[go: up one dir, main page]
More Web Proxy on the site http://driver.im/

CN108173795B - 分段式数字预失真设备和方法 - Google Patents

分段式数字预失真设备和方法 Download PDF

Info

Publication number
CN108173795B
CN108173795B CN201711263353.0A CN201711263353A CN108173795B CN 108173795 B CN108173795 B CN 108173795B CN 201711263353 A CN201711263353 A CN 201711263353A CN 108173795 B CN108173795 B CN 108173795B
Authority
CN
China
Prior art keywords
block
predistortion
signal
power
input samples
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201711263353.0A
Other languages
English (en)
Other versions
CN108173795A (zh
Inventor
米尔·阿迪尔·马苏德
彼得·扎哈雷夫·拉舍夫
贾亚克里斯南·谢里亚斯·蒙达拉特
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
NXP USA Inc
Original Assignee
NXP USA Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by NXP USA Inc filed Critical NXP USA Inc
Publication of CN108173795A publication Critical patent/CN108173795A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN108173795B publication Critical patent/CN108173795B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
    • H03F1/3247—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits using feedback acting on predistortion circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/38—Synchronous or start-stop systems, e.g. for Baudot code
    • H04L25/40—Transmitting circuits; Receiving circuits
    • H04L25/49—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
    • H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
    • H03F1/0261—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers with control of the polarisation voltage or current, e.g. gliding Class A
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
    • H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
    • H03F1/0288—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers using a main and one or several auxiliary peaking amplifiers whereby the load is connected to the main amplifier using an impedance inverter, e.g. Doherty amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
    • H03F3/19—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/195—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only in integrated circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/217—Class D power amplifiers; Switching amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/24—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers of transmitter output stages
    • H03F3/245—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers of transmitter output stages with semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/68—Combinations of amplifiers, e.g. multi-channel amplifiers for stereophonics
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/02—Transmitters
    • H04B1/04—Circuits
    • H04B1/0475—Circuits with means for limiting noise, interference or distortion
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B17/00—Monitoring; Testing
    • H04B17/10—Monitoring; Testing of transmitters
    • H04B17/11—Monitoring; Testing of transmitters for calibration
    • H04B17/13—Monitoring; Testing of transmitters for calibration of power amplifiers, e.g. gain or non-linearity
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/10—Compensating for variations in line balance
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2689—Link with other circuits, i.e. special connections between synchronisation arrangements and other circuits for achieving synchronisation
    • H04L27/2695—Link with other circuits, i.e. special connections between synchronisation arrangements and other circuits for achieving synchronisation with channel estimation, e.g. determination of delay spread, derivative or peak tracking
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04W—WIRELESS COMMUNICATION NETWORKS
    • H04W52/00—Power management, e.g. Transmission Power Control [TPC] or power classes
    • H04W52/04—Transmission power control [TPC]
    • H04W52/30—Transmission power control [TPC] using constraints in the total amount of available transmission power
    • H04W52/36—Transmission power control [TPC] using constraints in the total amount of available transmission power with a discrete range or set of values, e.g. step size, ramping or offsets
    • H04W52/362—Aspects of the step size
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/15—Indexing scheme relating to amplifiers the supply or bias voltage or current at the drain side of a FET being continuously controlled by a controlling signal
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/18—Indexing scheme relating to amplifiers the bias of the gate of a FET being controlled by a control signal
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/321—Use of a microprocessor in an amplifier circuit or its control circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2201/00—Indexing scheme relating to details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements covered by H03F1/00
    • H03F2201/32—Indexing scheme relating to modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H03F2201/3233—Adaptive predistortion using lookup table, e.g. memory, RAM, ROM, LUT, to generate the predistortion
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/02—Transmitters
    • H04B1/04—Circuits
    • H04B2001/0408—Circuits with power amplifiers
    • H04B2001/0425—Circuits with power amplifiers with linearisation using predistortion

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Nonlinear Science (AREA)
  • Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Spectroscopy & Molecular Physics (AREA)
  • Amplifiers (AREA)

Abstract

在RF发射器中，数字预失真电路接收输入样本块序列，并且执行数字预失真处理以产生经预失真输出信号。所述数字预失真处理包含从多个不同的预失真系数集合选择用于输入样本块的预失真系数集合。所述多个不同的预失真系数集合中的每一个与无线电帧内的多个时间片中的一个和多个功率范围中的一个的不同组合相关联。所述经选择的预失真系数集合与所述输入样本块定位在内的时间片和基于所述样本块的块功率统计针对所述输入样本块计算的功率范围相关联。所述处理还包含将所述经选择的预失真系数集合应用到所述输入样本块以产生所述经预失真输出信号。

