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CN108880268B - 电压源型半有源桥dc-dc变换器的多模式控制方法 - Google Patents

电压源型半有源桥dc-dc变换器的多模式控制方法 Download PDF

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CN108880268B CN201810864557.8A CN201810864557A CN108880268B CN 108880268 B CN108880268 B CN 108880268B CN 201810864557 A CN201810864557 A CN 201810864557A CN 108880268 B CN108880268 B CN 108880268B
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Abstract

本发明公开的电压源型半有源桥DC‑DC变换器的多模式控制方法中，属于电力电子领域的高频开关电源方向；本发明实现方法如下：在重载情况下变换器工作在传统的单移相控制模式，开关周期恒定，VAB高电平或低电平时间恒定，通过调节输入侧电压和输出侧电压之间的移相来调节输出电压Vout稳定；在轻载情况下变换器工作在调频+PWM模式，VAB高电平或低电平时间恒定，通过调节开关频率即调节VAB周期来调节VAB占空比，即定宽调频方式；在极轻载以及空载情况下变换器工作在恒频+PWM模式，即定频调宽方式；三种控制模式能够根据负载情况自动实现无缝切换。本发明能够显著提高变换器在轻载下转换效率，使变换器在全负载范围内都有很高的转换效率，提高变换器的功率密度。

Description

电压源型半有源桥DC-DC变换器的多模式控制方法
技术领域
本发明涉及应用于电压源型半有源桥DC-DC变换器的多模式控制方法，属于电力电子领域的高频开关电源方向。
背景技术
高频隔离式DC-DC变换器是电动汽车车载电池充电的重要组成部分，由于AC-DC整流器的调节，该应用的输入电压只会在较小范围内波动。但是电池充电过程中电池电压会在很大范围内变化。这些工作特点要求所用的DC-DC变换器能适应宽输出电压范围，同时实现在全负载范围内的高转化效率。
适用于电池充电的电路拓扑有很多，其中应用较多的拓扑是移相全桥DC-DC变换器。然而由于传统的移相全桥DC-DC变换器固有的缺陷，如环流较大、滞后桥臂的软开关范围较窄等造成移相全桥DC-DC变换器作为电池充电机时效率较低。为了加宽滞后桥臂软开关范围减小导通损耗，一种新的电路拓扑在IEEE Transaction on Power Electronics【电力电子期刊】于2016年发表的“Hybrid PWM-Resonant Converter for Electric VehicleOn-Board Battery Chargers”【用于电动汽车车载电池充电器的混合PWM谐振变换器】中提出，将滞后桥臂用来组成半桥LLC。然而这种方法需要在电路中增加额外的变压器，这降低了变换器的转换效率和功率密度。
电压源型双有源桥也可用于车载电池充电，这种拓扑能够利用变压器的漏感来实现所有开关管的ZVS开通，而不需要添加额外的有源或无源器件。这一点可以大大降低器件上的电压应力，同时也可以减少对滤波器的要求。从拓扑的两侧看过去电路是对称的，因此只要简单的调整两侧电压波形之间的移相角就可以实现双向功率流之间的无缝切换。
电压源型双有源桥的优点对于需要双向功率流和电气隔离的场合是非常显著的，然而对于一些仅需要单向功率流的场合来说电路还有精简的空间。一种半有源桥DC-DC变换器在IEEE Transaction on Power Electronics【电力电子期刊】于2014年发表的“Analysis，design and experimental results of the semidual-active-bridgeConverter”【半有源桥变换器的分析、设计和实验结果】一文中被提出。这种拓扑将双有源桥副边全桥电路中的两组开关管换成了二极管，不仅能够降低驱动电路的设计难度，也能降低变换器的成本。文献中采用的调制策略为单移相调制，这种调制策略在轻载下由于环流损耗很大造成效率极低，大大降低变换器的功率密度。
