CN109842193A

CN109842193A - 一种基于串级控制的超级电容充电方法及其充电装置

Info

Publication number: CN109842193A
Application number: CN201910160626.1A
Authority: CN
Inventors: 蒋富; 韩慕鑫; 李恒; 黄志武; 陈彬; 彭军; 刘伟荣; 张晓勇; 杨迎泽
Original assignee: Central South University
Current assignee: Central South University
Priority date: 2019-03-04
Filing date: 2019-03-04
Publication date: 2019-06-04
Anticipated expiration: 2039-03-04
Also published as: CN109842193B

Abstract

本发明公开了一种基于串级控制的超级电容充电方法及其充电装置，方法包括：步骤1，在直流电源与超级电容模组之间并联设置若干个子充电模块作为充电装置；步骤2，采集充电装置的输出电压实际值，并计算输出电压实际值与电压参考值之间的差值，从而由电压环补偿器计算各子充电模块的电流参考值，作为外环电压环的输出数据；步骤3，从外环电压环获取电流参考值，并获取本地及各邻居子充电模块的输出电流实际值；然后由协同控制模块根据获取的电流数据计算电流误差信号；再由电流环补偿器计算PWM信号占空比，并生成PWM信号，以控制本地子充电模块的输出电压和输出电流。本发明使各子充电模块电流均衡，且超级电容模组的充电效率显著提高。

Description

一种基于串级控制的超级电容充电方法及其充电装置

技术领域

本发明属于超级电容充电领域，具体涉及一种基于串级控制的超级电容充电方法及其充电装置。

背景技术

现在的城市需要零排放、低噪声、高效的交通运输解决方案，而且要求这种交通运输方式尽量少的占用城市公共交通的空间。超级电容城市轨道就是符合要求的一种交通运输方式，它的唯一能量来源是车载超级电容储能系统，这种新型的城轨有众多的优点，例如：节省了受电弓等设备的成本；提高了能量利用率；恶劣环境条件下的工作能力。

但是，车载超级电容储能系统往往需要在短时间内完成充电，就是说在短时间内获得大量的电能，这就为充电装置的设计带来了挑战。充电装置需要提供很大的功率，如果采用单模块的结构，会增加主拓扑中开关器件的电压电流应力，增加电路成本，而且会降低系统可靠性。虽然采用分布式并联的电路结构可以降低开关器件电压电流应力，避免发生单点故障，但是会使系统变得更加复杂，提高了系统控制策略的设计难度。

除此之外，对于超级电容，目前大多数充电策略都是恒流充电，都存在在充电过程结束时电压回落的问题，这就造成了超级电容利用不充分，降低了系统的充电效率。

发明内容

为解决上述技术问题，本发明提供一种基于串级控制的超级电容充电方法及其充电装置，可避免超级电容充电结束时电压回落的问题，并高效控制充电装置完成充电任务。

为实现上述技术目的，本发明采用如下技术方案：

一种基于串级控制的超级电容充电方法，包括以下步骤：

步骤1，在直流电源与超级电容模组之间并联设置若干个子充电模块，组成超级电容模组的充电装置；

步骤2，针对充电装置进行外环电压环控制；

步骤2.1，采集充电装置的输出电压实际值v_sc，并计算输出电压实际值与电压参考值V_ref之间的输出电压差值V_error；

步骤2.2，将输出电压差值V_error输入至电压环补偿器，获得各子充电模块的电流参考值i₀；

步骤3，针对充电装置中的每个子充电模块进行内环电流环控制；

步骤3.1，采集本地子充电模块的输出电流实际值i_k，并获取电流参考值i₀以及各邻居子充电模块的输出电流实际值i_m；

步骤3.2，将本地子充电模块的输出电流实际值i_k、各邻居子充电模块的输出电流实际值 i_m以及电流参考值i₀输入至协同控制模块，获得本地子充电模块的电流误差信号δ_k；

步骤3.3，将电流误差信号δ_k输入至电流环补偿器，得到与本地子充电模块对应的PWM 信号占空比d_k，并生成PWM信号作为串级控制信号，以控制本地子充电模块的输出电压和输出电流。

在外环电压环，计算充电装置当前输出电压实际值与电压参考值之间的输出电压差值，进而通过电压环补偿器将输出电压差值转化为各子充电模块的电流参考值，由内环电流环根据电流参考值以对子充电模块的输出电流进行控制。