Description

分段式数字预失真设备和方法
技术领域
本文中所描述的主题的实施例大体上涉及用于执行功率放大器的数字预失真的设备和方法。
背景技术
在蜂窝式通信市场中，对高数据速率通信的需求持续增长，并且这种增长伴随着无线用户的指数增加。这些倾向已引起用于与具有高峰值平均功率比(PAPR)和宽信号带宽的信号一起使用的频谱高效、复杂的调制协议的发展和广泛使用。在发射器组中实施的这些复杂调制协议对用于线性化下游射频(RF)功率放大器操作的常规技术造成重大的挑战。
数字预失真(DPD)技术通常实施以改进功率放大器线性化。更具体地说，DPD技术在发射器组中的实施可以通过使放大器能够在其饱和点的较不重要的退避点处操作，同时满足所需要的线性度条件(例如，频谱发射掩模(SEM)和邻近信道功率(ACP)规格)来引起功率放大器效率的显著改善。
然而，常规DPD技术的性能在与由高PAPR和宽信号带宽表征的复杂调制方案一起使用时遭受显著的退化。当RF功率放大器在动态条件(例如，当放大器以ETM2(增强型测试模式2)操作时)或3G LTE-TDD(长期演进时分双工)模式下操作时，性能挑战增大。因此，开发人员继续探索即使在与研发用于具有高PAPR和宽信号带宽的信号的复杂调制方案结合使用时也产生改善的功率放大器线性化的DPD设备和方法。
发明内容
根据本发明的第一方面，提供一种设备，包括：
数字预失真电路，被配置成接收包括输入样本块序列的输入信号，并且对所述输入信号执行数字预失真处理以产生经预失真输出信号，其中所述数字预失真处理包括
从多个不同的预失真系数集合选择用于第一输入样本块的第一预失真系数集合，其中所述多个不同的预失真系数集合中的每一个与无线电帧内的多个时间片中的一个和多个功率范围中的一个的不同组合相关联，且其中所述第一预失真系数集合与所述第一输入样本块定位在内的时间片和基于所述第一样本块的块功率统计针对所述第一输入样本块计算的功率范围相关联，以及
将所述第一预失真系数集合应用到所述第一输入样本块以产生所述经预失真输出信号。
在一个或多个实施例中，所述数字预失真电路进一步被配置成：
从所述多个不同的预失真系数集合选择用于第二输入样本块的第二预失真系数集合，其中所述第二预失真系数集合不同于所述第一预失真系数集合，并且所述第二预失真系数集合与所述无线电帧内的时间片和功率范围的不同组合相关联，以及
将所述第二预失真系数集合应用到所述第二输入样本块以另外产生所述经预失真输出信号。
在一个或多个实施例中，所述设备进一步包括：
块功率统计模块，被配置成确定所述第一样本块的所述块功率统计。
在一个或多个实施例中，所述块功率统计选自峰值功率值、平均功率值、动态范围值、均方根值和波峰因数。
在一个或多个实施例中，所述设备进一步包括：
存储器，被配置成存储包括多个不同的预失真系数集合的预失真系数表，其中所述预失真系数表中的所述多个不同的预失真系数集合以时间片段和动态范围段索引。
在一个或多个实施例中，所述设备进一步包括：
适配模块，耦合到所述存储器，并且被配置成基于与所述第一样本块相对应的数字反馈信号来计算新的预失真系数集合，并且覆写所述预失真系数表中的所述第一预失真系数集合。
在一个或多个实施例中，所述设备进一步包括：
信号定时模块，耦合到所述数字预失真电路，并且被配置成产生定时信号以指示所述第一样本块在所述无线电帧内的时间位置。
在一个或多个实施例中，所述设备进一步包括：
射频(RF)转换电路，耦合到所述数字预失真电路，并且被配置成执行所述经预失真输出信号的数模转换和上变频以产生模拟RF信号；以及
功率放大器，耦合到所述RF转换电路，并且被配置成放大所述模拟RF信号以产生经放大的RF信号。
在一个或多个实施例中，所述输入样本块序列包括复合信号的一部分的时域表示的样本序列，所述复合信号包括在发射频带内多路复用的一个或多个载波，其中每一载波属于特定的无线电接入技术(RAT)。
在一个或多个实施例中，每一载波属于选自以下的特定RAT：具有不同带宽的长期演进(LTE)、宽带码分多址(WCDMA)和全球移动通信系统(GSM)。
在一个或多个实施例中，所述数字预失真电路是使用向量信号处理器实施。
根据本发明的第二方面，提供一种在无线电帧内执行输入样本块序列的数字预失真的方法，所述方法包括：
通过数字预失真电路从多个不同的预失真系数集合选择用于第一输入样本块的第一预失真系数集合，其中所述多个不同的预失真系数集合中的每一个与无线电帧内的多个时间片中的一个和多个功率范围中的一个的不同组合相关联，且其中所述第一预失真系数集合与所述第一输入样本块定位在内的时间片和基于所述第一样本块的块功率统计针对所述第一输入样本块计算的功率范围相关联；以及
通过所述数字预失真电路将所述第一预失真系数集合应用到所述第一输入样本块以产生经预失真输出信号。
在一个或多个实施例中，所述方法进一步包括：
通过所述数字预失真电路从所述多个不同的预失真系数集合选择用于第二输入样本块的第二预失真系数集合，其中所述第二预失真系数集合不同于所述第一预失真系数集合，并且所述第二预失真系数集合与所述无线电帧内的时间片和功率范围的不同组合相关联，以及
将所述第二预失真系数集合应用到所述第二输入样本块以另外产生所述经预失真输出信号。
在一个或多个实施例中，所述方法进一步包括：
确定所述第一样本块的所述块功率统计。
在一个或多个实施例中，所述块功率统计选自峰值功率值、平均功率值、动态范围值、均方根值和波峰因数。
在一个或多个实施例中，所述方法进一步包括：
将包括所述多个不同的预失真系数集合的预失真系数表存储在存储器中，其中所述预失真系数表中的所述多个不同的预失真系数集合以时间片段和动态范围段索引。
在一个或多个实施例中，所述方法进一步包括：
通过适配模块基于与所述第一样本块相对应的数字反馈信号来计算新的预失真系数集合；以及
通过所述适配模块覆写所述预失真系数表中的所述第一预失真系数集合。
在一个或多个实施例中，所述方法进一步包括：
通过信号定时模块产生定时信号以指示所述第一样本块在所述无线电帧内的时间位置。
在一个或多个实施例中，所述方法进一步包括：
在应用所述第一预失真系数集合之前，通过波峰因数降低模块对所述第一样本块执行波峰因数降低处理。
在一个或多个实施例中，所述方法进一步包括：
通过射频(RF)转换电路执行所述经预失真输出信号的数模转换和上变频以产生模拟RF信号；以及
通过功率放大器放大所述模拟RF信号以产生经放大的RF信号。
在一个或多个实施例中，所述输入样本块序列包括复合信号的一部分的时域表示的样本序列，所述复合信号包括在发射频带内多路复用的一个或多个载波，其中每一载波属于特定的无线电接入技术(RAT)。
本发明的这些和其它方面将根据下文中所描述的实施例显而易见，且参考这些实施例予以阐明。
附图说明
在结合以下图式考虑时，可以通过参考详细描述和权利要求书导出主题的较完整理解，图式中类似附图标记是指遍及各图的类似元件。
图1是根据例子实施例的RF收发器系统的一部分，所述RF收发器系统包含耦合到天线以用于发射一个或多个经调制载波信号的RF发射器；
图2是根据例子实施例的并入有DPD的发射器的数字前端；
图3示出根据例子实施例的具有时间片边界指示的例子输入信号的时间相对于振幅的曲线图。
图4针对例子输入信号示出根据例子实施例的具有动态范围段边界指示的AM-AM散点图和AM-PM散点图；以及
图5是根据例子实施例的用于对输入信号执行分段DPD的方法的流程图。
具体实施方式
以下详细描述本质上仅为说明性的，且并不希望限制主题的实施例或这类实施例的应用和使用。如本文中所使用，词语“示例性”和“例子”意味着“充当例子、实例或说明”。本文中描述为示例性或例子的任何实施方案不必解释为比其它实施方案优选或有利。此外，不希望受先前技术领域、背景技术或以下详细描述中呈现的任何所表达或暗示的理论的限定。
使用与无线通信的全球移动通信系统(GSM)标准(例如，第三代(3G)和第四代(4G)标准)相关的术语，蜂窝通信系统包括移动交换中心(MSC)、归属位置寄存器(HLR)、基站控制器(BSC)、基站收发台(BTS)，和用户设备(UE)(例如，蜂窝电话和其它蜂窝装置)。BTS通过蜂窝式网络促使UE与MSC之间的通信。举例来说，GSM标准中的BTS与3G“节点B”和4G“增强型”节点B或“eNode-B”相对应。节点B在其无线电接口上使用UTRA协议WCDMA(宽带码分多址)或TD-SCDMA，eNode-B在其LTE-无线电接口上使用E-UTRA协议OFDMA(下行链路)和SC-FDMA(上行链路)。本文中的描述使用正交频分多址(OFDMA)作为由BTS实施的数字调制技术的例子。本领域的技术人员基于本文中的描述将会理解如何将各种实施例应用到其它调制技术。