发明内容
为了解决电压源型半有源桥DC-DC变换器在使用传统单移相控制方法时轻载情况下环流损耗太大造成的转换效率极低的问题，本发明公开的电压源型半有源桥DC-DC变换器的多模式控制方法要解决的技术问题是：通过全数字控制实现变换器依据不同的负载情况自动在三种控制模式间无缝切换，能够显著提高变换器在轻载下转换效率，使变换器在全负载范围内都有很高的转换效率，提高变换器的功率密度。
本发明的目的是通过下述技术方案实现的。
本发明公开的电压源型半有源桥DC-DC变换器的多模式控制方法，所提及的电压源型半有源桥DC-DC变换器主要由主电路和控制电路组成。主电路包括输入侧、变压器和输出侧。输入侧为由S1、S2、S3、S4四组开关管组成全桥电路，用于将输入的直流电压变换为高频交流方波电压，使能量通过高频变压器从原边流向副边；输出侧为由两组开关管S5、S6的和两组二极管D1、D2组成的电路，用于实现对变压器输出交流电压的整形。
主电路的连接关系为：输入侧由S1、S2、S3、S4四组开关管组成全桥电路，开关管S1、S3的漏极与直流输入电源的正极相连，开关管S2、S4的源极与直流输入电源的负极相连。开关管S1的源极与开关管S2的漏极相连组成原边全桥的一个桥臂，记连接点为A点；开关管S3的源极与开关管S4的漏极相连组成原边全桥的另一个桥臂，记连接点为B点。输出侧由D1、D2两组二极管和S5、S6两个颗开关管组成，二极管D1、D2的阴极与输出电容的正极相连作为输出的正极，开关管S5、S6的源极与输出电容的负极相连作为输出的负极。二极管D1的正极与开关管S5的漏极相连，记连接点为C点；二极管D2的正极与开关管S6的漏极相连，记连接点为D点。A点与变压器原边绕组的一端相连，变压器原边绕组的另一端与B点相连；C点与电感的一端相连，电感的另一端与变压器副边绕组的一端相连，变压器副边绕组的另一端与D点相连。需要注意的是变压器原边绕组中与A点相连的一端和变压器副边绕组中与电感相连的一端是同名端。
变换器的控制电路主要包括控制器和驱动电路：控制器是以DSP为核心，加上外围电路，作用是对电压传感器采样得到的电压信号进行处理，并依据所提出的多模式控制方法生成PWM信号，调节原边交流方波电压VAB的占空比和原副边电压之间的移相；驱动电路用于将来自控制器的PWM信号进行功率放大和隔离处理后作为原副边开关管的驱动信号。
本发明公开的电压源型半有源桥DC-DC变换器的多模式控制方法中，定义输入侧电压VAB的高电平或者低电平时间与VAB周期的比值为VAB的占空比。在重载情况下变换器工作在传统的单移相控制模式，开关周期恒定，VAB高电平或低电平时间即VAB占空比恒定，通过调节输入侧电压和输出侧电压之间的移相来调节输出电压Vout稳定；在轻载情况下变换器工作在调频+PWM模式，VAB高电平或低电平时间恒定，通过调节开关频率即调节VAB周期来调节VAB占空比，即定宽调频方式；在极轻载以及空载情况下变换器工作在恒频+PWM模式，开关周期恒定，通过调节VAB高电平或低电平时间来调节VAB占空比，即定频调宽。三种控制模式能够根据负载情况自动实现无缝切换。
本发明公开的电压源型半有源桥DC-DC变换器的多模式控制方法，包括如下步骤：
步骤一、根据工况要求确定电压源型半有源桥输出电压的给定值；
步骤二、对电压源型半有源桥的输出电压进行采样，并将采样得到的数字量处理后得出输出电压的真实值。将输出电压采样值与输出电压给定值的差值作为数字PI调节器的输入，数字PI调节器的输出经过限幅器限幅后得到调节量，调节量为q；
步骤三、对限幅之后的调节器的调节量q进行判断，依据调节量q值所处的范围变换器能自动切换到相应的控制模式；