在内环电流环，每个子充电模块一方面考虑本地充电子模块的输出电流实际值与电流参考值之间的电流误差值，从而生成的PWM信号使相应的子充电模块的输出电压逐渐增大至电压参考值，且输出电流逐渐减小至0，此时超级电容模组充电结束，超级电容模组两端的电压(即子充电模块的输出电压)不受超级电容模组等效内阻的影响，从而不会因充电过程结束而回落，使超级电容得到充分利用，显著提升充电效率。

在内环电流环，每个子充电模块另一方面还考虑本地充电了模块的输出电流实际值与各邻居子充电模块的输出电流实际值之间的电流误差值，从而生成的PWM信号使本地子充电模块与各邻居子充电模块均衡分担超级电容模组的充电电流，这样的话，当有子充电模块发生故障时，其他子充电模块可以消除故障带来的影响，使超级电容充电装置仍能正常完成充电工作。

进一步地，步骤3.2中获得本地子充电模块的电流误差信号δ_k按以下公式计算：

其中，m表示本地子充电模块k的邻居子充电模块的序号，n表示邻居子充电模块的数量，i_m为邻居子充电模块的输出电流实际值；g_0k表示本地子充电模块k是否获取输出电流参考值，g_0k＝1表示获取，g_0k＝0表示不获取；a_km表示本地子充电模块k是否从邻居子充电模块获取邻居子充电模块m的输出电流实际值，a_km＝1表示获取，a_km＝0表示不获取。

进一步地，步骤3.3中获取PWM信号占空比d_k按以下公式计算：

其中，K₂、T₂和D₂分别为电流补偿器的比例系数、积分参数和微分参数，δ_k'为电流误差信号δ_k的频域值，d_k'为占空比d_k的频域值。

进一步地，步骤2.2中获得各子充电模块的电流参考值i₀为：

其中，K₁、T₁分别为电压环补偿器的比例参数与积分参数，V_error'为输出电压差值V_error的频域值，i₀'为输出电流参考值i₀的频域值。

进一步地，步骤6生成的PWM信号还需要经过以下处理：将步骤2.1采集的输出电压实际值与预设安全电压值进行比较，以及将步骤3.1采集本地子充电模块的输出电流实际值与预设安全电流值进行比较；当输出电压实际值大于预设安全电压值或本地子充电模块的输出电流实际值大于预设安全电流值时，PWM信号强制输出低电平。

当充电装置的输出电压或各子充电模块的输出电流超过预设安全值，使相应的子充电模块的开关管的驱动电压持续为低电平，实现保护充电装置以及超级电容模组的功能。

另外，本发明还提供一种应用上述任一种方法的充电装置，包括若干个并联设置于直流电源与超级电容模组之间的子充电模块，每个子充电模块均包括Buck电路主拓扑模块、电压采样模块、电流采样模块、信号驱动模块、控制模块、串口通信模块和供电模块，每相邻两个子充电模块的控制模块之间通过串口通信模块连接；在每个子充电模块上，电压采样模块、电流采样模块和信号驱动模块均与Buck电路主拓扑模块连接，还均与控制模块连接；

所述电压采样模块，用于采集充电装置的输出电压实际值；

所述电流采样模块，用于采集本地Buck电路主拓扑模块的输出电流实际值；

所述串口通信模块，用于本地子充电模块与邻居子充电模块之间数据交换；

所述控制模块，用于生成本地子充电模块的串级控制信号；

所述信号驱动模块，用于将串级控制信号转换为驱动所述Buck电路主拓扑模块中的开关管的驱动控制信号；

所述Buck电路主拓扑模块，用于受驱动控制信号控制输出均衡电流；

所述供电模块，用于为本地子充电模块提供电源。

通过采用多个子充电模块并联为超级电容模组进行充电，降低了各子充电模块中开关管的电流电压应力，降低了电路成本，同时避免了充电装置发生单点故障。

进一步地，所述子充电模块还包括过流过压保护模块，所述过流过压保护模块包括电压比较器、电流比较器以及或门，所述电压比较器的输入端接收输出电压实际值和预设安全电压值，所述电流比较器的输入端接收输出电流实际值和预设安全电流值，所述电压比较器的输出端、电流比较器的输出端以及控制模块的PWM输出端分别与所述或门的不同输入端连接，所述或门的输出端与信号驱动模块的输入端连接。