为了维持同步化，每一协议限定用于BTS与UE之间的通信的特定帧(和子帧)结构。举例来说，LTE系统可以取决于所述系统是以频分双工(FDD)模式还是时分双工(TDD)模式操作而具有不同的帧结构。举例来说，在LTE TDD模式中，每一帧可经限定以具有10毫秒(ms)的帧宽度(或持续时间)，每一帧包括各为1ms宽的十个子帧。举例来说，子帧可以是特定子帧或标准子帧。举例来说，特定子帧可以用于传达下行链路(BTS至UE)和上行链路(UE至BTS)导频信号。在TDD模式中，标准子帧可以用于取决于BTS收发器是处于发射模式还是接收模式而载送下行链路信号或上行链路信号。LTE TDD标准可限定多个上行链路-下行链路配置，例如，其中每一配置指定哪些子帧分配用于下行链路信号，哪些子帧分配用于上行链路信号，和哪些子帧是特定子帧。在BTS中，同步信号内的帧/时隙参考脉冲可指示每一帧的开始。
基本上，BTS包含具有被配置成将RF信号发射到UE的发射器和被配置成从UE接收RF信号的接收器的RF收发器。在BTS中，RF发射器通过基于基带信号内所含有的信息来改变载波的一个或多个特征(例如，振幅、频率和/或相位)而调制所述载波。RF发射器包含放大经调制载波信号的功率放大器。天线用于通过发射媒体(例如，空中接口)将经放大信号发射到UE。
数字预失真(DPD)技术通常实施以改善BTS发射器中的功率放大器线性化。本文中所描述的主题的实施例包含可以在BTS发射器中，或在除GSM 3G或4G类系统以外的蜂窝系统中的类似子系统中实施的DPD设备和方法。出于例子目的，本文中所使用的术语与GSM 3G和4G系统一致。然而，本领域的技术人员基于本文中的描述将会理解如何使各种实施例适用于实施其它技术的系统。因此，这类调适意图属于本发明主题的范围内。
如将在下文更详细地描述，结合DPD设备和方法的实施例，RF发射器被配置成基于样本块定时(在无线电帧内)和动态范围对所接收的输入样本块进行分类。如本文中所使用，“输入样本块”包含多个连续的数字样本，其中任一给定块中的样本包括复合信号的一部分的时域表示，所述复合信号包含在发射频带内多路复用的载波中的一个或多个，其中每一载波属于特定无线电接入技术(RAT)(例如，包含(但不限于)具有不同带宽的LTE、WCDMA、GSM等)。举例来说，每一载波可属于选自以下的特定RAT：具有不同带宽的长期演进(LTE)、宽带码分多址(WCDMA)，和全球移动通信系统(GSM)。举例来说，在一个实施例中，输入样本块序列可以包含一个或多个符号(例如，一个或多个正交频分多路复用(OFDM)符号或其它类型的符号)的时域表示的样本序列。根据实施例，将无线电帧划分成多个连续的时间范围(或“时间片段”)，且将所关注的功率范围划分成多个连续的功率子范围(或“动态范围段”)。评估每一样本块以将所述样本块分类为属于多个时间片段中的特定一个时间片段，且分类为属于动态范围段中的特定一个动态范围段。虽然动态范围可以是可用于基于功率分段的一个功率相关量，但其它功率相关量可用于其它实施例中(例如，峰值功率、平均功率、RMS功率、波峰因数等)。
如将在下文详细地解释，可能不同的DPD模型选择(例如，预失真系数)可与时间片和动态范围段的每一组合相关联。因此，如果将无线电帧划分成NTS个时间片段，且将所关注的功率范围划分成NDR个动态范围段，那么存在NTS×NDR个不同的时间片/动态范围段组合，和NTS×NDR个可能不同的DPD模型选择。根据实施例，将NTS个时间片段中的每一个划分成与NDR个动态范围段相同的数目。在替代实施例中，各个时间片段的所关注功率范围可以不同，和/或不同时间片段的所关注功率范围可以划分成不同数目的动态范围段。根据实施例，基于输入样本块的分类属于特定时间片段和特定动态范围段内，针对每一输入样本块进行DPD模型选择。将所选择的DPD模型应用到输入样本块以在数模转换和放大之前执行所述样本块的数字预失真。
当与常规DPD技术相比时，即使当复杂的调制方案用于由高PAPR和宽信号带宽表征的信号时，各种实施例的实施可引起DPD性能的显著改善。DPD性能改善在降低退避水平的情况下通过对功率放大器线性化的改善来反映。另外，各种实施例适合于与在动态条件下操作的功率放大器一起使用(例如，当放大器以LTE-TDD模式或ETM2，以及其它模式操作时)。各种实施例还可以在包含具有各种类型的架构的功率放大器(例如，AB类放大器、B类放大器、C类放大器、对称/不对称多尔蒂放大器(Doherty amplifier)、切换模式功率放大器等)的系统和包含各种类型的功率晶体管(例如，横向扩散的金属氧化物半导体(LDMOS)晶体管、异质结双极晶体管(HBT)、氮化镓晶体管(GaN)等)的放大器中实施。
图1示出根据例子实施例的RF收发器系统100的一部分，所述RF收发器系统100包含耦合到天线104以用于发射一个或多个经调制载波信号的RF发射器102。RF发射器102包含基带处理单元110、RF转换电路160，和功率放大器(PA)180。基带处理单元110包含数字信号处理器(DSP)112、系统总线114、数字前端模块116、直接存储器存取系统(DMA)118、系统存储器120，和接口124。RF转换电路160包含接口162、数据转换器164，和RF混频器168。数据转换器164包含数模转换器(DAC)165和模数转换器(ADC)166。
DSP 112对数字数据(例如，音频数据和视频数据)执行逻辑运算和数学运算以便产生一个或多个基带数字样本流。根据实施例，DSP 112可以针对数据被调制到其上的每一子载波频率产生基带数字样本流，且每一流可以具有不同的采样率。举例来说，每一基带数字样本流可以包含与由RF发射器102实施的特定蜂窝标准相关联的一系列含有信息的符号(例如，OFDM符号)的时域表示。DSP 112还将每一样本流汇编到根据所实施的蜂窝标准和在一些情况下，由所述标准限定的所选择模式来格式化的数据帧中。
DSP 112经由系统总线114耦合到数字前端模块116、DMA 118，和系统存储器120。DSP 112将数据帧作为数字输入信号130提供到数字前端模块116，其中每一输入信号130表示在给定采样率下的基带数字样本流。另外，DSP 112可以产生包含帧/时隙参考脉冲的同步信号134，其中帧/时隙参考脉冲指示输入样本的每一帧(和/或子帧)开始的定时。在其它实施例中，同步信号134可以来源于另一系统组件。
数字前端模块116接收输入信号130、执行数字上变频(DUC)和波峰因数降低(CFR)，并且随后基于稍后论述的数字反馈信号154产生经预失真输出信号132。根据实施例，预失真处理包含将输入信号130的经处理表示与存储在数字前端模块116中或数字前端模块116可以其它方式存取的各种“预失真系数”集合组合(例如，相乘)。根据一更具体的实施例，多个不同的预失真系数集合存储在数字前端模块116可存取的表中。基于正预失真的输入样本块的时间位置(例如，帧内)，并且基于所述输入样本块的动态范围，每一预失真系数集合在表中索引。各种类型的数字预失真模型可应用到输入样本块，并且所选择的用于所述模型的预失真系数集合影响产生经预失真输出信号的方式。换句话说，基于样本块在无线电帧中的时间位置并且还基于所述样本块的动态范围，可将不同的预失真系数集合应用到输入样本块。
在实施例中，数字预失真模型可以是基于查找表(LUT)的模型。在另一例子实施例中，数字前端模块116在数字预失真处理中使用基于记忆多项式(MP)的DPD模型、广义MPDPD模型、精简沃尔泰拉(Volterra)DPD模型，或另一适合的DPD模型。在此类实施例中，数字前端模块116包含接收数字反馈信号(例如，基于模拟反馈信号154)并且基于沃尔泰拉模型更新预失真系数的参数提取单元(未示出)。精简沃尔泰拉模型尤其非常适合于模型化具有记忆效应的PA的非线性度。在其它实施例中，数字前端模块116可使用其它类型的数字预失真模型，包含(但不限于)广义的记忆多项式模型和其它类型的模型。
DMA 118和数字前端模块116通过接口124和162耦合到数据转换器164。接口124(例如，JESD)从数字前端模块116接收经预失真输出信号132，并且将所述经预失真输出信号传送到RF转换电路160内的接口162。在RF转换电路160内，DAC 165从接口162接收经预失真输出信号，并且通过对所接收到的数字信号执行数模转换来产生模拟基带信号。耦合到DAC 165的RF混频器168接收模拟基带信号，并且上变频所述基带信号以在适当载波频率下产生模拟RF信号。
