CN108900461B - 一种基于大规模mimo的无线通信系统宽带信号设计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于大规模MIMO的无线通信系统宽带信号设计方法，在一个实施例中，针对100M带宽信号的传输设计包括如下步骤：大规模MIMO系统中的每个发射天线上都产生32个子带带宽3MHz的数据，并且每个子带数据都是正交频分复用调制(OFDM)得到，OFDM的子载波间隔为15kHz；32个子带带宽3MHz的时域数据经过广义多载波(GMC)合成滤波器组的快速实现算法得到合成的100MHz带宽的发射信号；每个接收天线的接收信号都经过相应的GMC分析滤波器组后进行大规模MIMO信号检测。本发明结合OFDM技术和GMC滤波器组的快速实现算法，产生基于大规模MIMO无线通信专网的100MHz带宽信号，具有算法复杂度低、易于硬件实现等优点。

Description

一种基于大规模MIMO的无线通信系统宽带信号设计方法

技术领域

本发明涉及无线通信系统的下行链路信号设计，具体涉及一种基于大规模MIMO无线通信专网系统中宽带信号的设计方法。

背景技术

随着5G技术日臻成熟，基于大规模MIMO的无线通信专网应用需求也已迫在眉睫。然而专网的基站覆盖范围要求远大于5G蜂窝移动通信系统，因此，基于直接正交频分复用(OFDM)技术的子载波间隔通常选用15kHz以消除专网应用环境的多径时延影响，产生100MHz带宽的专网信号需要进行8192点的FFT变换，实现复杂度较高。故此，有必要为基于大规模MIMO的无线通信专网研究新的、低复杂度的宽带信号设计方案。

发明内容

发明目的：本发明的目的是为大规模MIMO无线通信系统提供一种快速实现的低复杂度宽带信号设计方法。

技术方案：本发明采用如下技术方案：

根据数据传输所要求的信号带宽W_b和预设的子带带宽W_sb，得到子带数目M；

大规模MIMO系统中的每个发射天线上都产生M个子带带宽W_sb的数据，并且每个子带数据都是经过OFDM调制得到；

M个子带带宽W_sb的OFDM数据经过广义多载波(GMC)合成滤波器组的快速实现算法得到合成的W_b带宽的发射信号，合成滤波器组实现步骤主要包括：初始化、子带调制和前频移、IDFT和后频移、循环扩展、滤波、信号的累加和移位输出。

每个接收天线的接收信号都经过相应的GMC分析滤波器组后进行大规模MIMO信号检测，分析滤波器组实现主要包括：初始化、滑动、滤波、求和、DFT和前频移、子带解调和后频移等步骤。

作为一种优选实施方式，根据信号带宽W_b和预设的子带带宽W_sb得到子带数目M的计算方法如下：将信号带宽W_b除以预设的子带带宽W_sb，取小于且最接近该相除结果的偶数，作为子带数目M。

作为另一种优选实施方式，根据信号带宽W_b和预设的子带带宽W_sb得到子带数目M的计算方法如下：将信号带宽W_b除以预设的子带带宽W_sb，取小于且最接近该相除结果的奇数，作为子带数目M。

作为一种优选实施方式，GMC合成滤波器组和GMC分析滤波器组的原型滤波器为低通滤波器。

作为更进一步的优选实施方式，所述低通滤波器为均方根升余弦滤波器。

作为另一种更进一步的优选实施方式，所述低通滤波器是通过正弦脉冲信号加窗而形成，其滤波器系数按如下形式构造：

其中，w(k)为时间窗函数，采用Hanning窗，

T_w为窗口持续时间，k表示时间的离散形式；

p_i(k)为滤波器的正弦脉冲信号，

U是滤波器抽头的数量，其等于滤波器阶数+1，S是FFT大小，W是分配的数据子载波的数量，

是音调偏移量。

有益效果：本申请的技术方案适用于大带宽信号(例如，大于20MHz带宽的信号)的传输设计，且能够显著降低产生OFDM发射信号的计算量。以100M带宽的OFDM发射信号为例，现有的技术是直接由8192点FFT变换得到100MHz带宽的OFDM发射信号，其计算复杂度为2¹³×13，而本申请是先得到32个由256点FFT变换得到的OFDM子带信号，子带信号再进过广义多载波滤波器组的处理，形成100MHz带宽信号，本申请中的实现方案的计算复杂度为2¹³×8，相比于现有技术降低了约一半的计算量。