控制模式一：当调节量q<q1时，q1为控制模式一和控制模式二的分界点，变换器工作在恒频+PWM模式，原副边电压移相时间tp＝0，开关周期ts恒定为周期最大限幅值，即VAB的周期恒定。此时VAB的高电平或低电平时间td随着q值变化，通过调节调节量q值使用定频调宽的方式来调节VAB的占空比，对输出电压进行闭环控制。
控制模式二：当q1≤q<q2时，q2为控制模式二和控制模式三的分界点，变换器工作在变频+PWM模式，原副边电压移相时间tp＝0，VAB高电平或低电平时间td恒定为最大限幅值。此时开关周期即VAB的周期ts随着q值变化，通过调节调节量q值使用定宽调频的方式来调节VAB的占空比，对输出电压进行闭环控制。
控制模式三：当q≥q2时，变换器工作在单移相模式，开关周期ts恒定为周期最小限幅值，即VAB的周期恒定，VAB高电平或低电平时间td恒定为最大限幅值。此时原副边电压之间的移相时间tp随着调节量q值变化，通过调节调节量q值实现移相控制，对输出电压进行闭环控制。
通过对限幅之后的调节器的调节量q进行判断，依据调节量q值所处的范围变换器能在上述三种控制模式自动切换，即自动切换到相应的控制模式。
步骤四、根据步骤三中得到的原边电压VAB高电平或低电平时间td、开关周期ts、原副边电压移相时间tp三个控制量产生开关管的PWM信号，驱动电压源型半有源桥DC-DC变换器，通过全数字控制实现变换器依据不同的负载情况自动在三种控制模式间无缝切换，能够显著提高变换器在轻载下转换效率，使变换器在全负载范围内都有很高的转换效率，提高变换器的功率密度。
步骤四中原边电压VAB高电平或低电平时间td、开关周期ts、原副边电压移相时间tp三个控制量与各组开关管PWM驱动信号波形的关系如下：a)S1、S2、S3、S4、S5、S6的占空比均为50％；b)S1和S2互补、S3和S4互补、S5和S6互补；c)S1与S3的相位差为td/ts*2π，S2与S4的相位差为td/ts*2π，S3的上升沿与S5的上升沿相位差为tp/ts*2π，S4的上升沿与S6的上升沿相位差为tp/ts*2π，即通过原边全桥两个桥臂之间的移相实现对原边电压VAB高电平或低电平时间td的控制，即实现根据步骤三中得到的原边电压VAB高电平或低电平时间td、开关周期ts、原副边电压移相时间tp三个控制量产生开关管的PWM信号，驱动电压源型半有源桥DC-DC变换器。
有益效果：
1、本发明公开的电压源型半有源桥DC-DC变换器的多模式控制方法，与传统的使用单移相控制方法的电压源型半有源桥DC-DC变换器相比无需增加额外的辅助电路，使用的硬件电路均相同，同样只采集输出电压，仅在控制方法上做出改变就能够解决传统单移相控制中轻载下效率极低的问题。
2、本发明公开的电压源型半有源桥DC-DC变换器的多模式控制方法中，将决定PWM驱动信号的原边电压VAB高电平或低电平时间td、开关周期ts、原副边电压移相时间tp三个控制量由PI调节器输出的一个量进行分段调节，能够减少系统的控制维度，使控制器能够简单的实现闭环，方便控制器的设计与实现。
3、本发明公开的电压源型半有源桥DC-DC变换器的多模式控制方法输出电压范围较宽，适用于需要宽范围输出电压的场合，如电池充电过程中电池电压会在很大范围内变化，所述场合就需要能够适应宽范围输出电压的变换器。
4、本发明公开的电压源型半有源桥DC-DC变换器的多模式控制方法，使电压源型半有源桥DC-DC变换器能够解决传统单移相控制方法下轻载情况效率极低的问题，在全负载范围都有很高的效率。在同样输出功率的情况下，高效率的变换器意味着发热少，能够使用较小的散热装置，提高功率密度，非常适用于对体积和重量要求极为严格的航空航天领域。
附图说明
图1为本发明实施例的变换器电路结构示意图；
图2为本发明实施例的闭环控制程序流程图；
图3为本发明实施例的变量轨迹图；
图4为本发明实施例的主要波形图；
图5a-d为本发明实施例不同输出电压下的效率曲线及与传统控制方式效率的对比。
具体实施方式
下面将结合附图和实施例对本发明加以详细说明。同时也叙述了本发明技术方案解决的技术问题及有益效果，需要指出的是，所描述的实施例仅旨在便于对本发明的理解，而对其不起任何限定作用。
实施例1：