根据实施例，RF发射器102可以包括耦合于RF混频器168与PA 180之间的信号调整模块170。信号调整模块170可以包括取决于PA 180的架构将来自RF混频器168的经上变频RF信号划分成两个或更多个RF信号的信号分离器。举例来说，当PA 180包含两个或更多个平行放大路径时(例如，当PA 180实施为具有载波放大器路径和一个或多个峰值放大器路径的多路多尔蒂放大器时)，信号调整模块170的信号分离器可以将来自RF混频器168的经上变频RF信号划分成两个或更多个经上变频RF信号以提供两个或更多个放大路径。另外，信号调整模块170可以包含用于每一放大路径的信号调整电路。举例来说，每一信号调整电路可以包括固定或可变衰减器和/或固定或可变移相器。因此，基于来自数字前端模块116的控制信号196，每一信号调整电路可以在将每一RF信号提供到PA 180之前对每一经上变频RF信号施加固定或可变衰减和/或相移。基本上，信号调整模块170可以控制微分相位并且增加将提供到PA180的多个放大路径的RF信号之间的关联。
在另一实施例中，信号调整模块170可被配置成执行随信号包络而变化的动态切换。在这类实施例中，与动态切换相关联的信号瞬变可以在信号动态范围内的各个时间片段内模型化并且校正，在另一实施例中。在一替代实施例中，可以从RF发射器102中排除信号调整模块170。
耦合到RF混频器168(或耦合到信号调整模块170(如果包括))的PA 180接收并且放大一个或多个模拟RF信号以产生经放大RF信号150。在各种实施例中，PA 180可具有多种放大器架构中的任一种，包括(但不限于)AB类放大器、B类放大器、C类放大器、对称/不对称多尔蒂放大器、切换模式功率放大器，或其它放大器架构。当PA 180包括具有载波放大器路径和一个或多个峰值放大器路径的多尔蒂放大器时，并且当信号调整模块170包括在系统100中时，信号调整模块170的前述信号分离器可用作多尔蒂放大器的信号分离器，如本领域的技术人员基于本文中的描述将理解。在包含多个天线104(例如，多输入多输出(MIMO)或其它多天线系统)的实施例中，可实施多个PA 180，其中所述多个PA中的每一个放大对应的RF信号并且将经放大RF信号150提供到所述多个天线104中的一个。
根据又另一实施例，RF发射器102可以包括耦合到数字前端116并且耦合到PA 180的偏压控制模块190。基于从数字前端模块116接收到的控制信号192，偏压控制模块190可通过偏压信号194针对PA 180内的功率放大器晶体管执行动态栅极偏压调制和/或漏极偏压调制。在各种实施例中，栅极和/或漏极偏压调制可表征为快速的(例如，基于包络的调制)或缓慢的(例如，基于信号均方根(rms)功率的调制)。由于偏压控制模块190的操作的动态性质，在可能提高栅极和/或漏极偏压调制的功效方面，这还可得益于本文所述的时间和动态范围分段方法。在一替代实施例中，可以从RF发射器102中排除偏压控制模块190。
根据实施例，RF混频器168还可以从PA 180的输出中接收经放大RF信号150的表示作为反馈信号154。RF混频器168下转换反馈信号154来产生基带模拟反馈信号。ADC 166接收基带模拟反馈信号并且执行模数转换以产生基带数字反馈信号。DMA系统118借助于接口162和124接收与基带数字反馈信号相对应的数字数据，并且可以将所述基带数字反馈信号存储在系统存储器120中或将其提供到DSP 112或数字前端模块116。
数字前端模块116存取基带数字反馈信号，并且将其与先前由数字前端模块116产生的经预失真输出信号132的时间对齐(例如，延迟的)版本进行比较。所述比较指示由PA180应用到RF信号的非线性幅值。基于非线性幅值，数字前端模块116可执行自适应处理，其中所存储的预失真系数被更新以降低由PA 180产生的信号150的非线性度。
因此，为了增加所述PA 180的线性度，数字前端模块116执行数字预失真处理，如上文所指示。基本上，预失真处理包含在从PA 180接收的RF反馈信号154中执行非线性的数学反演从而表示PA的非线性特征的数字前端模块116。为了实现这种数学反演，产生具有数字反馈信号154的相反特征的预失真系数。因此，当数字前端模块116将预失真系数应用到提供到数字前端116的输入信号130时，经预失真输出信号132一旦被非线性PA 180放大，则应产生更多线性放大的RF信号150。换句话说，数字预失真处理可使得PA 180能够产生更多线性放大的模拟RF信号150。
图2是根据例子实施例的被配置成实施数字预失真的发射器(例如，发射器102，图1)的数字前端模块200(例如，模块116，图1)的一部分的例子。在描述数字前端模块200的操作期间，可对图5中描绘的过程的步骤进行参考，所述图5是根据例子实施例的对输入信号执行分段数字预失真的方法的流程图。
在实施例中，数字前端模块200在单一集成电路中实施，但在其它实施例中，所述数字前端模块200可以使用多个集成电路实施。举例来说，在实施例中，数字前端模块200可以实施为向量信号处理器的一部分。在实施例中，数字前端模块200包含数字上变频(DUC)模块208、波峰因数降低(CFR)模块210、块功率统计模块212、信号定时模块214、系数选择模块216、系数存储器218、适配模块220，和分段式致动器模块222。
DUC模块208接收一个或多个基带输入信号230(例如，输入信号130，图1)并且对所述基带输入信号230进行上采样，并且提供组合具有给定采样率的一个或多个信道的经上采样集结信号240。在被配置成用于单载波调制的实施例中，DUC模块208接收单一基带输入信号230，利用上采样元件(未示出)来潜在地上采样输入信号230，并且利用混频器(未示出)来混合经上采样信号与对应于单一载波频率的复杂正弦波。这产生提供到CFR模块210的经上采样RF信号240。在被配置成用于多载波调制(例如，OFDMA)的实施例中，DUC模块208可接收N基带输入信号230，其中N是经调制以传达所述输入信号230的载波的数目。在此类实施例中，DUC模块208利用N个上采样元件(未示出)和N个混频器(未示出)，每一个上采样元件被配置成潜在地上采样输入信号230中的一个，且每一个混频器被配置成混合经上取样信号中的一个与对应于载波频率中的一个的复杂正弦波。将N个混频器的输出提供到组合元件(未示出)，所述组合元件组合从所述混频器接收的信号，并且将复合RF信号240提供到CFR模块210的输入。
CFR模块210从DUC模块208接收上变频信号240，并且执行波峰因数降低处理以产生具有可能减小波峰因数的呈样本块序列形式的波峰因数降低信号242。在实施例中，将由CFR模块210产生的波峰因数降低信号242提供到块功率统计模块212和分段式致动器模块222。
分段式数字预失真的实施例主要由块功率统计模块212、信号定时模块214、系数选择模块216和分段式致动器模块222执行或启用。块功率统计模块212接收波峰因数降低信号242，并且计算每一样本块的一个或多个块功率统计(框502，图5)。如本文中所使用，“块功率统计”是指指示样本块的信号功率的一个或多个定量的样本块的一个或多个值。举例来说，根据各种实施例，虽然块功率统计可以包含样本块的一个或多个值，所述值选自峰值功率值、平均功率值、动态范围值、均方根(RMS)值和波峰因数，但块功率统计还可以包含其它功率指示值。块功率统计模块212将指示经计算块功率统计的一或多个信号244提供到系数选择模块216。
除接收所述块功率统计信号244以外，系数选择模块216还从信号定时模块214接收定时信号248。根据实施例，信号定时模块214接收同步信号234(例如，同步信号134，图1)，所述同步信号234指示输入样本的每一帧(和/或子帧)开始的时间。这种信号可被称为(例如)帧脉冲。根据同步信号234，信号定时模块214可以确定每一样本块的定时(例如，无线电帧内的每一样本块的时间位置)，并且可以产生定时信号248来指示每一样本块的开始、结束，和/或持续时间。可替换的是，信号定时模块214可仅将帧脉冲传达到系数选择模块216，或可以传达使得系数选择模块216能够使具有特定样本块的块功率统计信息同步某一其它定时信息。根据实施例，系统200被配置成使定时信号234与块功率统计信号244同步。换句话说，系数选择模块216能够使信号244中所传达的块功率统计与定时信号248中所传达的定时信息相关以使得特定块功率统计可与特定样本块相关联。
