CN109591615B - 一种电动汽车控制器主动热控制方法及其应用系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种电动汽车控制器主动热控制方法，包括模糊控制器、电机矢量控制系统、DSP28035处理器、驱动电路、温度采集电路、电流采集电路、电压采集电路、SCI通信、上位机、三相逆变器，温度检测电路的输出与DSP28035处理器的AD管脚相连，DSP28035处理器通过SCI通信与上位机连接，通过温度采集电路，DSP28035处理器实时测得控制器的实际温度，并将实时温度值传递给基于软件形式实现的控制器温度闭环模糊控制器，计算得到合理的电机矢量控制系统中的转矩电流的最大限定值，从而实现对控制器温度主动热管理。本发明解决了现有电动汽车控制器温度保护过于保守、电动汽车带载能力低的问题，有效减少过热引起的电动汽车控制器故障发生率，同时提高电动汽车带载能力。

Description

一种电动汽车控制器主动热控制方法及其应用系统

技术领域

本发明属于动汽车电机控制技术，具体涉及一种控制器主动热控制方法及其应用系统。

背景技术

随着电力电子技术的发展，MOSFET、IGBT等功率器件在电动汽车控制领域得到了广泛的运用。其封装尺寸逐渐减小，但功率等级和热流密度要求却逐步提高，易发生因高温引起的各种失效故障，从而影响电机控制器的使用寿命和可靠性。因此，有必要通过实时采集控制器的工作温度，实现相应的主动热控制和过热保护，提高其运行可靠性和更好的驾驶体验。

传统工业用电机不同，在爬坡、越障等工况下需要电机能够在短时间内快速提高出力，以获得优良的驾驶体验，即需要电动汽车感应电机具有启动转矩大，瞬时出力能力，同时，也要求控制器和电机要具有较高功率密度等级。但是，大转矩运行需要电动汽车控制器输出更大的电流，从而使电机温度上升迅速，控制器中的功率器件发热严重为其可靠运行带来安全隐患。为了防止因电机温度过高而造成电机损坏、控制器中的功率器件因温度过高而导致热击穿等情况发生，在现有的电动汽车控制器热保护中，通常会设置一个温度保护点，一旦反馈得到的温度超过这个设定值，就会让电流降半额运行，以防止电机热过载。然而，现有的温度保护措施通常是被动式保护，对于温度的保护比较保守。现有的控制器温度保护中，温度传感器的探头都是放置于控制器的外壳内壁，并没有直接放置在放热最严重的功率板上，这就导致所测得到温度不能够准确反映当前功率器件工作时的外壳温度，从而不能精确快速的对电动汽车控制器中的得功率器件进行过温保护。同时，现有的温度闭环采用的都是传统的PI控制器，不能满足电动汽车越障瞬时输出大转矩的需求，一旦控制器的温度超过阈值时，传统的PI控制器响应速度较慢，从而不能完全的保证电动汽车控制器的温度迅速的降低到阈值以下，为电动汽车控制器的可靠运行带来安全隐患。

发明内容

本发明的目的在于提供一种控制器主动热控制方法及其应用系统，解决了现有电动汽车控制器热保护方法下功率器件输出能力过于保守的问题。

实现本发明目的的技术解决方案为：一种电动汽车控制器主动热控制方法，控制方法步骤如下：

步骤1、DSP处理器根据温度采集电路、电流采集电路、电压采集电路实时反馈的信号，输出6路PWM电压驱动信号，经过驱动电路对驱动信号进行功率放大，输出给三相逆变器；

步骤2、电机矢量控制系统中的Clark变换和Park变换将异步电机的两相定子电流ia、ib转换成两相旋转坐标系下的电流iq、id；磁链观测器根据iq、id和异步电机的转速n计算得到磁场定向角θ；根据SVPWM算法计算得到三相逆变器中U、V、W三相上下桥臂的切换时间Ta、Tb、Tc，通过控制三相逆变器输出三相电流ia、ib、ic驱动异步电机；

步骤3、模糊控制器根据反馈得到的三相逆变器的温度，计算得到q轴电流的限定值L_lim，对q轴电流闭环进行限制。

所述步骤3中，模糊控制器的输入为温度采集电路采集的三相逆变器实时的温度值，通过与设定的温度阈值的比较计算得到误差量E以及误差变化率EC,输出经过模糊逻辑算法判定，在当前误差量和误差变化率下，转矩电流的最大的限定值I_lim。

一种应用电动汽车控制器主动热控制方法的系统，包括模糊控制器、电机矢量控制系统、DSP处理器、驱动电路、温度采集电路、电流采集电路、电压采集电路、SCI通信、上位机；所述电机矢量控制系统包括异步电机、三相逆变器、SVPWM算法、q轴电流闭环积分器、转速闭环积分器、磁链观测器、Park变换、Clark变换、d轴电流闭环积分器；所述电机矢量控制系统包括异步电机、三相逆变器、SVPWM算法、q轴电流闭环积分器、转速闭环积分器、磁链观测器、Park变换、Clark变换、d轴电流闭环积分器和限幅模块；Clark变换的输入连接异步电机的两相电流ia、ib，输出连接至Park变换；磁链观测器的输入分别与异步电机和Park变换相连，输出连接至Park变换和SVPWM算法；d轴电流闭环积分器的输入与励磁电流给定值id_ref和励磁电流反馈值id的差值信号连接，输出连接至SVPWM算法；转速闭环积分器的输入与转速的给定值n_ref和转速反馈值n的差值信号连接，输出连接限幅模块；q轴电流闭环积分器的输入与转矩电流参考值iq_ref和转矩电流反馈值iq的差值信号连接，输出连接至SVPWM算法；SVPWM算法的分别与d轴电流闭环积分器、q轴电流闭环积分器和异步电机相连，输出连接至三相逆变器；三相逆变器的输出连接至异步电机；模糊控制器的输入连接三相逆变器，输出与限幅模块相连。

所述温度采集电路、电流采集电路、电压采集电路分别与DSP处理器的AD管脚相连；SCI通信与DSP处理器的SCI通信管脚相连接；所述的温度采集电路分别采集环境温度、整个控制器的壳温以及三相逆变器的U、V、W三相的MOSFET壳温，并将采集到的温度进行模数转换，生成数字信号，并将生成数字信号发送给DSP处理器；所述的电流采集电路分别采集异步电机的U、V、W三相电流，通过电流采集电路将采集的电流进行模数转换，并将生成的数字信号发送给DSP处理器；所述的电压采集电路采集三相逆变器两端的直流电源电压，将采集到的电压进行模数转换，并将生成的数字型号发送给DSP处理器；所述的DSP处理器对采集到的温度、电流、电压数字信号进行处理，转换成实际值，并通过SCI通信将采集到的信号传输到后台的上位机。

本发明与现有技术相比，其显著优点在于：

（1）与传统的被动热保护方法相比，能显著提高功率器件输出能力、瞬时输出大转矩的能力和能源的利用率。

（2）可以有效平滑控制器中功率器件的温度波动，降低功率器件在反复加热与冷却过程中承受热应力的反复冲击而导致的器件失效概率。

（3）所采用的控制算法抗干扰能力强，响应速度快，不需要明确的被控对象的模型，并对系统参数的变化有较强的鲁棒性。

附图说明

图1为本发明的一种基于电机矢量控制系统的结构示意图。

图2为本发明的硬件系统组成结构示意图。

图3为本发明的温度检测电路结构示意图。

图4为本发明的电流检测电路结构示意图。

图5为本发明的电压检测电路结构示意图。

图6为本发明的三相逆变器拓扑结构示意图。

图7为本发明的驱动电路结构示意图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作进一步详细描述。

本发明所述的一种电动汽车控制器主动热控制方法，控制方法步骤如下：

步骤1、DSP28035处理器3根据温度采集电路5、电流采集电路6、电压采集电路7实时反馈的信号，输出6路PWM电压驱动信号，经过驱动电路4对驱动信号进行功率放大，输出给三相逆变器22；

步骤2、电机矢量控制系统2中的Clark变换28和Park变换27将异步电机21的两相定子电流ia、ib转换成两相旋转坐标系下的电流iq、id；磁链观测器26根据iq、id和异步电机21的转速n计算得到磁场定向角θ；根据SVPWM算法23计算得到三相逆变器22中U、V、W三相上下桥臂的切换时间Ta、Tb、Tc，通过控制三相逆变器22输出三相电流ia、ib、ic驱动异步电机21；

步骤3、模糊控制器1根据反馈得到的三相逆变器22的温度，计算得到q轴电流的限定值L_lim，对q轴电流闭环进行限制。

结合图1至图6，一种应用电动汽车控制器主动热控制方法的系统，其特征在于：包括模糊控制器1、电机矢量控制系统2、DSP28035处理器3、驱动电路4、温度采集电路5、电流采集电路6、电压采集电路7、SCI通信8、上位机9。

如图1所示，所述电机矢量控制系统2包括异步电机21、三相逆变器22、SVPWM算法23、q轴电流闭环积分器24、转速闭环积分器25、磁链观测器26、Park变换27、Clark变换28、d轴电流闭环积分器29和限幅模块。Clark变换28的输入连接异步电机21的两相电流ia、ib，输出连接至Park变换27；磁链观测器26的输入分别与异步电机21和Park变换27相连，输出连接至Park变换27和SVPWM算法23；d轴电流闭环积分器29的输入与励磁电流给定值id_ref和励磁电流反馈值id的差值信号连接，输出连接至SVPWM算法23；转速闭环积分器25的输入与转速的给定值n_ref和转速反馈值n的差值信号连接，输出连接限幅模块；q轴电流闭环积分器24的输入与转矩电流参考值iq_ref和转矩电流反馈值iq的差值信号连接，输出连接至SVPWM算法23；SVPWM算法23的分别与d轴电流闭环积分器29、q轴电流闭环积分器24和异步电机21相连，输出连接至三相逆变器22；三相逆变器22的输出连接至异步电机22；模糊控制器1的输入连接三相逆变器22，输出与限幅模块相连。

具体地，所述的Clark变换28的输入为异步电机21的两相定子电流ia、ib，并将其转化为两相静止坐标系下的定子电流ial、ibe，静止坐标下的定子电流再经过Park变换27转换得到空间两相旋转坐标系下的转矩电流iq和励磁电流id, Park变换27的输出给磁链观测器26。磁链观测器26的输入为转矩电流iq、励磁电流id以及异步电机21反馈的转速n，通过计算输出磁场定向角θ，并将该磁场定向角实时反馈给SVPWM算法23和Park变换27。给定的励磁电流参考id_ref通过与Park变换27实时计算得到到励磁电流id进行比较，将两者的差值输出给d轴电流闭环积分器29，经过d轴电流闭环积分器29输出SVPWM算法23的参考d轴电压Ud。同时，给定的转速参考值n_ref通过与异步电机21反馈的转速n信号比较，将两者的差值输出给转速闭环积分器25，转速闭环积分器25的输出经过限幅得到转矩电流参考iq_ref。更进一步地，所述的限幅值由模糊控制器1输出得到，模糊控制器1的输入为连接三相逆变器22的实时温度反馈T_fd。所得的转矩电流参考iq_ref通过与Park变换27实时计算得到到转矩电流iq进行比较，输出差值给q轴电流闭环积分器24，经过q轴电流闭环积分器输出得到SVPWM算法23的参考q轴电压Uq。最终，SVPWM算法根据异步电机21反馈的直流母线电压UDC、转矩电压Uq和励磁电压Ud计算得三相逆变器22中U、V、W三相的上下桥臂导通切换时间Ta、Tb、Tc,从而驱动三相逆变器22输出合适的三相电流ia、ib、ic给异步电机21。

所述的温度模糊控制器1是基于软件形式实现的二维模糊控制器，并与异步电机矢量控制系统2相结合，所述的温度模糊控制器1中的模糊逻辑算法采用的是查表法，它可以经过离线计算得到，可以大大提高处理器的处理速度。

所述的模糊控制器1的输入为温度采集电路5采集的三相逆变器22实时的温度值，通过与设定的温度阈值的比较计算得到误差量E以及误差变化率EC,输出经过模糊逻辑算法判定：

当比较结果为三相逆变器22的实际温度大于设定的温度阈值时，所述的模糊控制器1将减少转矩电流的限定值I_lim；

当三相逆变器22的实际温度小于设定的温度阈值时，模糊控制器1将增大转矩电流的限定值I_lim；

当三相逆变器22的实际温度等于设定的温度阈值时，模糊控制器1将转矩电流的限定值I_lim保持不变。

具体地，所述温度采集电路5、电流采集电路6、电压采集电路7分别与DSP28035处理器3的AD管脚相连；SCI通信8与DSP28035处理器3的SCI通信管脚相连接；所述的温度采集电路5分别采集环境温度、整个控制器的壳温以及三相逆变器22的U、V、W三相的MOSFET壳温，并将采集到的温度进行模数转换，生成数字信号，并将生成数字信号发送给DSP28035处理器3；所述的电流采集电路6分别采集异步电机21的U、V、W三相电流，通过电流采集电路6将采集的电流进行模数转换，并将生成的数字信号发送给DSP28035处理器3；所述的电压采集电路7采集三相逆变器22两端的直流电源电压，将采集到的电压进行模数转换，并将生成的数字型号发送给DSP28035处理器3；所述的DSP28035处理器3对采集到的温度、电流、电压数字信号进行处理，转换成实际值，并通过SCI通信8将采集到的信号传输到后台的上位机9。

更进一步地，所述的温度采集电路5将采集到的三相逆变器22的温度发送给DSP28035处理器3，通过温度模糊控制器1进行判断输出此时电机矢量控制系统2合适的转矩电流限定值。

如图3所示，所述的温度采集电路5包括3.3V电源53、第一分压电阻54、第一滤波电路52、第一过压保护电路51、热敏电阻228。热敏电阻228与第一分压电阻54串联，一端接地一端连接第一分压电阻54，热敏电阻228没有接地的一端连接至第一滤波电路52，经过第一滤波电路52将输入到DSP28035数字处理器3的ADCINB0管脚的采样电压值滤成平稳的电压值，提高采样的准确性。滤波后的电压信号经过第一过压保护电路51连接至DSP28035数字处理器3的ADCINB0管脚，第一过压保护电路51的作用是保证输入DSP28035数字处理器3的ADCINB0管脚的电压不大于3.3V,从而保护处理器的正常工作。

如图4所示，所述的电流采集电路6包括电流传感器61、第二滤波电路62、第二过压保护电路63。电流传感器61根据采集对象的电流值输出相应的电压数字信号，输出连接至第二滤波电路62，经过第二滤波电路62将输入到DSP28035数字处理器3的ADCINA0管脚电压值滤成平稳的电压值，提高采样的准确性。滤波后的电压信号经过第二过压保护电路63连接至DSP28035数字处理器3的ADCINA0管脚，第二过压保护电路63的作用是保证输入DSP28035数字处理器3的ADCINA0管脚的电压不大于3.3V,从而保护处理器的正常工作。

如图5所示，所述的电压采集电路7包括第二分压电阻71、第三分压电阻74、第三滤波电路72和第三过压保护电路73。其中，第二分压电阻71和第三分压电阻74串联，第三分压电阻74的一端接地另一端连接第二分压电阻71和第三滤波电路72。第三滤波电路72将第三分压电阻74两端的电平信号滤成平稳的电压值，从而提高采样的准确性。滤波后的电压信号经过第三过压保护电路73连接至DSP28035数字处理器3的ADCINB1管脚，第三过压保护电路73的作用是保证输入DSP28035数字处理器3的ADCINB1管脚的电压不大于3.3V,从而保护处理器的正常工作。

如图6所示，所述的驱动电路4主要包括12V电源41、驱动芯片42。其中12V电源41与驱动芯片42的VCC管脚连接给芯片供电，输入的6路PWM信号PWM1A、PWM1B、PWM2A、PWM2B、PWM3A、PWM3B与芯片的IN管脚相连，输出的6路PWM信号1A、1B、2A、2B、3A、3B与芯片的HO管脚相连，所述的驱动芯片42将DSP28035处理器3输出的6路PWM电压驱动信号进行功率放大，从而能够驱动三相逆变器22的正常工作。

如图7所示，所述的三相逆变器22主要包括直流电源221、第一MOSFET 222、第二MOSFET 223、第三MOSFET 224、第四MOSFET 225、第五MOSFET 226、第六MOSFET 227。其中第一MOSFET 222、第三MOSFET 224和第五MOSFET 226的漏极连接至直流电源221的正极，第二MOSFET 223、第四MOSFET 225和第六MOSFET 227的源极连接至直流电源221的负极，第一MOSFET 222的源极与第二MOSFET 223的漏极相连构成U相桥臂、第三MOSFET 224的源极与第四MOSFET 225的漏极相连构成V相桥臂、第五MOSFET 226的源极与第六MOSFET 227的漏极相连构成V相桥臂。通过给这六个MOSFET管的门极施加合适的驱动信号，便可以产生三相对称的电压，从而驱动异步电机21的运行。

Claims (5)

1.一种电动汽车控制器主动热控制方法，其特征在于，控制方法步骤如下：

步骤1、DSP处理器（3）根据温度采集电路（5）、电流采集电路（6）、电压采集电路（7）实时反馈的信号，输出6路PWM电压驱动信号，经过驱动电路（4）对驱动信号进行功率放大，输出给三相逆变器（22）；

步骤2、电机矢量控制系统（2）中的Clark变换模块（28）和Park变换模块（27）将异步电机（21）的两相定子电流ia、ib转换成两相旋转坐标系下的电流iq、id；磁链观测器（26）根据iq、id和异步电机（21）的转速n计算得到磁场定向角θ；根据SVPWM算法模块（23）计算得到三相逆变器（22）中U、V、W三相上下桥臂的切换时间Ta、Tb、Tc，通过控制三相逆变器（22）输出三相电流ia、ib、ic驱动异步电机（21）；

步骤3、模糊控制器（1）根据反馈得到的三相逆变器（22）的温度，计算得到q轴电流的限定值L_lim，对q轴电流闭环进行限制：

所述步骤3中，模糊控制器（1）的输入为温度采集电路（5）采集的三相逆变器（22）实时的温度值，通过与设定的温度阈值的比较计算得到误差量E以及误差变化率EC,输出经过模糊逻辑算法判定，在当前误差量和误差变化率下，转矩电流的最大的限定值I_lim，输出经过模糊逻辑算法判定：

当比较结果为三相逆变器（22）的实际温度大于设定的温度阈值时，所述的模糊控制器（1）将减少转矩电流的限定值I_lim；

当三相逆变器（22）的实际温度小于设定的温度阈值时，模糊控制器（1）将增大转矩电流的限定值I_lim；

当三相逆变器（22）的实际温度等于设定的温度阈值时，模糊控制器（1）将转矩电流的限定值I_lim保持不变。

2.根据权利要求1中所述的电动汽车控制器主动热控制方法，其特征在于：所述模糊控制器（1）是基于软件形式实现的二维模糊控制器，并与电机矢量控制系统(2)相结合。

3.根据权利要求1中所述的电动汽车控制器主动热控制方法，其特征在于：所述DSP处理器（3）采用DSP28035处理器。

4.根据权利要求1所述的电动汽车控制器主动热控制方法，其特征在于：所述模糊控制器（1）中的模糊逻辑算法采用的是查表法，经过离线计算得到。

5.一种应用权利要求1所述的电动汽车控制器主动热控制方法的系统，其特征在于：包括模糊控制器（1）、电机矢量控制系统（2）、DSP处理器（3）、驱动电路（4）、温度采集电路（5）、电流采集电路（6）、电压采集电路（7）、SCI通信（8）、上位机（9）；所述电机矢量控制系统（2）包括异步电机（21）、三相逆变器（22）、SVPWM算法模块（23）、q轴电流闭环积分器（24）、转速闭环积分器（25）、磁链观测器（26）、Park变换模块（27）、Clark变换模块（28）、d轴电流闭环积分器（29）； Clark变换模块（28）的输入连接异步电机（21）的两相电流ia、ib，输出连接至Park变换模块（27）；磁链观测器（26）的输入分别与异步电机（21）和Park变换模块（27）相连，输出连接至Park变换模块（27）和SVPWM算法模块（23）；d轴电流闭环积分器（29）的输入与励磁电流给定值id_ref和励磁电流反馈值id的差值信号连接，输出连接至SVPWM算法模块（23）；转速闭环积分器（25）的输入与转速的给定值n_ref和转速反馈值n的差值信号连接，输出连接限幅模块；q轴电流闭环积分器（24）的输入与转矩电流参考值iq_ref和转矩电流反馈值iq的差值信号连接，输出连接至SVPWM算法模块（23）；SVPWM算法模块（23）的分别与d轴电流闭环积分器（29）、q轴电流闭环积分器（24）和异步电机（21）相连，输出连接至三相逆变器（22）；三相逆变器（22）的输出连接至异步电机（21）；模糊控制器（1）的输入连接三相逆变器（22），输出与限幅模块相连；

所述温度采集电路（5）、电流采集电路（6）、电压采集电路（7）分别与DSP处理器（3）的AD管脚相连；SCI通信（8）与DSP处理器（3）的SCI通信管脚相连接；所述的温度采集电路（5）分别采集环境温度、整个控制器的壳温以及三相逆变器（22）的U、V、W三相的MOSFET壳温，并将采集到的温度进行模数转换，生成数字信号，并将生成数字信号发送给DSP处理器（3）；所述的电流采集电路（6）分别采集异步电机（21）的U、V、W三相电流，通过电流采集电路（6）将采集的电流进行模数转换，并将生成的数字信号发送给DSP处理器（3）；所述的电压采集电路（7）采集三相逆变器（22）两端的直流电源电压，将采集到的电压进行模数转换，并将生成的数字型号发送给DSP处理器（3）；所述的DSP处理器（3）对采集到的温度、电流、电压数字信号进行处理，转换成实际值，并通过SCI通信（8）将采集到的信号传输到后台的上位机（9）。

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