附图说明

图1是根据本发明实施例的大规模MIMO专网系统宽带信号设计方案的传输系统框图；

图2是根据本发明实施例的GMC调制解调的滤波器组实现结构图；

图3是根据本发明实施例的专网信号GMC滤波器组快速实现流程图；

图4是根据本发明实施例的发射端合成滤波器组得到发射信号频谱图；

图5是根据本发明实施例的发射信号的邻近信道泄漏比示意图；

图6是根据本发明实施例的接收端分析滤波器组得到的32个子带信号频谱图；

图7是根据本发明实施例的接收端分析滤波器组得到的其中一个子带信号频谱图；

图8是根据本发明实施例的接收端PDSCH数据均衡后星座图；

图9是根据本发明实施例的PDSCH接收数据与发射数据的误差矢量幅度示意图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的技术方案作进一步说明。

在一个实施例中，以100M带宽的无线通信专网信号的传输设计为例，子带取3MHz带宽。根据给定的总的信号带宽和子带带宽，相除结果约为33.33，取小于该数值且最接近该数值的奇数或偶数，均可以作为对应的子带数目，在本实施例中基于对称考虑子带数目为32个。由于子带数据之间的间隔会稍微大于3MHz，因此32个3MHz约等于100MHz。在发射端，通过OFDM调制生成32个子带OFDM数据，再经过GMC合成滤波器得到100M宽带信号。在接收端，由GMC分析滤波器组进行运算解调，得到时域数据。

由OFDM调制得到的大规模MIMO无线通信专网系统的发射端3MHz带宽的子带数据产生按照3GPP标准中物理层的步骤：首先对原始待发送的数据的二进制序列，也就是载荷数据进行DLSCH处理，其中DLSCH处理包括传输块添加CRC、码组分割和CRC添加、信道编码、码率匹配、和码组连接构成PDSCH输入码字。得到的PDSCH码字先经过扰码、调制，然后对调制数据作层映射，接着是波束赋形的预编码，编码后的数据映射到多天线的资源网格。每个天线资源网格中的频域数据进行OFDM调制得到每个子带的时域数据。

32个子带OFDM数据经过GMC合成滤波器组的快速实现算法得到100MHz宽带信号。发送的合成多载波信号的离散时间形式和多载波分析的离散时间形式为：

其中：l为时间的离散表示形式，M为子带个数，N为抽取倍数，a为常数，j表示复数的虚部，T为发送信号每个采样点的时间间隔，r(l)为接收端的时域离散接收信号，h_s,m为发射端第m个子带的基带成形脉冲滤波器，h_a,m为接收端第m个子带的匹配滤波器。

p(l)是低通滤波器的脉冲冲击响应。

为了验证这种信号设计方案的正确性，需要观察信号的发射端和接收端频谱图、邻近信道泄露比、接收数据的星座图和误差矢量幅度等特性。接收端只做反向的PDSCH处理。经过噪声信道后的时域信号经过GMC分析滤波器组的快速实现算法得到资源网格，在时频资源网格中的数据经过解映射、解预编码、解层映射后，可以得到星座图、EVM等表征信号的特性，从而完成大规模MIMO无线通信专网的宽带信号分析。

下面结合附图和具体实例对宽带信号快速实现步骤进行详细说明。

图1示出了基于大规模MIMO的无线通信专网系统的结构，其中规定了如下技术指标，这些技术指标是为了满足专网某些特定需求而对应提出的：

(1)传输频点：3.4～3.6GHz；

(2)传输带宽：大于等于100MHz；

(3)支持大规模MIMO天线数：大于等于128；

(4)支持用户并行子流数：大于等于8；

(5)支持场景：郊区、海岛、山区；

(6)系统峰值传输速率：大于等于1Gbps；

(7)频谱利用率：大于8bps/Hz；

(8)解调门限：-1dB(QPSK 1/3码率误比特率小于1E-6)