系数选择模块216被配置成基于块功率统计(在块功率统计信号244中传达)和块在帧内的时间位置(在定时信号234中传达)来选择预失真系数集合(框504，图5)。如先前所提到并且如下文将更详细地论述，在实施例中，将无线电帧划分成多个连续时间范围(或“时间片段”)，且将所关注的功率范围划分成多个连续功率子范围(或“动态范围段”)。基于接收到的块功率统计244和定时信号248，系数选择模块216评估每一样本块以将所述样本块分类为属于多个时间片段中的特定一个内，且分类为属于动态范围段中的特定一个内。系数选择模块216被配置成基于将输入样本块分类为属于特定时间片段和特定动态范围段内来选择每一输入样本块的DPD模型(例如，预失真系数集合)。举例来说，并且也如先前提到，如果将无线电帧划分成NTS个时间片段，并且将所关注的功率范围划分成NDR个动态范围段，那么存在NTS×NDR个不同的时间片段/动态范围段组合，和NTS×NDR个可能不同的DPD模型选择。
举例来说，无线电帧的持续时间可以分段成具有阈值T1、T2、......、TNTS的NTS个时间片段，其中0＜T1＜T2＜......＜TNTS(其在每一帧起始处重复)。另外，所关注的总功率范围(例如，归一化成输入信号电平)可以分段成具有阈值V1、V2、...、VNDR的NDR个动态范围段，其中0＜V1＜V2＜......＜VNDR。换句话说，将0与VNDR之间的总归一化动态范围分段成NDR个动态范围段。在此例子中，用于输入信号的一个无线电帧的输入信号块(S)可以表示为：
Figure BDA0001491335610000151
如先前所提到，NTS个时间片段中的每一个可以划分成与NDR个动态范围段相同的数目。在替代实施例中，各个时间片段的所关注功率范围可以不同，和/或不同时间片段的所关注功率范围可以划分成不同数目的动态范围段。基于本文中的描述，本领域的技术人员将理解如何调整本文中更详细论述的实施例以解释这种替代实施例。
为了更清楚地示出DPD实施例的时间分段方面，图3示出了根据例子实施例的具有时间片边界指示的例子输入信号的时间相对于振幅的曲线图300。更具体地说，曲线图300是在帧的持续时间内的信号功率的时域表示，其中x轴302对应于时间(或样本数目)，且y轴304对应于信号振幅(例如，归一化绝对值或以分贝(dB)为单位)。相对于时间轴302，原点306可对应于帧的开始(例如，第一样本)，其中所述帧具有总持续时间308(例如，根据样本数目或时间测量)。举例来说，虽然帧可以具有约10毫秒(ms)的持续时间，并且在245.76MSPS采样速率下可以包含约2,457,600个样本，但是帧可以取决于载波类型、采样速率而具有更多或更少的样本，和/或帧还可以具有更长或更短的持续时间。相对于振幅轴304，原点306可对应于在信号的底噪处或附近的最低振幅阈值(例如，-25dB)。在图3中所示出的实施例中，帧的持续时间308分段成多个(即，NTS＝9)时间片段311、312、313、314、315、316、317、318、319。虽然图3的实施例描绘分段成9个时间片段311-319，但是无线电帧还可分段成更多或更少个段。每一分段边界322到330对应于时间片阈值T1、T2、...、T9。举例来说，分段311以分段边界321和322为界。当信号块从帧脉冲偏移在0与阈值T1(对应于边界322)之间的时间量时，所述信号块将与时间片段311相关联。类似地，当信号块从帧脉冲偏移在阈值T8与T9(对应于边界329和330)之间的时间量时，所述信号块将与时间片段319相关联。
根据实施例，时间片边界322到329和/或阈值可经预先限定以对应于预见信号功率显著改变发生时的偏移(从每一帧脉冲)。举例来说，在TDD系统中，可以先验得知下行链路子帧将通过系统在帧脉冲的特定偏移范围内发射，并且上行链路子帧将在所述帧脉冲的其它偏移范围内得以接收。其它偏移范围可对应于防护频带。在这类实施例中，将预期待发射的信号的功率将在对应于下行链路子帧与上行链路子帧之间的过渡区的偏移下显著改变。更具体地说，每一下行链路子帧中的信号功率将显著高于每一上行链路子帧中的信号功率。因此，在一些实施例中，时间片边界322到329可预先确定以与下行链路子帧、上行链路子帧与其它类型的子帧之间的过渡区对齐。举例来说，时间片311、313、315、317和319具有与下行链路子帧一致的功率电平，并且时间片312、314、316和318具有与上行链路子帧、防护频带或其它类型的相对低功率子帧一致的功率电平。因此，时间片边界322到329确定与各种类型的子帧之间的过渡区对齐。在其它实施例中，时间片边界322到329可以不同方式对齐。举例来说，多个时间片可限定在任一给定子帧内，和/或时间片边界可不必与各种类型的子帧之间的过渡区(例如，与下行链路子帧与上行链路子帧之间的过渡区)对齐。
为了更清楚地示出DPD实施例的动态范围分段方面，图4示出根据例子实施例的具有动态范围边界指示的例子输入信号的AM-AM散点图410和AM-PM散点图440。更具体地说，AM-AM散点图410是输入信号的增益幅度相对于功率的表示，其中x轴412对应于信号功率(以dBFS(相对于满刻度的分贝)为单位)，且y轴414对应于增益幅度(例如，以dB为单位，并且归一化成输入电平)。相反地，AM-PM散点图440是输入信号的增益相位相相对于功率的表示，其中x轴442对应于信号功率(以dB为单位)，并且y轴444对应于增益相位(以度为单位)。
为了实施动态范围分段，所关注总功率范围420分段成多个(例如，NDR＝8)动态范围段411、412、413、414、415、416、417、418。虽然图4的实施例描绘分段成8个动态范围段411到418，但是功率范围还可以分段成更多或更少个段。每一分段边界422到429对应于动态范围阈值V1、V2、......、V8。举例来说，分段411以分段边界421和422为界。当信号块具有在功率范围低端420(例如，-20dB)与阈值V1(对应于边界422)之间的动态范围时，所述信号块将与动态范围段411相关联。类似地，当信号块具有阈值V7与V8(对应于边界428和429)之间的动态范围时，所述信号块将与动态范围段418相关联。
动态范围段边界422到429可预先限定，和/或动态范围段边界422到429可在系统操作期间修改。根据实施例，动态范围边界422到429和/或阈值可预先限定为横跨总功率范围420平均分布。可替换的是，动态范围边界422到429和/或阈值可横跨总功率范围420不均匀地分配。另外，可以限定更多或更少的动态范围段411到418。
再次参看图2，且如上文所提到，系数选择模块216从块功率统计模块212接收块功率统计244，并且从信号定时模块214接收定时信号248。块功率统计244和定时信号248可同步以使得系数选择模块216可以使块功率统计244与定位在无线电帧内的已知时间位置处的样本块相关联。根据实施例，针对每一样本块，系数选择模块216利用定时信号248来确定样本块属于无线电帧中的哪个时间片内(例如，时间片311到319中的哪一个，图3)。举例来说，在进行这种确定时，系数选择模块216可以将样本块相对于帧脉冲的时间偏移与时间片阈值T1、T2、......、T9进行比较。另外，系数选择模块216利用块功率统计244来确定样本块的动态范围，并且另外确定样本块与哪一动态范围段(例如，动态范围段411到418中的哪一个，图4)相关联。举例来说，在进行这种确定时，系数选择模块216可以将样本块的动态范围与动态范围阈值V1、V2、......、V8进行比较。
同样如上文所提及，可能不同的DPD模型选择(例如，预失真系数集合)可与时间段及动态范围段的每一组合相关联。因此，如果无线电帧划分成NTS个时间片段，并且目标功率范围划分成NDR个动态范围段，那么存在NTS×NDR个不同的时间片/动态范围段组合，并且可存在NTS×NDR个可能不同的DPD模型选择。根据实施例，用于NTS×NDR个可能不同的时间片/动态范围段组合中的每一个的可能不同的DPD系数集合存储在系数存储器218内的“预失真系数表”(例如，下文表1)中。
