right)}=S\left(k\right)+\tilde{W}\left(k\right),(k=\mathrm{0,1},\·\·\·,N-1)---\left(3\right)$

最后，将信号做离散傅里叶逆变换(以下简称IDFT：Inverse Discrete Fourier Transform)变回时域进行判决，得到发送端传输的数据。

从(3)式可以看出，最终得到的信号与发送的真实信号相比存在误差，这种误差是由噪声引起的，尤其在信道存在深衰点的情况下会过分放大噪声，另外，使用MMSE均衡时会使信号产生畸变。如果在SC-FDE系统中利用了信道状态信息，这些问题就得到缓解。因此，申请人提出了一种选频方式的单载波分块传输方法(已申请国家发明专利，专利申请号：200410036439.6)，克服了传统SC-FDE系统不能利用信道状态信息的缺点，这种新的SC-FDE系统具有更高的系统性能和效率。

这种选频方式的单载波分块传输方法的实现步骤分为：

第一步，找出可用子信道，并将信道是否可用做标记，然后将子信道标记信息通过反向信道发送给发送端

接收端根据估计出的信道状态信息H(k)，(k＝0，1，…，N-1)，从N个子信道中，按照幅度增益从大到小选出M(M≤N)个可用子信道，设这M个可用子信道的标号为k_i(i＝0，1，…，M-1)，而将剩下的子信道禁用，用1比特信息，即“0”或“1”标记每个子信道是可用还是不可用，这就是发送端所需要的子信道标记信息，如果接收端作N点的DFT，即共有N个子信道，反馈给发送端的子信道标记信息共有N比特，然后将这N比特信息通过反向信道发回发送端。

第二步，根据子信道标记信息改变信号频谱

在发送端收到接收端发送回来的子信道标记信息后，就可以用M个可用子信道来传输信号，这样对一帧M个SC-FDE符号s(n)，(n＝0，1，…，M-1)，作M点DFT变换到频域：

$S\left(i\right)=\underset{n=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}s\left(n\right)e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{M}\mathrm{ni}},(i=\mathrm{0,1},\·\·\·,M-1)---\left(4\right)$

就得到M点的频域信号，用选出来的第k_i，(i＝0，1，…，M-1)个可用子信道H(k_i)，(i＝0，1，…，M-1)传输第i个频域信号S(i)，(i＝0，1，…，M-1)，即在可用子信道对应的信号频谱点上放置要传输的频域信号，而将禁用子信道对应的信号频谱点置零，也可以填充一些非信息数据，这样就得到一帧新的频域信号S′(k)，(k＝0，1，…，N-1)，点数为N：

$S^{\′}\left(k\right)=\left\{\begin{array}{cc}S\left(i\right),& k=k_i\\ 0,& k\≠k_i\end{array}\right.,(k=\mathrm{0,1},\·\·\·,N-1)---\left(5\right)$

然后，对S′(k)，(k＝0，1，…，N-1)作N点IDFT：

$s^{\′}\left(n\right)=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{S}^{\′}\left(k\right)e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{N}\mathrm{nk}},(n=\mathrm{0,1},\·\·\·,N-1)---\left(6\right)$

变成时域信号，过抽样时IDFT点数要大于N，高频部分置零，对该时域信号作D/A后，再进行调制发送出去。

第三步，选出可用子信道上传输的信号，然后对选出来的信号进行均衡，并变换回时域进行判决，最终得到传输的数据。

接收端接收到信号，去掉CP后的时域离散信号为：

$r^{\′}\left(n\right)=s^{\′}\left(n\right)\⊗h\left(n\right)+w\left(n\right),(n=\mathrm{0,1},\·\·\·,N-1)---\left(7\right)$

对其作N点的DFT：

$R^{\′}\left(k\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}^{\′}\left(n\right)e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{N}\mathrm{nk}},(k=\mathrm{0,1},\·\·\·,N-1)---\left(8\right)$

并且：

R′(k)＝S′(k)H(k)+W(k)，(k＝0，1，…，N-1)    (9)

这样就可以根据子信道标记信息选出M个可用子信道上的信号R′(k_i)，(i＝0，1，…，M-1)，然后用估计出来的信道状态信息中可用子信道参数H(k_i)，(i＝0，1，…，M-1)，对选出来的信号进行均衡；可以选择下述三种均衡方式之一：

1、迫零均衡，

2、最小均方误差均衡，

3、混合均衡，即一部分子信道用迫零均衡，而另一部分子信道用最小均方误差均衡；

以迫零均衡为例作介绍：

${\tilde{S}}^{\′}\left(k_i\right)=\frac{R^{\′}\left(k_i\right)}{H\left(k_i\right)},(i=\mathrm{0,1},\·\·\·,M-1)---\left(10\right)$

令

$\tilde{S}\left(i\right)={\tilde{S}}^{\′}\left(k_i\right),(i=\mathrm{0,1},\·\·\·,M-1)---\left(11\right)$

对其作M点的IDFT：

$\tilde{s}\left(n\right)=\frac{1}{M}\underset{i=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}\tilde{S}\left(i\right)e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{M}\mathrm{ni}},(n=\mathrm{0,1},\·\·\·,M-1)---\left(12\right)$

对这组数据进行判决就可以恢复出原始数据。

(三)发明内容

选频方式的单载波分块传输方法利用信道状态信息，对频率选择性衰落信道可以避开深衰点，从而显著改善了系统的性能。通信系统普遍有一定的误码性能要求，而决定系统误码性能的参数是可以获得的均衡后信噪比，即均衡后信号功率和噪声功率的比值。因此本发明提出了一种基于选频方式的单载波分块传输系统的功率控制方法，在保证均衡后信噪比满足系统误码性能要求的情况下，尽可能的减少发送信号功率，可以有效节省发送功率。

该功率控制的方法包括以下步骤：

(1)收发双方建立通信后，接收端根据调制方式和要求达到的系统性能即误码率，计算出相应所需的均衡后信噪比，即均衡后信号功率和噪声功率的比值，记为SNR_eq。

(2)接收端根据得到的信道状态信息选取可用子信道，在保证均衡后信噪比为SNR_eq时，计算出所需的接收信噪比，再通过接收信噪比和链路衰耗计算出发端所需的信号功率，称该发端所需的信号功率为功率控制信息P_T，通过反馈信道传送给发送端。

(3)发送端根据接收到的功率控制信息和子信道标记信息，调节发送功率，发送信号。

下面对以上步骤作详细说明：

第(1)步，接收端根据调制方式和要求达到的系统性能计算所需的均衡后信噪比

经分析，SC-FDE系统具有很强的抗干扰能力，当信道估计误差和同步误差可以忽略时，接收端均衡后，将多径信道等价为高斯信道，相当于整个系统只受到白高斯噪声的干扰，高斯信道中采用不同调制方式达到要求误码率所需要的信噪比，即为该系统所需的均衡后信噪比SNR_eq，其计算方法在一般的教科书中就可以找到，例如John.G.Proakis所著，由麦格劳-希尔公司(The McGraw-Hill Companies.Inc)出版的《数字通信》(第四版)(DigitalCommunications 4^th Edition)第254-283页；当考虑信道估计误差和同步误差时，可以通过测量估计出实际系统的误差范围和损失的信噪比，损失信噪比的计算方法可以参考有关文献，这时要适当增加SNR_eq以抵消由于这些误差损失的信噪比。

第(2)步，接收端根据信道状态信息及所需的均衡后信噪比和链路衰耗计算出发送端所需的信号功率，形成功率控制信息

均衡后信噪比决定系统误码率，而均衡后信噪比是由接收信噪比和均衡方式决定的。均衡方式不同，均衡后信号功率和噪声功率就不同，需要的接收信噪比也不同，而接收信噪比和链路衰耗决定发端所需的信号功率，则发端所需的信号功率也就不同；其中，接收信噪比的测量和计算方法可以参照相关文献，下面以迫零均衡为例，说明计算发端所需的信号功率的方法：

假设白高斯噪声双边功率谱密度

(W/Hz)，接收端根据信道估计得到的信道状态信息H(k)，(k＝0，1，…，N-1)，按照幅度增益从大到小选出M(M≤N)个可用子信道，设选取的M个子信道下标为k_i，(i＝0，1，…，M-1)，这些子信道的信道增益为|H(k_i)|，(i＝0，1，…，M-1)。则均衡后每帧的噪声总功率为，以瓦为单位：