本实施例公开的电压源型半有源桥DC-DC变换器的多模式控制方法，所提及的实施例为电压源型半有源桥DC-DC变换器，变换器电路结构示意图如图1，主要由主电路和控制电路组成。主电路包括输入侧、变压器和输出侧：输入侧为由四颗开关管组成的全桥电路，用于将输入的直流电压变换为高频交流方波电压，使能量通过高频变压器从原边流向副边；输出侧为由两颗开关管和两颗二极管组成的电路(将四颗开关管组成的全桥电路中每个桥臂的上管替换为二极管)，用于实现实现对变压器输出交流电压的整形。
主电路的连接关系为：输入侧由S1、S2、S3、S4四颗开关管组成全桥电路，开关管S1、S3的漏极与直流输入电源的正极相连，开关管S2、S4的源极与直流输入电源的负极相连。开关管S1的源极与开关管S2的漏极相连组成原边全桥的一个桥臂，记连接点为A点；开关管S3的源极与开关管S4的漏极相连组成原边全桥的另一个桥臂，记连接点为B点。输出侧由D1、D2两颗二极管和S5、S6两个颗开关管组成，二极管D1、D2的阴极与输出电容的正极相连作为输出的正极，开关管S5、S6的源极与输出电容的负极相连作为输出的负极。二极管D1的正极与开关管S5的漏极相连，记连接点为C点；二极管D2的正极与开关管S6的漏极相连，记连接点为D点。A点与变压器原边绕组的一端相连，变压器原边绕组的另一端与B点相连；C点与电感的一端相连，电感的另一端与变压器副边绕组的一端相连，变压器副边绕组的另一端与D点相连。需要注意的是变压器原边绕组中与A点相连的一端和变压器副边绕组中与电感相连的一端是同名端。
变换器的控制电路主要包括控制器和驱动电路：控制器是以DSP为核心，加上外围电路，作用是对电压传感器采样得到的电压信号进行处理，并依据所提出的多模式控制方法生成PWM信号，调节原边交流方波电压VAB的占空比和原副边电压之间的移相；驱动电路用于将来自控制器的PWM信号进行功率放大和隔离处理后作为原副边开关管的驱动信号。
所述实施例的设计参数如表1所示。
表1
输入电压 400V
输出电压 250-400V
开关频率 20-100kHz
变压器变比 1:1
漏感感值 90μH
原边MOS管 C3M0065090J
副边MOS管 C3M0065090J
副边二极管 C3D10060G
变压器磁芯 PC40
电感磁芯 Kool Mμ26μ
本实施例公开的电压源型半有源桥DC-DC变换器的多模式控制方法，闭环控制的程序流程图如图2，具体实施步骤如下：
本实施例公开的电压源型半有源桥DC-DC变换器的多模式控制方法中，定义输入侧电压VAB的高电平时间与VAB周期的比值为VAB的占空比。在重载情况下变换器工作在传统的单移相控制模式，开关周期恒定，VAB高电平时间即VAB占空比恒定，通过调节输入侧电压和输出侧电压之间的移相来调节输出电压稳定；在轻载情况下变换器工作在调频+PWM模式，VAB高电平时间恒定，通过调节开关频率即调节VAB周期来调节VAB占空比，即定宽调频方式；在极轻载以及空载情况下变换器工作在恒频+PWM模式，开关周期恒定，通过调节VAB高电平时间来调节VAB占空比，即定频调宽。三种模式可根据负载情况自动实现无缝切换。
本实施例公开的电压源型半有源桥DC-DC变换器的多模式控制方法，包括如下步骤：
步骤一、根据工况要求确定电压源型半有源桥输出电压的给定值；
步骤二、对电压源型半有源桥的输出电压进行采样，并将采样得到的数字量处理后得出输出电压的真实值。将输出电压采样值与输出电压给定值的差值作为数字PI调节器的输入，数字PI调节器的输出经过限幅器限幅后得到调节量，计为q；
步骤三、对限幅之后的调节器的调节量q进行判断，依据q值所处的范围变换器能自动切换到相应的控制模式，各控制量的轨迹图如图3
控制模式一：当调节量q<q1时，q1为控制模式一和控制模式二的分界点，变换器工作在恒频+PWM模式，原副边电压移相时间tp＝0，开关周期ts恒定为周期最大限幅值，即VAB的周期恒定。此时VAB的高电平时间td随着q值变化，通过调节q值使用定频调宽的方式来调节VAB的占空比，对输出电压进行闭环控制