进一步地，所述控制模块采用DSP微控制器。

进一步地，所述子充电模块包括底板、控制板和连接底板与控制板的DSP安插板，所述 Buck电路主拓扑模块、电压采样模块、电流采样模块、信号驱动模块和供电模块均设置于底板上，所述控制模块和串口通信模块设置于控制板上。

将控制板与底板设计成两块PCB板，当电路无法正常工作时，便于问题的查找与模块的更换。

有益效果

针对直流电源与超级电容模组之间的充电装置，由于该充电装置为并联设置的多个子充电模块，属于多输入多输出强耦合的对象，因此本发明提出一种基于串级控制的超级电容充电方法，通过外环电压环与内环电流环来实现：在外环电压环，计算充电装置当前输出电压实际值与电压参考值之间的输出电压差值，进而通过电压环补偿器将输出电压差值转化为各子充电模块的电流参考值，由内环电流环根据电流参考值以对子充电模块的输出电流进行控制。在内环电流环，每个子充电模块一方面考虑本地充电子模块的输出电流实际值与电流参考值之间的电流误差值，从而生成的PWM信号作为串级控制信号使相应的子充电模块的输出电压逐渐增大至电压参考值，且输出电流逐渐减小至0，此时超级电容模组充电结束，超级电容模组两端的电压(即子充电模块的输出电压)不受超级电容模组等效内阻的影响，从而不会因充电过程结束而回落，使超级电容得到充分利用，显著提升充电效率。在内环电流环，每个子充电模块另一方面还考虑本地充电了模块的输出电流实际值与各邻居子充电模块的输出电流实际值之间的电流误差值，从而生成的PWM信号作为串级控制信号使本地子充电模块与各邻居子充电模块均衡分担超级电容模组的充电电流，这样的话，当有子充电模块发生故障时，其他子充电模块可以消除故障带来的影响，使超级电容充电装置仍能正常完成充电工作。

本发明的超级电容充电装置，通过采用多个子充电模块并联为超级电容模组进行充电，降低了各子充电模块中开关管的电流电压应力，降低了电路成本，同时避免了充电装置发生单点故障。

附图说明

图1为本发明方法的控制结构框图；

图2为本发明充电装置的工作示意图；

图3为本发明子充电模块整体结构图；

图4为本发明子充电模块底板结构图；

图5为本发明子充电模块控制板结构图；

图6为本发明充电装置通信拓扑结构图；

图7为本发明Buck电路主拓扑模块的电路图；

图8为本发明电压采样模块电路图；

图9为本发明电流采样模块电路图；

图10为本发明信号驱动模块电路图；

图11为本发明过流过压保护模块电路图；

图12为本发明的DSP接口电路图；

图13为本发明供电模块电路图。

具体实施方式

下面对本发明的实施例作详细说明，本实施例以本发明的技术方案为依据开展，给出了详细的实施方式和具体的操作过程，对本发明的技术方案作进一步解释说明。

如图1所示，本发明提供一种基于串级控制的超级电容充电方法，包括以下步骤：

步骤1，在直流电源与超级电容模组之间并联设置若干个子充电模块，如图2所示，组成超级电容模组的充电装置；在本实施例中，设置有3个子充电模块。

步骤2，针对充电装置进行外环电压环控制，

其中，电压环补偿器H₁(s)采用PI控制器，对输出电压差值V_error的计算公式为：

式中，K₁、T₁分别为电压环补偿器的比例参数与积分参数，V_error'为输出电压差值V_error的频域值，i₀'为输出电流参考值i₀的频域值。其中，在本实施例中，比例参数K₁＝0.1，积分参数T₁＝0.1。

即，将输入电压值差值经Laplace变换由时域值V_error变换为频域值V_error'，然后将输入电压值差值的频域值V_error'代入到上述电压环补偿器H₁(s)的计算公式，得到输出电流参考值的频域值i₀'；再将输出电流参考值经Laplace反变换由频域值i₀'变换为时域值i₀。