${\mathrm{\σ}}^2=E\left(\underset{i=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\frac{N\left(k_i\right)}{H\left(k_i\right)}\right|}^2\right)=\frac{N_0}{2}\underset{i=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\frac{1}{H\left(k_i\right)}\right|}^2---\left(13\right)$

已知所需的均衡后信噪比为SNR_eq，则每帧所需的接收信号功率为，以瓦为单位：

$P_R={\mathrm{\σ}}^2\·{\mathrm{SNR}}_{\mathrm{eq}}=\frac{N_0}{2}\·{\mathrm{SNR}}_{\mathrm{eq}}\underset{i=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\frac{1}{H\left(k_i\right)}\right|}^2---\left(14\right)$

考虑链路衰耗，设链路衰耗为L，则发端所需的信号功率为，以瓦为单位：

$P_T=\frac{P_R}{L}=\frac{N_0}{2}\·\frac{1}{L}\·{\mathrm{SNR}}_{\mathrm{eq}}\underset{i=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\frac{1}{H\left(k_i\right)}\right|}^2---\left(15\right)$

通过反馈信道将这个功率值形成功率控制信息传给发送端。

第(3)步，发送端根据接收到的功率控制信息和子信道标记信息，调节发送功率，选取可用子信道，发送信号

发送端根据接收到的功率控制信息，使发送总功率等于反馈的发端所需的信号功率，发送信号；在实际应用中，系统的发送功率应略大于反馈的发端所需的信号功率，留有一定余量，以保证信噪比控制的比较稳定，达到系统要求。

本发明基于选频方式的单载波分块传输系统，根据所得到的信道状态信息，通过改变发端所需的信号功率控制接收端均衡后信噪比为一个定值来控制误码率为一个定值，从而实现对发端所需的信号功率的控制。这样，根据信道状态的好坏改变发端所需的信号功率，进一步提高了功率利用率。

(四)附图说明

图1是实现本发明所提出方法的系统框图。

图2是采取16QAM调制方式，选取208个可用子信道，控制误码率为10^-4时的接收信噪比曲线。

图3是采取16QAM调制方式，选取208个可用子信道，控制误码率为10^-4时仿真所得到的误码率。

图中：1.信源模块，2.符号映射模块，3.FFT模块(M点)，4.信号频谱变换模块，5.IFFT模块(N点)，6.功率控制模块，7.加循环前缀(CP)模块，8.D/A模块，9.中频及射频调制模块，10.信道，11.射频及中频解调模块，12.A/D模块，13.去CP模块，14.增益控制模块，15.FFT模块(N点)，16.信号频谱反变换模块，17.均衡模块，18.IFFT模块(M点)，19.判决模块，20.信道估计及信号功率计算模块，21.同步模块，22.反向信道

(五)具体实施方式

图1给出了实现本发明所提出方法的系统框图，各模块作用如下：

信源模块1：产生要传输的数据。

符号映射模块2：调制方式选择QAM或者MPSK时，将信源产生的数据映射到星座图对应点上。

M点FFT模块3：将每帧M个已映射信号变换到频域，得到信号的M点的频域信号。

信号频谱变换模块4：根据接收端通过反向信道22发送回来的子信道标记信息，将模块3输出的M点频域信号放置到M个可用子信道对应频谱点上，而禁用子信道对应频谱点置零，或填充非信息数据，就得到一帧N点新的SC-FDE频域信号。此模块需要按照背景技术中提到的发明专利(专利申清号：200410036439.6)介绍的方法编程，由通用数字信号处理芯片实现。

N点IFFT模块5：将新得到的频域信号再变换到时域。

功率控制模块6：根据接收到的功率控制信息调节发送信号功率。

加CP模块7：将得到的每帧数据加上循环前缀。

D/A模块8：将数字信号变换为模拟信号。

中频及射频调制模块9：如果在无线环境下使用该系统，需要对信号作射频调制才能送天线发射。有的时候需要先把信号调制到中频上进行中频放大，再作射频调制，最后将已调信号送天线发射。如果在有线环境(例如：xDSL)下使用该系统，则不需要作射频调制，也不需要天线发射信号，但也要把信号频谱搬移到语音信道频带以外，保证在传输数据的同时不影响话音传输。

信道10：传输信号的有线信道或无线信道。

同步模块21：通过参数估计(例如：盲估计和基于辅助数据的估计)的方法得到系统需要的各种同步数据。同步模块将频率同步数据送给射频及中频解调模块11；将抽样率同步数据送给模数转换模块12；将定时同步数据送给去CP模块13。

射频及中频解调模块11：在无线环境中，将接收天线接收下来的信号频谱从射频或者中频搬移到低频。在解调之前需要用频率同步数据纠正信号传输过程中引起的频偏。

A/D模块12：将解调后模拟信号变换为数字信号。A/D需要对模拟信号进行抽样，提供时钟信号的晶振需要跟发射机D/A模块的晶振频率相同，否则就会导致抽样率误差。因此在A/D之前要进行抽样率同步。

去CP模块13：将循环前缀去掉。这时就存在判断一帧数据何时开始的问题，因此去CP之前需要作定时同步。

增益控制模块14：根据功率控制信息，消除功率控制对信号星座点的影响。

N点FFT模块15：将去掉CP的信号变换到频域。

信道估计及发送信号功率计算模块20：跟同步类似，也需要通过参数估计来得到CSI，常用的一般是盲信道估计和基于辅助数据的信道估计。估计出CSI后选出可用子信道，将这些可用子信道参数送给均衡模块17；同时根据信道是否可用，用1比特信息(“0”或“1”)标记，形成子信道标记信息，将子信道标记信息同时送给信号频谱反变换模块16和反向信道22，通过反向信道发回发送端的信号频谱变换模块4；根据达到不同误码率所需的均衡后信噪比计算出所需的发送信号功率，传给增益控制模块14和反向信道22，通过反向信道发回发送端的功率控制模块6。此模块的功率控制部分需要按照本发明介绍的方法编程，由通用数字信号处理芯片实现。

信号频谱反变换模块16：根据信道估计及发送信号功率计算模块20送来的子信道标记信息，找出接收信号中由可用子信道携带的M点频域信号。此模块需要按照背景技术中提到的发明专利(专利申请号：200410036439.6)介绍的方法编程，由通用数字信号处理芯片实现。

均衡模块17：用信道估计及发送信号功率计算模块20送来的可用子信道参数，对信号频谱反变换模块16选出来的信号进行均衡。均衡方式可以选择下述三种均衡方式之一：迫零均衡、最小均方误差均衡、混合均衡(即：一部分子信道用迫零均衡，而另一部分子信道用最小均方误差均衡)。

M点IFFT模块18：将均衡后信号的M个频域信号变换到时域。

判决模块19：根据星座图完成时域信号的判决。

反向信道22：将子信道标记信息和功率控制信息发回发送端。

当信道估计误差和同步误差可以忽略时，接收端均衡后，将多径信道等价为高斯信道，相当于整个系统只受到白高斯噪声的干扰，高斯信道中采用不同调制方式达到要求误码率所需要的信噪比，即为该系统所需的均衡后信噪比SNR_eq；高斯信道中的误码率计算可以参照John.G.Proakis所著，由麦格劳-希尔公司(The McGraw-Hill Companies.Inc)出版的《数字通信》(第四版)(Digital Communications 4^th Edition)第278页。

该实施例仿真参数：

仿真环境：Matlab7.0

子信道总数：N＝256

可用子信道数，即每帧SC-FDE数据符号数：M＝208。

CP长度：32

符号映射：16QAM

控制的误码率为：10^-4

链路衰耗：L＝1(即0dB，这里没有考虑链路衰耗)

同步和信道估计：理想估计，即同步参数和信道估计结果不存在误差

在不考虑链路衰耗和同步参数以及信道估计误差的情况下，能更清楚地说明本发明的技术效果。

图2和图3给出了本发明的该实施例在100个信道样本中的接收信噪比曲线和所控制的误码率情况，其中信道样本取自SUI-5信道(IEEE 802.16标准中建议的测试信道之一)，其中图2信噪比SNR的单位是dB。从仿真结果中可以看出，在经过这100个不同信道样本时，接收信噪比的最大值和平均值之间相差大约3.1dB(图2中纵坐标18.65dB附近的水平横线表示平均接收信噪比)。如果不采取功率控制方法，系统往往按照最坏的信道状况设计发送信号功率以保证有稳定的误码性能。这说明如果系统采用了功率控制方法可以比不采用该方法大幅度的节省功率，本发明的功率控制方法在本实施例中的仿真条件下可以节约大约3.1dB的发射功率。并且从图3中可以看出该实施例可以将误码率控制的相对比较稳定。