11dB(16QAM 2/3码率误比特率小于1E-6)

17dB(64QAM 3/4码率误比特率小于1E-6)

系统中的每个天线的下行链路发射端采用波束赋形的预编码技术，产生32个带宽3MHz的子带时域数据，在1ms内每个子带有3584个采样点，每个子带采用OFDM调制技术，其中OFDM数据的子载波间隔为15kHz，因为基于大规模MIMO的无线通信专网系统规定的技术指标中提到，最高使用64QAM调制，所以实施例中采用64QAM调制和解调数据。

1、合成滤波器组的快速实现过程

首先设定子带个数M＝32、抽取倍数N＝36、常数a＝0.0028π，采样率f_s＝3.84MHz，采样点时间间隔T＝M/f_sN，滤波器的长度L＝2KN+1，其中K是一个常数，K值越大，L越长，成型符号的频率特性越好，码间干扰越小，但实现复杂度也越高，原型滤波器长度的选择取决于系统传输特性和系统对性能的要求。本实施例中综合考虑系统性能和系统实现代价，最终选取K＝6。滤波器系数记为p(k)，k＝0,1,2,...,L-1。n、k和l都为离散时间的表示形式，但表示的离散时间采样点长度不一样，例如k长度是滤波器系数个数k＝0,1,2,...,L-1，而n长度是1ms内采样点的个数n＝1,2,3,...,3584。包括以下步骤：

S11、初始化：设置n和l的初始值：n＝0、l＝0；设置L点数据序列，这个序列的作用相当于移位寄存器：d(k)＝0,k＝0,1,2,...,L-1。

S12、子带调制：对M点序列进行调制，M点序列为M个子带在某个时间上的采样点，对M个子带同一采样时刻的采样点并行处理。第m个子带时域上的数据x_m(n)作为调制的输入数据，调制的过程为：每个输入数据乘以

后，得到M点序列y_m(n)，0≤m≤M-1。

S13、前频移、IDFT和后频移：利用IFFT对M点序列y_m(n)进行变换，变换矩阵为T＝V₂W_M ^*V₁，其中V₁是对角线上值为

的对角矩阵，V₂是对角线上值为e^-jπk(M-1)/M的对角矩阵，W_M＝[e^-j2πmn/M]_M×M是M×M的IDFT矩阵，得到

这样将M个基带信号输入调制到不同的载波上，形成多载波。

S14、循环扩展：把M点序列

扩展为2M点序列

然后再扩展为L点序列，得到

S15、滤波：计算

S16、累加：计算

d(k)＝d(k)+s_n(k),k＝0,1,...,L-1

这是一步累加运算，将上一步得到的乘积结果与d(k)相加，d(k)是一个不断更新的序列。

S17、移位输出：把L点序列d(k)中的前M个数据送到发送信号序列，即：

s(l+k)＝d(k),k＝0,1,2,...N-1

更新L点序列d(k)为：

S18、更新：置n＝n+1、l＝l+N，并转入S12。

S19、最后得到的发射信号：

其中t_n＝1,2,…,len，len表示s(t_n)的长度。

2、分析滤波器组快速实现过程，包括以下步骤：

S21、初始化：设置n的初始值n＝1；

S22、滑动：从接收信号r(l)中取L点序列

其中离散时间t_nn＝N(n-1)+k，k＝1,2,...,L；

S23、滤波：计算r_n(k)＝p(k)r_n(k),k＝0,1,...,L-1；

S24、求和：求L/(2M)的余数delta，对

在末尾补2M–delta个0使得

的长度正好为2M的整数倍，然后把

变成行数为2M的矩阵，对每一行数据求和，得到2M×1的矩阵

然后求得

S25、后频移、DFT和前频移：利用FFT对M点序列

进行变换，变换矩阵为T^H＝(V₂W_M ^*V₁)^H，得到重建信号

S26、子带解调：

与矩阵

点乘得到

最后再除以功率系数得到

S27、更新：置n＝n+1，转入S22。

最后，得到长度为3584的时域数据。再经过解映射、解预编码等操作后，就可以进行大规模MIMO信号检测或信号分析。

3、滤波器组中低通原型滤波器的设计

图2和图3分别示出了GMC调制解调的滤波器组实现结构和快速实现流程。在GMC滤波器组合成和分析系统中，每个合成滤波器以及分析滤波器的脉冲响应都是由低通滤波器的脉冲响应经过调制得到，此滤波器组称为调制型滤波器组，而低通滤波器称为原型滤波器。各子带经过调制再通过滤波器可以看成子带分别通过低通、带通和高通滤波器，实现了对整个宽频带信号的划分。