在预失真系数表(例如下文表1)的例子实施例中，每一行(或列)可对应于无线电帧的持续时间内的时间片段，且每一列(或行)可对应于所关注功率范围内的动态范围段。因此，预失真系数表内的每一单元对应于时间片段与动态范围段的独特组合。预失真系数集合dT，DR存储于每一单元内，并且每一存储集合内的预失真系数值可以不同于彼此。
时间片/动态范围 0-T<sub>1</sub> T<sub>1</sub>-T<sub>2</sub> ... T<sub>(NTS-1)</sub>-T<sub>NTS</sub>
V<sub>MIN</sub>-V<sub>1</sub> d<sub>1，1</sub> d<sub>2，1</sub> d<sub>NTS，1</sub>
V<sub>1</sub>-V<sub>2</sub> d<sub>1，2</sub> d<sub>2，2</sub> d<sub>NTS，2</sub>
...
V<sub>(NDR-1)</sub>-V<sub>NDR</sub> d<sub>1，NDR</sub> d<sub>2，NDR</sub> d<sub>NTS，NDR</sub>
表1：预失真系数表
每一预失真系数集合中的值的数目可以基于功率放大器(例如，PA180，图1)的复杂度，并且更具体地说基于功率放大器应用于正放大信号的所需非线性补偿的复杂度来限定。举例来说，每一预失真系数集合可以包含12到60个系数，但每一集合还可以包含更多或更少的系数。另外，虽然系数集合中的至少一些具有不同的值，但是一些集合可以具有与其它集合的那些值相同的值。换句话说，不要求全部系数集合是独特的。
如上所提到，并且再次参看图2，系数选择模块216确定样本块属于无线电帧中的哪一时间片内(例如，时间片311到319中的哪一个，图3)，并且确定所述样本块与哪一动态范围段(例如，动态范围段411到418中的哪一个，图4)相关联。在进行这种确定之后，系数选择模块216使用所确定的时间片段和动态范围段作为从系数存储器218中的预失真系数表检索所确定时间片/动态范围段组合的预失真系数的关键字(或索引)。系数选择模块216随后将信号252中的所检索的预失真系数集合提供到分段式致动器模块222。在实施例中，针对每一样本块重复由块功率统计模块212和系数选择模块216执行的过程。
分段式致动器模块222接收预失真系数集合252并且还接收呈样本块序列形式的输入信号242，如先前所指示。在实施例中，缓冲器和/或延迟元件(未示出)可用于存储信号242和/或使所述信号242延迟足以为RF信号242内的每一样本块确定并且提供预失真系数252的时间量。另外，经存储信号242的延迟版本可稍后在适配经存储预失真系数的过程期间获取，如稍后将结合对适配模块220的描述进行描述。
分段式致动器模块222将每一接收到的预失真系数集合252应用到为其确定预失真系数集合252的样本块242，以便产生呈预失真样本块序列形式的预失真输出信号232(例如，输出信号132，图1)(框506，图5)。以这种方式，分段式致动器模块222执行预失真处理，在所述处理中，不同的预失真系数集合可基于每一样本块在无线电帧内的位置和每一样本块的动态范围而应用到连续样本块242。如上文所论述，经预失真输出信号232随后转换为模拟信号(例如，通过DAC 165，图1)，上变频为RF(例如，通过RF混频器168，图1)、放大(例如，通过PA180，图1)，并且辐射到空中接口上(例如，通过天线104，图1)(框508，图5)。
根据实施例，预失真系数表中的预失真系数可以是不变的(例如，在系数汇聚之后在系统操作期间不调适)。在替代实施例中，可执行自适应处理以在操作期间改变预失真系数(框510，图5)。这可能是尤其有利的，例如，当PA(例如，PA 180，图1)展现的非线性随时间、温度等改变时。在各种实施例中，可使用间接学习方式(例如，其中基于来自功率放大器的反馈来使用预失真系数调适)或使用直接学习方式(例如，其中直接以前馈路径来调整预失真系数)来调适预失真系数。举例来说，在一个实施例中，为了执行自适应处理，适配模块220接收数字反馈信号254(例如，来源于模拟反馈信号154，图1)，所述数字反馈信号254是在PA的非线性已引入到信号中之后的经先前处理样本块的数字表示。适配模块220可以将数字反馈信号254内的样本块与由CFR模块210产生的样本块的经延迟版本(例如，信号242中的样本块)或由分段式致动器模块222产生的样本块的经延迟版本(例如，经预失真输出信号232中的样本块)进行比较。在任一情况下，适配模块220在由分段式致动器模块222应用的相同时间片段下执行比较，并且各种延迟可以应用到信号232、242以确保信号232、242与反馈信号254对齐以供比较。当适配模块220确定差值大于阈值(或另外可改进)时，所述适配模块220可以计算有可能产生改进的新的预失真系数集合。适配模块220随后可更新(系数存储器218中的)预失真系数表的适当单元，或尤其系数选择模块216先前从其中检索在先前执行预失真处理期间应用到样本块的预失真系数集合的单元中的预失真系数。因此，为了促进自适应预失真，系统200在操作期间可存储(例如，在易失性存储器中，未示出)包含样本块和每一样本块分配的时间片/动态范围段指示的历史信息。
设备的实施例包含数字预失真电路，所述数字预失真电路被配置成接收包含输入样本块序列的输入信号，并且对所述输入信号执行数字预失真处理以产生经预失真输出信号。数字预失真处理包含从多个不同的预失真系数集合中选择用于第一输入样本块的第一预失真系数集合，其中多个不同的预失真系数集合中的每一个与无线电帧内的多个时间片中的一个与多个功率范围中的一个的不同组合相关联，并且所述第一预失真系数集合与第一输入样本块定位在内的时间片和基于第一样本块的块功率统计针对所述第一输入样本块计算的功率范围相关联。数字预失真另外包含将第一预失真系数集合应用到第一输入样本块以产生经预失真输出信号。
执行无线电帧内的输入样本块序列的数字预失真的方法的实施例包含通过数字预失真电路从多个不同的预失真系数集合选择用于第一输入样本块的第一预失真系数集合，其中多个不同的预失真系数集合中的每一个与无线电帧内的多个时间片中的一个与多个功率范围中的一个的不同组合相关联，并且所述第一预失真系数集合与第一输入样本块放置在内的时间片和基于第一样本块的块功率统计针对所述第一输入样本块计算的功率范围相关联。所述方法另外包含通过数字预失真电路将第一预失真系数集合应用到第一输入样本块以产生经预失真输出信号。
应理解，与图5中所描绘的框相关联的操作次序对应于例子实施例，且所描绘的次序不应解释为将操作顺序限制于仅所示出的次序。可替换的是，一些操作可以不同次序执行，和/或一些操作可并行执行。
本文中包含的各图中所示出的连接线打算表示各种元件之间的示例性功能关系和/或物理耦合。应注意，许多替代或额外的功能关系或物理连接可存在于主题的实施例中。另外，本文中还可仅出于参考的目的使用特定术语，且因此所述特定术语并不希望具有限制性，且除非上下文清楚地指示，否则参考结构的术语“第一”、“第二”和其它这类数值术语并不暗示顺序或次序。
如本文中所使用，“节点”意味着任何内部或外部参考点、连接点、交汇处、信号线、传导元件或类似物，在“节点”处存在给定信号、逻辑电平、电压、数据模式、电流或量。另外，两个或更多个节点可以通过一个物理元件实现(并且尽管在共同节点处接收或输出，但是仍然可以对两个或更多个信号进行多路复用、调制或以其它方式区分)。
以上描述指代元件或节点或特征“连接”或“耦合”在一起。如本文中所使用，除非以其它方式明确地陈述，否则“连接”意味着一个元件直接接合到另一元件(或直接与另一元件通信)，且不必以机械方式连接。同样，除非以其它方式明确地陈述，否则“耦合”意味着一个元件直接或间接接合到另一元件(或直接或间接与另一元件通信)，且不必以机械方式耦合。因此，尽管图中示出的示意图描绘元件的一个示例性布置，但额外介入元件、装置、特征或组件可存在于所描绘的主题的实施例中。
尽管前述详细描述中已呈现至少一个示例性实施例，但应了解存在大量变化。还应了解，本文中所描述的一个或多个示例性实施例并不意图希望以任何方式限制所主张的主题的范围、适用性或配置。实际上，前述详细描述将向本领域的技术人员提供用于实施所描述的一个或多个实施例的方便的指南。应理解，可以在不脱离由权利要求书所限定的范围的情况下对元件的功能和布置作出各种改变，权利要求书所限定的范围包含在提交本专利申请案之时的已知等效物和可预见的等效物。