为避免混淆，本说明书中所提到的一些名词做以下解释：

1.均衡后信噪比：均衡之后信号功率跟噪声功率的比值。

2.符号：是指信息比特经过调制映射(也称符号映射)后的数据。一般是一个实部和虚部均为整数的复数。

3.一帧信号：对于OFDM，一帧信号在发送端是指作IFFT变换的N个符号，在接收端是指在去掉CP以后作FFT变换的N个符号。对于SC-FDE，一帧信号在发送端是指相邻两个CP之间的N个信息符号，在接收端是指在去掉CP以后作FFT变换的N个符号。对于按本发明提出的方法实现的SC-FDE系统，一帧信号在发送端是指作FFT变换的M个符号，在接收端是指在均衡以后作IFFT变换的M个符号。

4.子信道：对于OFDM，SC-FDE基带信号，一个子信道是指在接收端FFT后一个频率点。对于射频信道，一个子信道是指射频信道的一段频谱。

Claims (3)

1.一种选频单载波分块传输系统中的功率控制方法，其特征在于：该功率控制的方法包括以下步骤：

(1)收发双方建立通信后，接收端根据调制方式和要求达到的系统性能即误码率，计算出相应所需的均衡后信噪比，即均衡后信号功率和噪声功率的比值，记为SNR_eq；

(2)接收端根据得到的信道状态信息选取可用子信道，在保证均衡后信噪比为SNR_eq时，计算出所需的接收信噪比，再通过接收信噪比和链路衰耗计算出发端所需的信号功率，称该发端所需的信号功率为功率控制信息P_T，通过反馈信道传送给发送端；

(3)发送端根据接收到的功率控制信息和子信道标记信息，调节发送功率，发送信号。

2.根据权利要求1所述的选频单载波分块传输系统中的功率控制方法，其特征在于：所述步骤(2)采用以下方法实现：均衡后信噪比决定系统误码率，而均衡后信噪比是由接收信噪比和均衡方式决定的，均衡方式不同，均衡后信号功率和噪声功率就不同，需要的接收信噪比也不同，而接收信噪比和链路衰耗决定发端所需的信号功率，则发端所需的信号功率也就不同；计算发端所需的信号功率的方法是：

假设白高斯噪声双边功率谱密度

接收端根据信道估计得到的信道状态信息H(k)，k＝0，1，…，N-1，按照幅度增益从大到小选出M，M≤N个可用子信道，设选取的M个子信道下标为k_i，i＝0，1，…，M-1，这些子信道的信道增益为|H(k_i)|，i＝0，1，…，M-1，则均衡后每帧的噪声总功率为，以瓦为单位：

${\mathrm{\σ}}^2=E\left(\underset{i=0}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\frac{N\left(k_i\right)}{H\left(k_i\right)}\right|}^2\right)=\frac{N_0}{2}\underset{i=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\frac{1}{H\left(k_i\right)}\right|}^2$

已知所需的均衡后信噪比为SNR_eq，则每帧所需的接收信号功率为，以瓦为单位：

$P_R={\mathrm{\σ}}^2\·{\mathrm{SNR}}_{\mathrm{eq}}=\frac{N_0}{2}\·{\mathrm{SNR}}_{\mathrm{eq}}\underset{i=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\frac{1}{H\left(k_i\right)}\right|}^2$

考虑链路衰耗，设链路衰耗为L，则发端所需的信号功率为，以瓦为单位：

$P_T=\frac{P_R}{L}=\frac{N_0}{2}\·\frac{1}{L}\·{\mathrm{SNR}}_{\mathrm{eq}}\underset{i=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\frac{1}{H\left(k_i\right)}\right|}^2$

通过反馈信道将这个功率值形成功率控制信息传给发送端。

3.根据权利要求1所述的选频单载波分块传输系统中的功率控制方法，其特征在于：所述步骤(3)中发送端根据接收到的功率控制信息，使发送总功率等于反馈的发端所需的信号功率，发送信号。

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