控制模式二：当q1≤q<q2时，q2为控制模式二和控制模式三的分界点，变换器工作在变频+PWM模式，原副边电压移相时间tp＝0，VAB高电平时间td恒定为最大限幅值。此时开关周期即VAB的周期ts随着q值变化，通过调节q值使用定宽调频的方式来调节VAB的占空比，对输出电压进行闭环控制
控制模式三：当q≥q2时，变换器工作在单移相模式，开关周期ts恒定为周期最小限幅值，即VAB的周期恒定，VAB高电平时间td恒定为最大限幅值。此时原副边电压之间的移相时间tp随着q值变化，通过调节q值实现移相控制，对输出电压进行闭环控制
步骤四、根据步骤三中得到的原边电压VAB高电平或低电平时间td、开关周期ts、原副边电压移相时间tp三个控制量产生开关管的PWM信号，驱动电压源型半有源桥DC-DC变换器，通过全数字控制实现变换器依据不同的负载情况自动在三种控制模式间无缝切换，能够显著提高变换器在轻载下转换效率，使变换器在全负载范围内都有很高的转换效率，提高变换器的功率密度。
步骤四中原边电压VAB高电平或低电平时间td、开关周期ts、原副边电压移相时间tp三个控制量与各组开关管PWM驱动信号波形的关系如下：a)S1、S2、S3、S4、S5、S6的占空比均为50％；b)S1和S2互补、S3和S4互补、S5和S6互补；c)S1与S3的相位差为td/ts*2π，S2与S4的相位差为td/ts*2π，S3的上升沿与S5的上升沿相位差为tp/ts*2π，S4的上升沿与S6的上升沿相位差为tp/ts*2π，即通过原边全桥两个桥臂之间的移相实现对原边电压VAB高电平或低电平时间td的控制，即实现根据步骤三中得到的原边电压VAB高电平或低电平时间td、开关周期ts、原副边电压移相时间tp三个控制量产生开关管的PWM信号，驱动电压源型半有源桥DC-DC变换器。
图4展示了本实施例的主要波形图，图5a-d展示了本实施例变换器分别在不同输出电压下的效率及与传统单移相控制方法以及单移相+恒频PWM调制方法下的效率对比。可以看出，在重载情况下，本实施例的提出的多模式控制方法处于单移相模式，所以其效率与其他两种方式基本一致；而在轻载情况下，本实施例的提出的多模式控制方法的效率与其他两种方法相比有明显提高，并且在各种输出电压下均是如此。所述结果也说明了本发明提出的电压源型半有源桥DC-DC变换器的多模式控制方法的有效性。
以上所述的具体描述，对发明的目的、技术方案和有益效果进行进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施例而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (5)

1.电压源型半有源桥DC-DC变换器的多模式控制方法，所提及的电压源型半有源桥DC-DC变换器主要由主电路和控制电路组成；主电路包括输入侧、变压器和输出侧；输入侧为由S1、S2、S3、S4四组开关管组成全桥电路，用于将输入的直流电压变换为高频交流方波电压，使能量通过高频变压器从原边流向副边；输出侧为由两组开关管S5、S6的和两组二极管D1、D2组成的电路，用于实现对变压器输出交流电压的整形；
主电路的连接关系为：输入侧由S1、S2、S3、S4四组开关管组成全桥电路，开关管S1、S3的漏极与直流输入电源的正极相连，开关管S2、S4的源极与直流输入电源的负极相连；开关管S1的源极与开关管S2的漏极相连组成原边全桥的一个桥臂，记连接点为A点；开关管S3的源极与开关管S4的漏极相连组成原边全桥的另一个桥臂，记连接点为B点；输出侧由D1、D2两组二极管和S5、S6两组开关管组成，二极管D1、D2的阴极与输出电容的正极相连作为输出的正极，开关管S5、S6的源极与输出电容的负极相连作为输出的负极；二极管D1的正极与开关管S5的漏极相连，记连接点为C点；二极管D2的正极与开关管S6的漏极相连，记连接点为D点，A点与变压器原边绕组的一端相连，变压器原边绕组的另一端与B点相连；C点与电感的一端相连，电感的另一端与变压器副边绕组的一端相连，变压器副边绕组的另一端与D点相连，需要注意的是变压器原边绕组中与A点相连的一端和变压器副边绕组中与电感相连的一端是同名端；
变换器的控制电路主要包括控制器和驱动电路：控制器是以DSP为核心，加上外围电路，作用是对电压传感器采样得到的电压信号进行处理，并依据所提出的多模式控制方法生成PWM信号，调节原边交流方波电压VAB的占空比和原副边电压之间的移相；驱动电路用于将来自控制器的PWM信号进行功率放大和隔离处理后作为原副边开关管的驱动信号；
其特征在于：包括如下步骤，
步骤一、根据工况要求确定电压源型半有源桥输出电压的给定值；
步骤二、对电压源型半有源桥的输出电压进行采样，并将采样得到的数字量处理后得出输出电压的真实值；将输出电压采样值与输出电压给定值的差值作为数字PI调节器的输入，数字PI调节器的输出经过限幅器限幅后得到调节量，调节量为q；
步骤三、对限幅之后的调节器的调节量q进行判断，依据调节量q值所处的范围变换器能自动切换到相应的控制模式；
控制模式一：当调节量q<q1时，q1为控制模式一和控制模式二的分界点，变换器工作在恒频+PWM模式，原副边电压移相时间tp＝0，开关周期ts恒定为周期最大限幅值，即VAB的周期恒定；此时VAB的高电平或低电平时间td随着q值变化，通过调节调节量q值使用定频调宽的方式来调节VAB的占空比，对输出电压进行闭环控制；
控制模式二：当q1≤q<q2时，q2为控制模式二和控制模式三的分界点，变换器工作在变频+PWM模式，原副边电压移相时间tp＝0，VAB高电平或低电平时间td恒定为最大限幅值；此时开关周期即VAB的周期ts随着q值变化，通过调节调节量q值使用定宽调频的方式来调节VAB的占空比，对输出电压进行闭环控制；
控制模式三：当q≥q2时，变换器工作在单移相模式，开关周期ts恒定为周期最小限幅值，即VAB的周期恒定，VAB高电平或低电平时间td恒定为最大限幅值；此时原副边电压之间的移相时间tp随着调节量q值变化，通过调节调节量q值实现移相控制，对输出电压进行闭环控制；
通过对限幅之后的调节器的调节量q进行判断，依据调节量q值所处的范围变换器能在上述三种控制模式自动切换，即自动切换到相应的控制模式；
步骤四、根据步骤三中得到的原边电压VAB高电平或低电平时间td、开关周期ts、原副边电压移相时间tp三个控制量产生开关管的PWM信号，驱动电压源型半有源桥DC-DC变换器，通过全数字控制实现变换器依据不同的负载情况自动在三种控制模式间无缝切换，能够显著提高变换器在轻载下转换效率，提高变换器的功率密度。
2.如权利要求1所述的电压源型半有源桥DC-DC变换器的多模式控制方法，其特征在于：步骤四中原边电压VAB高电平或低电平时间td、开关周期ts、原副边电压移相时间tp三个控制量与各组开关管PWM驱动信号波形的关系如下：a)S1、S2、S3、S4、S5、S6的占空比均为50％；b)S1和S2互补、S3和S4互补、S5和S6互补；c)S1与S3的相位差为td/ts*2π，S2与S4的相位差为td/ts*2π，S3的上升沿与S5的上升沿相位差为tp/ts*2π，S4的上升沿与S6的上升沿相位差为tp/ts*2π，即通过原边全桥两个桥臂之间的移相实现对原边电压VAB高电平或低电平时间td的控制，即实现根据步骤三中得到的原边电压VAB高电平或低电平时间td、开关周期ts、原副边电压移相时间tp三个控制量产生开关管的PWM信号，驱动电压源型半有源桥DC-DC变换器。
3.如权利要求1或2所述的电压源型半有源桥DC-DC变换器的多模式控制方法，其特征在于：电压源型半有源桥DC-DC变换器的输出电压范围适用于需要宽范围输出电压的场合。
4.如权利要求3所述的电压源型半有源桥DC-DC变换器的多模式控制方法，其特征在于：电池充电过程中电池电压适用于需要宽范围输出电压的场合包括电池充电过程。
5.如权利要求1或2所述的电压源型半有源桥DC-DC变换器的多模式控制方法，其特征在于：能够解决传统单移相控制方法下轻载情况效率低的问题；在同样输出功率的情况下，适用于对体积和重量要求严格的航空航天领域。
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