Claims (10)

1.一种涉及用于执行功率放大器的数字预失真的设备，其特征在于，包括：
数字预失真电路，被配置成接收包括输入样本块序列的输入信号，并且对所述输入信号执行数字预失真处理以产生经预失真输出信号，其中所述数字预失真处理包括
从多个不同的预失真系数集合选择用于第一输入样本块的第一预失真系数集合，其中所述多个不同的预失真系数集合中的每一个与无线电帧内的多个时间片中的一个和多个功率范围中的一个的不同组合相关联，且其中所述第一预失真系数集合与所述第一输入样本块定位在内的时间片和基于所述第一输入样本块的块功率统计针对所述第一输入样本块计算的功率范围相关联，以及
将所述第一预失真系数集合应用到所述第一输入样本块以产生所述经预失真输出信号。
2.根据权利要求1所述的设备，其特征在于，所述数字预失真电路进一步被配置成：
从所述多个不同的预失真系数集合选择用于第二输入样本块的第二预失真系数集合，其中所述第二预失真系数集合不同于所述第一预失真系数集合，并且所述第二预失真系数集合与所述无线电帧内的时间片和功率范围的不同组合相关联，以及
将所述第二预失真系数集合应用到所述第二输入样本块以另外产生所述经预失真输出信号。
3.根据权利要求1所述的设备，其特征在于，进一步包括：
块功率统计模块，被配置成确定所述第一输入样本块的所述块功率统计。
4.根据权利要求3所述的设备，其特征在于，所述块功率统计选自峰值功率值、平均功率值、动态范围值、均方根值和波峰因数。
5.根据权利要求1所述的设备，其特征在于，进一步包括：
存储器，被配置成存储包括多个不同的预失真系数集合的预失真系数表，其中所述预失真系数表中的所述多个不同的预失真系数集合以时间片段和动态范围段索引。
6.根据权利要求1所述的设备，其特征在于，进一步包括：
信号定时模块，耦合到所述数字预失真电路，并且被配置成产生定时信号以指示所述第一输入样本块在所述无线电帧内的时间位置。
7.根据权利要求1所述的设备，其特征在于，进一步包括：
射频(RF)转换电路，耦合到所述数字预失真电路，并且被配置成执行所述经预失真输出信号的数模转换和上变频以产生模拟RF信号；以及
功率放大器，耦合到所述RF转换电路，并且被配置成放大所述模拟RF信号以产生经放大的RF信号。
8.根据权利要求1所述的设备，其特征在于，所述输入样本块序列包括复合信号的一部分的时域表示的样本序列，所述复合信号包括在发射频带内多路复用的一个或多个载波，其中每一载波属于特定的无线电接入技术(RAT)。
9.根据权利要求1所述的设备，其特征在于，所述数字预失真电路是使用向量信号处理器实施。
10.一种在无线电帧内执行输入样本块序列的数字预失真的方法，其特征在于，所述方法包括：
通过数字预失真电路从多个不同的预失真系数集合选择用于第一输入样本块的第一预失真系数集合，其中所述多个不同的预失真系数集合中的每一个与无线电帧内的多个时间片中的一个和多个功率范围中的一个的不同组合相关联，且其中所述第一预失真系数集合与所述第一输入样本块定位在内的时间片和基于所述第一输入样本块的块功率统计针对所述第一输入样本块计算的功率范围相关联；以及
通过所述数字预失真电路将所述第一预失真系数集合应用到所述第一输入样本块以产生经预失真输出信号。
CN201711263353.0A 2016-12-07 2017-12-01 分段式数字预失真设备和方法 Active CN108173795B (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US15/372,121 2016-12-07
US15/372,121 US10003310B1 (en) 2016-12-07 2016-12-07 Segmented digital predistortion apparatus and methods