由于充电装置采取多个子充电模块并联的结构，因此可将电压环补偿器输出的电流参考值i₀与单位列矩阵相乘即可得到内环电流环的参考矩阵，即充电装置的输出电流参考值矩阵 I₀。由于充电装置的各子充电模块要求输出均衡电流，因此单位列矩阵的数值均为1，充电装置的输出电流参考值矩阵I₀中的值均为i₀，即每个子充电模块的输出电流参考值均相同为 i₀。

步骤3，针对充电装置中的每个子充电模块进行内环电流环控制，

其中，在每个子充电模块均设置协同控制模块，该协同控制模块描述为充电装置通信拓扑结构，可表示为矩阵L+G。L为拉布拉斯矩阵，表示各子模块之间的通信关系；G为指向矩阵，表示各子模块是否可以从外环电压环获得输出电流参考值。

为了更好的定义每个子充电模块中的L和G矩阵，其中G＝diag{g_0k}_n，另外再介绍边界矩阵A和对角矩阵B：A＝[a_km]_n×n，B＝diag{b_kk}_n，而L＝B-A。

当前子充电模块的协同控制模块L+G，可按以下公式获取本地子充电模块的电流误差信号δ_k：

其中，m表示本地子充电模块k的邻居子充电模块的序号，n表示邻居子充电模块的数量，i_m为邻居子充电模块的输出电流实际值；g_0k表示本地子充电模块k是否获取电流参考值， g_0k＝1表示获取，g_0k＝0表示不获取；a_km表示本地子充电模块k是否从邻居子充电模块获取邻居子充电模块m的输出电流实际值，a_km＝1表示获取，a_km＝0表示不获取。

假设在本实施例中，如图6所示的充电装置通信拓扑结构图，包括3个子充电模块(表示为1、2、3)以及1个虚拟节点(表示为0)，且相互连接可以相互交换数据，与虚拟节点0连接表示可以从虚拟节点0获取输出电流参考值信息，故有：

因此，每个子充电模块均可以从其邻居子充电模块获取其邻居子充电模块的输出电流实际值，且均可以从外环电压环获取输出电流参考值，即本实施例中的每个子充电模块在内环电流环：一方面考虑本地充电子模块的输出电流实际值与电流参考值之间的电流误差值，从而生成的PWM信号作为串级控制信号使相应的子充电模块的输出电压逐渐增大至电压参考值，且输出电流逐渐减小至0，此时超级电容模组充电结束，超级电容模组两端的电压(即子充电模块的输出电压)不受超级电容模组等效内阻的影响，从而不会因充电过程结束而回落，使超级电容得到充分利用，显著提升充电效率；另一方面还考虑本地充电了模块的输出电流实际值与各邻居子充电模块的输出电流实际值之间的电流误差值，从而生成的PWM信号作为串级控制信号使本地子充电模块与各邻居子充电模块均衡分担超级电容模组的充电电流，这样的话，当有子充电模块发生故障时，其他子充电模块可以消除故障带来的影响，使超级电容充电装置仍能正常完成充电工作。

另外，本发明的电流环补偿器H₂(s)采用PID控制器基于经典PID控制算法计算PWM信号占空比d_k，具体将电流误差信号δ_k输入至电流环补偿器H₂(s)以获取PWM信号占空比 d_k的方法为：

其中，K₂、T₂和D₂分别为电流环补偿器的比例系数、积分参数和微分参数，δ_k'为电流误差信号δ_k的频域值，d_k'为占空比d_k的频域值。在本实施例中，电流环补偿器的比例系数K₂＝0.015，积分参数K₂＝0.01，微分参数D₂＝0.005。

如上述电压环补偿器同理，电流环补偿器是在频域进行计算，故先将电流误差信号经 Laplace变换由时域值δ_k变换为频域值δ_k'，然后将电流误差信号频域值δ_k'代入到上述电流环补偿器H₂(s)的计算公式，得到占空比的频域值d_k'；再将占空比经Laplace反变换由频域值d_k'变换为时域值d_k。

更具体地，在步骤6生成的PWM信号还需要经过以下处理：将步骤2采集的输出电压实际值与预设安全电压值进行比较，以及将步骤4采集的自身输出电流实际值与预设安全电流值进行比较；当输出电压实际值大于预设安全电压值或自身输出电流实际值大于预设安全电流值时，PWM信号强制输出低电平。从而，当充电装置的输出电压或各子充电模块的输出电流超过预设安全值，使相应的子充电模块的开关管的驱动电压持续为低电平，实现保护充电装置以及超级电容模组的功能。

步骤3.3各子充电模块生成的串级控制信号，分别作用于自身子充电模块中的开关管，直流电源提供的输入电压V_in经充电装置后，得充电装置的输出电流矩阵为：

I＝P₁(s)＝V_inψ^-1，

其中，ψ^-1表示中间参数矩阵ψ的转置矩阵，R_es为超级电容模组的等效串联内阻，C_es为超级电容模组的容量，s表示频域。

所有子充电模块的输出电流汇总得到超级电容模组的充电电流，并给超级电容模组充电，得到超级电容模组两端的电压为：

如图3所示，本发明还提供一种基于上述充电方法的充电装置，包括若干个并联设置于直流电源与超级电容模组之间的子充电模块，每个子充电模块均包括底板、控制板和连接底板与控制板的DSP安插板。

如图4所示，底板上设置有Buck电路主拓扑模块、电压采样模块、电流采样模块、信号驱动模块和供电模块，如图5所示，控制板上设置有控制模块和串口通信模块。其中，Buck 电路主拓扑模块主要包括由MOS管构成的开关管、续流二极管和与开关管串联的磁环电感，控制模块采用型号为TMS320F2808的DSP微控制器。

每相邻两个子充电模块的控制模块之间通过串口通信模块连接；对于每个子充电模块，电压采样模块、电流采样模块和信号驱动模块均与Buck电路主拓扑模块连接，还均与控制模块连接。

所述电压采样模块，用于采集充电装置的输出电压实际值；所述电流采样模块，用于采集本地Buck电路主拓扑模块的输出电流实际值；所述串口通信模块，用于本地子充电模块与邻居子充电模块之间数据交换；所述控制模块，用于生成本地子充电模块的串级控制信号；所述信号驱动模块，用于将串级控制信号转换为驱动本地Buck电路主拓扑模块中的开关管的驱动控制信号；所述Buck电路主拓扑模块，用于受驱动控制信号控制输出均衡电流；所述供电模块，用于为本地子充电模块提供电源。

在该充电装置选择其中一个子充电模块作为兼外环电压环控制的子充电模块，兼外环电压环控制的子充电模块上的电压采样模块采集Buck电路主拓扑模块的输出电压实际值v_sc。由于充电装置的各子充电模块为并联关系，故任意子充电模块中的Buck电路主拓扑模块的输出电压即为充电装置的输出电压。在该兼外环电压环控制的子充电模块的控制模块中，执行上述充电方法的步骤2至4。

其中，在执行步骤4时，每个子充电模块均通过自身的电流采样模块采集自身的输出电流实际值i_k，然后将自身的输出电流实际值通过串口通信模块发送给兼外环电压环控制的子充电模块上的控制模块。在得到电流误差矩阵I_error后，再通过串口通信模块将电流误差矩阵 I_error发送给其余子充电模块的控制模块。

然后在充电装置的各个子充电模块，分别通过各自的控制模块执行步骤5-6。

具体地，子充电模块还包括过流过压保护模块，所述过流过压保护模块包括电压比较器、电流比较器或门，所述电压比较器的输入端接收输出电压实际值和预设安全电压值，所述电流比较器的输入端接收输出电流实际值和预设安全电流值，所述电压比较器的输出端、电流比较器的输出端以及控制模块的PWM输出端分别与所述或门的不同输入端连接，所述或门的输出端与信号驱动模块的输入端连接。

具体地，在本实施例中，Buck电路主拓扑模块电路如图7所示，输入电压DC24V，输出电压为0～20V，最大输出电流为10A，额定输出电流为8A，开关频率为100khz，根据Buck电路工作在CCM(连续工作模式)，设计电感为500微亨的磁环电感L1。输入滤波电容C3 为耐压值50V，容值为470微法的电解电容，输出滤波电容C2为耐压值50V，容值为470 微法的电解电容。开关管Q1采用型号为IRF530的MOS管，续流二极管D1的型号为 V20100SG-M3。

电压采样模块的电路如图8所示，采用分压电阻R19和R14进行电阻分压，将Buck电路主拓扑模块的输出电压Vout+转换为DSP可测量的电压范围，选用的分压电阻为精度0.1％的精密电阻。分压得到的电压信号VoltFeed要经过滤波处理再传递给控制模块，本实施例采用的滤波器为有源二阶低通滤波器，由运算放大器以及精密电阻和陶瓷电容构成，该滤波器的截止频率为100hz，运放芯片型号为TL074ID。

电流采样电路如图9，采用型号为CSM005A的霍尔传感器U5来测量子充电模块的输出电流。利用电阻R15将霍尔传感器U5输出的电流信号转换为电平信号Current_sam，然后与电压采样模块原理相同，电平信号Current_sam经过滤波处理再传递到控制模块，本实施例采用的滤波器为有源二阶低通滤波器，由运算放大器、精密电阻和陶瓷电容构成，该滤波器的截止频率为100hz，运放芯片型号为TL074ID。

信号驱动电路如图10所示，由于Buck电路主拓扑模块中的开关管选用型号为IRF530 的MOS管，而该MOS管的驱动电压为正负15V，但控制模块产生的PWM信号为0-3.3V，因此设置该信号驱动电路，将控制模块产生的PWM信号转换为正负15V的驱动信号。在该信号驱动电路，首先设置一个由三极管Q2和电阻R25、电阻R26组成的共射放大电路，弥补了DSP芯片(即控制模块所采用的微控制器)的GPIO口的驱动能力有限的缺点；之后设置一个型号为IR2117的Mos管驱动芯片U9，该Mos管驱动芯片U9可以根据输入的0-3.3V 的PWM信号产生正负15V的驱动信号。在信号驱动电路中，接入的信号PWM_protect为3.3V 高电平时，集电极Mos_Driver输出0V低电平，经Mos管驱动芯片U9产生+15V驱动信号；当接入的信号PWM_protect为0V低电平时，集电极Mos_Driver输出15V高电平，经Mos 管驱动芯片U9产生-15V驱动信号。

在本实施例的Buck电路主拓扑模块中的MOS管Q1，其栅极电阻R5为10欧姆，栅源极两端之间的电阻R3为10K欧姆，为了加快MOS管Q1的关闭速度，在栅极电阻R5的两端并联了一个二极管D2。

过流过压保护电路如图11所示，利用型号为CD4072的或门以及两个比较器实现。首先将采集到的本地子充电模块的输出电压实际值输入到电压比较器U10A，电压比较器U10A将该输出电压实际值与预设安全电压值比较，当输出电压实际值大于预设安全电压值时，电压比较器U10A输出高电平；同时还将采集到的本地子充电模块的输出电流实际值输入到电流比较器U10B，电流比较器U10B将该输出电流实际值与预设安全电流值比较，当输出电流实际值大于预设安全电流值时，电流比较器U10B输出高电平。电压比较器U10A和电流比较器U10B的输出以及控制模块模块的PWM信号分别输入到或门U11A的不同输入端，当电压比较器U10A和电流比较器U10B中任意一个输出高电平时，或门U11A强制将PWM信号输出为高平电，即输入或门U11A的PWM信号电平无论为0还是3.3V，或门U11A的输出均为3.3V高电平，信号驱动模块持续输出-15V驱动电压，实现保护充电装置和超级电容模组的功能。

底板与控制板之间的安插板，如图12所示，是一个100针的插槽，便于维修与调试，将控制板与底板设计成两块PCB板，当电路无法正常工作时，便于问题的查找与模块的更换。

供电电路如图13所示，由于Buck电路主拓扑模块的输入电压为24V，但是信号驱动电路、各模块中的运算放大芯片需要正负15V的供电电压，控制板需要5V的供电电压，所以选择了型号为PDUKE-24S05、由24V转5V的电源芯片DC1以及型号为PDUKE-24D15、由 24V转15V电源芯片DC2。

如图5所示的控制板电路结构，包括控制模块、串口通信模块和DSP安插板接口。其中控制模块是整个充电装置的核心，主要采集本地子充电模块的输出电压实际值和输出电流实际值，接收邻居子充电模块的信息，并且根据获得的信息产生控制律，基本功能要求如下： 12位以上精度的模数转换功能、PWM输出功能、串行外设模块。因此本实施例选择了 TMS320F2808作为控制模块的主控芯片。除此之外，控制模块还包括了DSP芯片运行的最小系统，即控制板供电模块、复位电路、晶振电路。

复位电路由一个RC串联电路构成，其中电阻的精度为0.1％，阻值为2K，封装为0805 贴片电阻，电容为耐压值50V的陶瓷电容，容值为0.1微法，封装为0805。在控制板上电时，获得一个缓慢上升，最后稳定在高电平的复位信号。

晶振电路由一个无源晶振，两个电容，一个电阻构成。无源晶振的频率为20Mhz，两个电容为22皮法的陶瓷电容，封装0805，电阻为100欧姆精密电阻，封装0805。为控制DSP芯片提供时钟信号。

控制板供电模块主要由两个电源芯片构成，型号分别为AMS117-3.3、AMS117-1.8，分别实现了5V转3.3V，5V转1.8V的电压转换功能，为DSP芯片提供供电电压以及AD采样部分的参考电压。

DSP安插板接口是一个100针的接口，实现了控制板与底板之间的通信。

TMS320F2808芯片是TI公司的一款DSP芯片，具有12位精度的AD采样功能，高频PWM信号功能，串口通信功能，所以作为本发明的主控芯片它可以实现对Buck电路输出电压输出电流的控制。

以上实施例为本申请的优选实施例，本领域的普通技术人员还可以在此基础上进行各种变换或改进，在不脱离本申请总的构思的前提下，这些变换或改进都应当属于本申请要求保护的范围之内。

Claims

1.一种基于串级控制的超级电容充电方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤2，针对充电装置进行外环电压环控制；

步骤3.2，将本地子充电模块的输出电流实际值i_k、各邻居子充电模块的输出电流实际值i_m以及电流参考值i₀输入至协同控制模块，获得本地子充电模块的电流误差信号δ_k；

步骤3.3，将电流误差信号δ_k输入至电流环补偿器，得到与本地子充电模块对应的PWM信号占空比d_k，并生成PWM信号作为串级控制信号，以控制本地子充电模块的输出电压和输出电流。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤3.2中获得本地子充电模块的电流误差信号δ_k按以下公式计算：

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤3.3中获取PWM信号占空比d_k按以下公式计算：

4.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤2.2中获得各子充电模块的电流参考值i₀为：

5.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤6生成的PWM信号还需要经过以下处理：将步骤2.1采集的输出电压实际值与预设安全电压值进行比较，以及将步骤3.1采集本地子充电模块的输出电流实际值与预设安全电流值进行比较；当输出电压实际值大于预设安全电压值或本地子充电模块的输出电流实际值大于预设安全电流值时，PWM信号强制输出低电平。

6.一种应用权利要求1-5任一所述方法的充电装置，其特征在于，包括若干个并联设置于直流电源与超级电容模组之间的子充电模块，每个子充电模块均包括Buck电路主拓扑模块、电压采样模块、电流采样模块、信号驱动模块、控制模块、串口通信模块和供电模块，每相邻两个子充电模块的控制模块之间通过串口通信模块连接；在每个子充电模块上，电压采样模块、电流采样模块和信号驱动模块均与Buck电路主拓扑模块连接，还均与控制模块连接；

所述电压采样模块，用于采集充电装置的输出电压实际值；

所述控制模块，用于生成本地子充电模块的串级控制信号；

所述供电模块，用于为本地子充电模块提供电源。

7.根据权利要求6所述的装置，其特征在于，所述子充电模块还包括过流过压保护模块，所述过流过压保护模块包括电压比较器、电流比较器以及或门，所述电压比较器的输入端接收输出电压实际值和预设安全电压值，所述电流比较器的输入端接收输出电流实际值和预设安全电流值，所述电压比较器的输出端、电流比较器的输出端以及控制模块的PWM输出端分别与所述或门的不同输入端连接，所述或门的输出端与信号驱动模块的输入端连接。

8.根据权利要求6所述的装置，其特征在于，所述控制模块采用DSP微控制器。

9.根据权利要求6所述的装置，其特征在于，所述子充电模块包括底板、控制板和连接底板与控制板的DSP安插板，所述Buck电路主拓扑模块、电压采样模块、电流采样模块、信号驱动模块和供电模块均设置于底板上，所述控制模块和串口通信模块设置于控制板上。