低通原型滤波器组的实现有两种方案，其中一种使用均方根升余弦滤波器，可以直接利用MATLAB中的r cos fir函数产生，参数选取为M＝32、N＝36、K＝6、L＝433。对应的MATLAB语句为：

P＝rcosfir(0.15,[-66],36，1,'sqrt')

其中，0.15为升余弦因子，'sqrt'表示设计出的滤波器均为均方根升余弦滤波器。

另外一种滤波器实现方案是基于软截断的滤波器设计。特别地，所使用原型滤波器的软截断如下：考虑具有矩形频率响应的滤波器作为原型滤波器，即具有适当带宽的正弦脉冲信号p_i(k)，这种滤波器是理想的，因为它在通带中不产生失真，同时提供全面的带外抑制。对p_i(k)的脉冲响应应用时间窗w(k)，然后将滤波器的频率移动到所需频率的中心。窗口掩码(The windowing mask)的两端平滑过渡到零，这样可以避免截断滤波器在开始和结束处的突然跃变，从而避免截断滤波器中的频率溢出；并且窗口在截断滤波器的脉冲响应中提供合理的时间定位，使所得到的f-OFDM信号中的符号间干扰(ISI)保持在可接受的限制范围内。

基于软截断的滤波器的产生过程如下：

S31：产生窗函数：w(k)，实施例中窗函数选用持续时间为T_w的Hanning窗，形式为：

S32：产生sinc函数：

其中U是滤波器抽头的数量，其等于滤波器阶数+1，S是FFT大小，W是分配的数据子载波的数量，并且

是音调偏移量(tone offset)。

S33：产生归一化的低通滤波器系数：

在一个实施例中，根据一共15个资源块，每个资源块有12个子载波，构成3MHz带宽的系统参数，并且子载波间隔Δf为15kHz，FFT的大小为256，得到f-OFDM滤波器参数如下：滤波器阶数432，音调偏移量

2.5个子载波，时间窗为

其中L＝432。

最后得到的基于GMC的专网系统的信号的各项特性测量值如图4～9，根据3GPP协议给出的相邻信道泄漏功率比ACLR、误差向量幅度EVM等技术指标进行对比。3GPP协议中提到当PDSCH每个子载波数据采用64QAM调制解调时，要求EVM小于9％，而根据图9，32个OFDM子带数据的平均EVM均为2.6％；3GPP协议中规定邻近信道泄露比应该都小于-44.2dB，根据图5，ACLR最大为-73.7dB，测量值均满足指标。并且跟5G标准中用8192点FFT实现100MHz带宽信号计算复杂度相比，8192点FFT计算复杂度为2¹³×13，本申请中的实现方案的计算复杂度为2¹³×8，降低了约一半的计算量。

Claims (7)

1.一种基于大规模MIMO的无线通信系统宽带信号设计方法，其特征在于，包括如下步骤：

根据数据传输要求的信号带宽W_b和预设的子带带宽W_sb，得到子带数目M；

大规模MIMO系统中的每个发射天线上都产生M个子带带宽为W_sb的数据，并且每个子带数据都是经过OFDM调制得到；

M个子带带宽W_sb的OFDM数据经过GMC合成滤波器组的快速实现算法得到合成的W_b带宽的发射信号，合成滤波器组实现步骤包括：初始化、子带调制和前频移、IDFT和后频移、循环扩展、滤波、信号的累加和移位输出，具体如下：

S11、初始化：设置n和l的初始值：n＝0、l＝0，n和l都为离散时间的表示形式；设置L点数据序列，这个序列的作用相当于移位寄存器：d(k)＝0,k＝0,1,2,...,L-1；

S12、子带调制：对M点序列进行调制，M点序列为M个子带在某个时间上的采样点，对M个子带同一采样时刻的采样点并行处理，第m个子带时域上的数据x_m(n)作为调制的输入数据，调制的过程为：每个输入数据乘以

后，得到M点序列y_m(n)，0≤m≤M-1，N为抽取倍数，T为每个采样点的时间间隔，a为常数；

S13、前频移、IDFT和后频移：利用IFFT对M点序列y_m(n)进行变换，变换矩阵为Z＝V₂W_M ^*V₁，其中V₁是对角线上值为

的对角矩阵，V₂是对角线上值为e^-jπk(M-1)/M的对角矩阵，W_M＝[e^-j2πmn/M]_M×M是M×M的IDFT矩阵，得到

S14、循环扩展：把M点序列

扩展为2M点序列

然后再扩展为L点序列，得到

S15、滤波：滤波器系数记为p(k)，计算

S16、累加：计算

d(k)＝d(k)+s_n(k),k＝0,1,...,L-1

S17、移位输出：把L点序列d(k)中的前M个数据送到发送信号序列，即：

s(l+k)＝d(k),k＝0,1,2,...N-1

更新L点序列d(k)为：

S18、更新：置n＝n+1、l＝l+N，并转入S12；

S19、最后得到的发射信号：

其中t_n＝1,2,…,len，len表示s(t_n)的长度；

每个接收天线的接收信号都经过相应的GMC分析滤波器组后进行大规模MIMO信号检测，分析滤波器组实现步骤包括：初始化、滑动、滤波、求和、DFT和前频移、子带解调和后频移，具体如下：

S21、初始化：设置n的初始值n＝1；

S22、滑动：从接收信号r(l)中取L点序列

其中离散时间t_nn＝N(n-1)+k，k＝1,2,...,L；

S23、滤波：计算

S24、求和：求L/(2M)的余数delta，对

在末尾补2M–delta个0使得

的长度正好为2M的整数倍，然后把

变成行数为2M的矩阵，对每一行数据求和，得到2M×1的矩阵

然后求得

S25、后频移、DFT和前频移：利用FFT对M点序列

进行变换，变换矩阵为Z^H＝(V₂W_M ^*V₁)^H，得到重建信号

S26、子带解调：

与矩阵

点乘得到

最后再除以功率系数得到

S27、更新：置n＝n+1，转入S22。

2.根据权利要求1所述的基于大规模MIMO的无线通信系统宽带信号设计方法，其特征在于，所述根据信号带宽W_b和预设的子带带宽W_sb得到子带数目M的计算方法为：将信号带宽W_b除以预设的子带带宽W_sb，取小于且最接近该相除结果的偶数，作为子带数目M。

3.根据权利要求1所述的基于大规模MIMO的无线通信系统宽带信号设计方法，其特征在于，所述根据信号带宽W_b和预设的子带带宽W_sb得到子带数目M的计算方法为：将信号带宽W_b除以预设的子带带宽W_sb，取小于且最接近该相除结果的奇数，作为子带数目M。

4.根据权利要求1-3中的任一项所述的基于大规模MIMO的无线通信系统宽带信号设计方法，其特征在于，所述GMC合成滤波器或GMC分析滤波器的脉冲响应都是由低通滤波器的脉冲响应经过调制得到。

5.根据权利要求4所述的基于大规模MIMO的无线通信系统宽带信号设计方法，其特征在于，所述低通滤波器为均方根升余弦滤波器。

6.根据权利要求4所述的基于大规模MIMO的无线通信系统宽带信号设计方法，其特征在于，所述低通滤波器通过正弦脉冲信号加窗而形成。

7.根据权利要求6所述的基于大规模MIMO的无线通信系统宽带信号设计方法，其特征在于，所述低通滤波器系数按如下形式构造：

其中，w(k)为时间窗函数，采用Hanning窗，

T_w为窗口持续时间，k表示时间的离散形式；

p_i(k)为滤波器的正弦脉冲信号，

U是滤波器抽头的数量，其等于滤波器阶数+1，S是FFT大小，W是分配的数据子载波的数量，

是音调偏移量。

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