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN108173795A CN108173795A (zh) 2018-06-15
CN108173795B true CN108173795B (zh) 2022-04-08

Family

ID=60186176

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201711263353.0A Active CN108173795B (zh) 2016-12-07 2017-12-01 分段式数字预失真设备和方法

Country Status (3)

Country Link
US (1) US10003310B1 (zh)
EP (1) EP3334040B1 (zh)
CN (1) CN108173795B (zh)

Families Citing this family (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2019029827A1 (en) * 2017-08-11 2019-02-14 Nokia Solutions And Networks Oy PREDISTORING DIGITAL POLYPHASE SIGNAL IN A RADIO TRANSMITTER
US10879943B2 (en) * 2018-12-18 2020-12-29 Qorvo Us, Inc. Wireless device with MIPI bus
US10763791B2 (en) 2018-12-21 2020-09-01 Motorola Solutions, Inc. Selective linearization of scalable fault tolerant frequency agile transmitters
KR20210019974A (ko) * 2019-08-13 2021-02-23 주식회사 쏠리드 중계기 및 이의 동작방법
US11121731B2 (en) * 2019-08-26 2021-09-14 Intel Corporation Digital radio head control
US10700914B1 (en) * 2019-09-20 2020-06-30 Analog Devices, Inc. Digital pre-distortion (DPD) in a wireless transmitter
US12074683B1 (en) 2020-02-29 2024-08-27 Space Exploration Technologies Corp. Configurable orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) signal and transmitter and receiver for satellite to user terminal downlink communications
US11671123B1 (en) 2020-02-29 2023-06-06 Space Exploration Technologies Corp. Digital pre-distortion compensation in a wireless communications system
US11398862B2 (en) * 2020-10-16 2022-07-26 Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg Satellite uplink amplifier and method for providing a multiband uplink signal
CN113055323B (zh) * 2021-03-03 2022-08-02 青岛矽昌通信技术有限公司 一种通信系统的数字预失真处理的方法及系统
CN117413466A (zh) * 2021-03-16 2024-01-16 F·甘诺奇 用于具有多重损伤的传输系统中的人工智能驱动的数字预失真的装置和方法
US11863269B2 (en) * 2021-06-04 2024-01-02 Qualcomm Incorporated High-order digital post-distortion
US12047100B2 (en) 2022-12-20 2024-07-23 Nxp Usa, Inc. System and method for digital predistortion

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102404263A (zh) * 2010-09-19 2012-04-04 中兴通讯股份有限公司 数字预失真处理方法及装置
CN103222197A (zh) * 2010-11-22 2013-07-24 瑞典爱立信有限公司 非线性设备的数字预失真
CN105634415A (zh) * 2009-12-21 2016-06-01 大力系统有限公司 数字预失真系统和用于放大信号的方法
CN205430301U (zh) * 2016-04-08 2016-08-03 豪威科技(上海)有限公司 一种数字预失真装置及射频通信系统

Family Cites Families (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20040142667A1 (en) 2003-01-21 2004-07-22 Lochhead Donald Laird Method of correcting distortion in a power amplifier
US7026873B2 (en) 2003-11-07 2006-04-11 Scintera Networks LMS-based adaptive pre-distortion for enhanced power amplifier efficiency
US7298129B2 (en) * 2005-11-04 2007-11-20 Tektronix, Inc. Time arbitrary signal power statistics measurement device and method
US8369447B2 (en) * 2008-06-04 2013-02-05 Apple Inc. Predistortion with sectioned basis functions
US9287833B2 (en) 2010-04-21 2016-03-15 Zte Corporation Capture buffer of digital predistortion systems
KR20120070057A (ko) * 2010-12-21 2012-06-29 한국전자통신연구원 전치왜곡장치 및 전치왜곡방법
US9219540B2 (en) 2012-07-20 2015-12-22 Freescale Semiconductor, Inc. Method and system for phase compensation in multi-path communication device
EP3745664A1 (en) * 2012-07-23 2020-12-02 Dali Systems Co. Ltd Method and system for aligning signals widely spaced in frequency for wideband digital predistortion in wireless communication systems
US8908816B2 (en) 2012-12-19 2014-12-09 Lsi Corporation Receiver with distortion compensation circuit
US8952758B2 (en) 2013-04-23 2015-02-10 Freescale Semiconductor, Inc. Amplifier using nonlinear drivers
US9628119B2 (en) * 2014-06-27 2017-04-18 Nxp Usa, Inc. Adaptive high-order nonlinear function approximation using time-domain volterra series to provide flexible high performance digital pre-distortion
US9252821B2 (en) 2014-06-27 2016-02-02 Freescale Semiconductor, Inc. Adaptive high-order nonlinear function approximation using time-domain volterra series to provide flexible high performance digital pre-distortion
US9325357B2 (en) 2014-08-27 2016-04-26 Freescale Semiconductor, Inc. Wireless communication unit, integrated circuits and method for linearizing a transmitter signal
US9130628B1 (en) 2014-12-24 2015-09-08 Freescale Semiconductor, Inc. Digital pre-distorter
US9231530B1 (en) 2015-01-08 2016-01-05 Freescale Semiconductor, Inc. System for calibrating power amplifier
US9749161B1 (en) * 2016-02-23 2017-08-29 Nxp Usa, Inc. Fixed-point conjugate gradient digital pre-distortion (DPD) adaptation

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN105634415A (zh) * 2009-12-21 2016-06-01 大力系统有限公司 数字预失真系统和用于放大信号的方法
CN102404263A (zh) * 2010-09-19 2012-04-04 中兴通讯股份有限公司 数字预失真处理方法及装置
CN103222197A (zh) * 2010-11-22 2013-07-24 瑞典爱立信有限公司 非线性设备的数字预失真
CN205430301U (zh) * 2016-04-08 2016-08-03 豪威科技(上海)有限公司 一种数字预失真装置及射频通信系统

Also Published As

Publication number Publication date
US10003310B1 (en) 2018-06-19
EP3334040B1 (en) 2019-12-11
US20180159483A1 (en) 2018-06-07
EP3334040A1 (en) 2018-06-13
CN108173795A (zh) 2018-06-15

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN108173795B (zh) 分段式数字预失真设备和方法
JP6309123B2 (ja) プリディストーションを利用する無線通信のための装置及び方法
US10153794B2 (en) Transmitter, communication unit and method for limiting spectral re-growth
US11394412B2 (en) Predistortion circuit, method for generating a predistorted baseband signal, control circuit for a predistortion circuit, method to determine parameters for a predistortion circuit, and apparatus and method for predistorting a baseband signal
JP4261367B2 (ja) ベースバンド変換を使用して送信機の性能を改善する方法および装置
US9680434B2 (en) Method and apparatus for calibrating an envelope tracking system
US8275319B2 (en) Processing of multi-carrier signals before power amplifier amplification
US8903338B2 (en) Linearization of power amplifiers through digital in-band predistortion followed by analog predistortion
CN108347226B (zh) 包络跟踪方法、系统及装置
CN101562478A (zh) 一种自适应调整cfr门限的方法及射频拉远系统
CN108512796A (zh) 基于ace算法的抑制信号峰均比方法
KR101002893B1 (ko) 전치 왜곡기를 이용하는 다중 모드 전력 증폭 방법 및 장치
US9350578B2 (en) Sigma-delta modulation apparatus and sigma-delta modulation power amplifier
Nair et al. A comparative study on digital predistortion techniques for Doherty amplifier for LTE applications
Hammi Efficient linear amplification using digitally predistorted overdriven power amplifiers
CN113285727A (zh) 一种无线信号的发射装置及其处理方法
US10291267B2 (en) Band-limited digital pre-distortion (DPD) expansion estimation and curve adjustment
Lee et al. A tunable pre-distorter for linearization of solid state power amplifier in mobile wireless OFDM
Ding et al. Joint optimization of PAR reduction and digital predistortion for wireless LAN applications
TWI656728B (zh) 包絡跟蹤方法、系統及裝置
Helaoui et al. Low-IF 5 GHz WLAN linearized transmitter using baseband digital predistorter
Abd Elaal et al. A modified LINC amplification system for wireless transceivers
Ibrahim Feedforward linearization of a power amplifier for wireless communication systems
Kardaras et al. Simplified polynomial digital predistortion for multimode software defined radios
WO2021002789A1 (en) Efficient amplifer operation

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant