CN107360112A

CN107360112A - 基于零拖尾dft拓展的高谱效分复用通信方法

Info

Publication number: CN107360112A
Application number: CN201710587022.6A
Authority: CN
Inventors: 贾敏; 尹志胜; 吴志颖; 郭庆; 顾学迈
Original assignee: Harbin Institute of Technology
Current assignee: Harbin Institute of Technology
Priority date: 2017-07-18
Filing date: 2017-07-18
Publication date: 2017-11-17

Abstract

本发明提供一种低复杂度、有效解调发射信号且可通过调整零拖尾的长度提升性能的基于零拖尾DFT拓展的高谱效分复用通信方法，属于信息与通信技术领域。所述方法包括发送步骤和接收步骤，所述发送步骤为：构造具有零拖尾特征的时域发送符号矢量，发送该时域发送符号矢量；所述接收步骤包括：步骤B1：接收信号矢量，在接收的信号矢量的末尾补K‑N个零，获取时域接收符号序列，对时域接收符号序列进行K点FFT变换得到频域接收信号；步骤B2：取频域接收信号的前N个数据进行N点DFT变换；步骤B3:提取N点DFT变换后的数据子载波数据，进行迫零检测，实现符号解调；其中，α代表频谱压缩因子，α＝N/K。本发明实现简单，并且解调算法复杂度较低。

Description

基于零拖尾DFT拓展的高谱效分复用通信方法

技术领域

本发明涉及一种高谱效分复用通信方法，特别涉及一种基于零拖尾DFT拓展的高谱效分复用通信方法，属于信息与通信技术领域。

背景技术

5G时代更高的传输速率的需求以满足机器到机器通信，物联网数据传输，以及融合传统移动通信等，频谱资源越显得稀缺，OFDM(正交频分复用)以保证子载波间正交的最小间隔部署子载波频谱资源分割具有较高的频谱利用率，然而面对未来更加快速的数据传输速率需求，子载波正交的传输方案不再完全适用。满足相同传输速率的情况下，IzzatDarwazeh等人提出的非正交的SEFDM(高效频分复用)传输方案能够在OFDM频谱结构的基础之上进一步压缩子载波间隔达到节省频谱资源的目的。SEFDM作为一种非正交多载波传输方案在5G候选波形设计中备受关注。

近来，Izzat Darwazeh在无线通信系统和光通信系统用中进行了一些SEFDM实验。在无线通信系统中，CA-SEFDM(联合载波聚合CA和SEFDM)在给定使用带宽的基础上进一步提升数据传输速率，同时对系统差错性能和频效性能进行了测试分析，研究表明CA-SEFDM具有接近CA-OFDM的差错性能，但是相较于CA-OFDM，CA-SEFDM具有更高的频谱效率；在光通信中，使用了3.75Gbit/s的60GHz毫米波射频光纤进行测试测试，O-SEFDM(光学SEFDM)相较于O-OFDM(光学OFDM)带宽节省约25％，并且能达到O-OFDM相同的差错性能，并且在相同谱效的条件下进一步测试表明低阶调制能代替高阶调制能够达到更好的性能。AndreyRashich等人给出了基于FFT的SEFDM接收机设计方案，提出了一种基于FFT和max-log-MAP的算法以及迭代接收的算法。Tongyang Xu和Izzat Darwazeh进一步提出了一种新的波形设计Nyquist-SEFDM，该方案利用低于符号速率的子载波间隔压缩带宽提升频谱效率，同时对每个子载波利用根升余弦滤波器进行脉冲成形抑制频谱漏泄，但是根升余弦滤波器脉冲成型也重新引来了子载波间干扰，而SEFDM本身低于符号速率的子载波部署即携带了子载波间干扰，因此Nyquist-SEFDM双重的子载波间干扰加大了接收机设计复杂度。SergeyV.Zavjalov等人对SEFDM信号包络进行优化，给出最佳信号包络设计方法增加各个子载波信号持续时长达到子带带宽压缩的目的，研究表明相对于OFDM能够降低32％所占带宽。

由于非正交子载波的部署，SEFDM相对于OFDM以牺牲子载波间的正交性达到频谱利用率的提升。然而这种体制自带的子载波间干扰导致传输性能恶化。S.Isam等人指出子载波间干扰与带宽压缩程度和子载波个数有关。因此，SEFDM系统接收机设计必须考虑子载波间干扰消除的问题。Izzat Darwazeh设计了基于IFF的SEFDM信号快速实现方法，并给出了对应的基于FFT的SEFDM接收机模型。尽管最大似然接收的算法可以达到最优性能，但实际难以实现。I.Kanaras等人提出球形译码方法应用于SEFDM接收机以降低最大似然方法的复杂度。S.Isam进一步提出了基于截短奇异值分解的方法，并给出了联合截短奇异值分解与固定球形译码的解调方法。研究结果表明基于截短奇异值分解的方法具备优于线性解调器的方法。S.J.Heydari等出给了补偿SEFDM子载波间干扰迭代检测的方法，该方法具有与球形译码相似的性能，但在算法复杂度上具有极大的优势。T.Xu在此基础之上进一步给出了联合迭代检测与固定球形译码的解调方法，该方法相较上述方法在解调性能和算法复杂度方面都具有优势。

综上所述，SEFDM作为一种高效频分复用方案利用非正交传输体制减小子载波间隔达到压缩频谱进一步提升频谱效率，然而非正交体制无可避免带来的子载波间干扰恶化了接收机性能，并且针对非正交信号解调的接收机设计复杂度较高不利于实现。

发明内容

针对上述不足，本发明提供一种低复杂度、有效解调发射信号且可通过调整零拖尾的长度提升性能的基于零拖尾DFT拓展的高谱效分复用通信方法。

本发明的基于零拖尾DFT拓展的高谱效分复用通信方法，所述方法包括发送步骤和接收步骤，所述发送步骤为：

构造具有零拖尾特征的时域发送符号矢量，发送该时域发送符号矢量；

所述接收步骤包括：

步骤B1：接收信号矢量，在接收的信号矢量的末尾补K-N个零，获取时域接收符号序列，对时域接收符号序列进行K点FFT变换得到频域接收信号；

步骤B2：取频域接收信号的前N个数据进行N点DFT变换；

步骤B3:提取N点DFT变换后的数据子载波数据，进行迫零检测，实现符号解调；

其中，α代表频谱压缩因子，α＝N/K。

优选的是，所述发送步骤包括：

步骤A1：对发送端调制符号的头尾进行补零，获取时域发送符号序列，对时域发送符号序列进行N点的DFT拓展变换，得到频域发送信号矢量；

步骤A2：在得到的频域发送信号矢量的末尾补上(1-α)N/α个零，对补零后的频域发送信号矢量进行子载波映射；

步骤A3：对子载波映射后的发送信号矢量进行K点IFFT变换，将变换后获得的频域发送信号矢量的后(1-α)N/α个数据丢弃，剩余的N个数据为具有零拖尾特征的时域发送符号矢量，发送该时域发送符号矢量。

优选的是，所述步骤B3中，对子载波数据进行迫零检测，获得的解调信号为：

s_ZF＝C^-1·S

其中，

F_N表示归一化的N点离散傅里叶变换矩阵；

F_IFFT表示K点归一化IFFT矩阵的前N行和前N列构成的矩阵。

上述技术特征可以各种适合的方式组合或由等效的技术特征来替代，只要能够达到本发明的目的。

本发明的有益效果在于，本发明采用基于IFFT的非正交频分复用提升频谱利用率，利用DFT拓展方法降低发送信号的峰均比，进一步采用在发送数据符号头尾补零的方法进一步发送信号的峰均比，同时有效地加快边带衰减速度，基于FFT的SEFDM接收机结合线性迫零检测方法可有效解调传输信号，并且具有较低的复杂度。本发明在谱效和能效都具有优势。同时接收步骤具有较低的复杂度，采用线性迫零解调可有效解调发射信号，并且可通过调整零拖尾的长度提升性能。本发明给出的接收方法实现简单，并且解调算法复杂度较低。

附图说明

图1是本发明的发射原理示意图；

图2是本发明的接收原理示意图；

图3(a)至图3(d)是本发明构造的ZT-DFT-s-SEFDM信号与现有信号的功率谱密度对比示意图；

图4是本发明构造的ZT-DFT-s-SEFDM信号峰均比互补累积概率密度函数；

图5是本发明的零拖尾长度对ZT-DFT-s-SEFDM信号峰均比互补累积概率密度函数的影响；

图6是本发明的ZT-DFT-s-SEFDM信号在接收时的比特差错性能。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

需要说明的是，在不冲突的情况下，本发明中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。

下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步说明，但不作为本发明的限定。结合图1至图6说明本实施方式，本实施方式所述的基于零拖尾DFT拓展的高谱效分复用通信方法，所述方法包括发送步骤和接收步骤，

如图1所示，本实施方式的发送步骤包括：

步骤A1：对发送端调制符号的头尾进行补零，获取时域发送符号序列，对时域发送符号序列进行N点的DFT拓展变换，得到频域发送信号矢量：

本实施实施方式在发射机实施，如图1所示，比特信息发送序列通过调制器生成调制符号分组d＝[d₀,...,d_m,...,d_M-1]^T，M为调制符号分组长度，通过对调制符号头尾补零得到其中，N_h为头部补零个数，N_t为尾部补零个数，补零后的符号矢量s经过N点的DFT变换得到S＝[S₀,...,S_k,...S_N-1]^T：

S＝F_N·s (1)

其中，F_N代表归一化的N点离散傅里叶变换矩阵，其中F_N的第n行第k列表示为：

步骤A2：在得到的频域发送信号矢量的末尾补上(1-α)N/α个零，得到对补零后的频域信号矢量X进行子载波映射；

步骤A3：对子载波映射后的发送信号矢量进行K点IFFT变换，IFFT输出信号表示为：其中，代表K的归一化快速傅里逆变换矩阵，将变换后获得的频域信号矢量的后(1-α)N/α个数据丢弃，剩余的N个数据为具有零拖尾特征的时域发送符号矢量：

x＝[x₀,...,x_n,...,x_N-1]^T

其中，具有零拖尾特征的时域发送符号序列Xk为补零后的频域信号矢量X中的数据，α代表频谱压缩因子，α＝N/K。本实施方式具有零拖尾特征的时域发送符号序列形成的波形为本实施方式生成的高效频分复用波形。

零拖尾时域发送信号表示为：

其中，

Q_DFT代表N×M的DFT拓展子载波映射矩阵，Q_IFFT代表K×N的IFFT矩阵。因此，零拖尾时域信号的功率计算表示为：

假设发送调制符号的能量归一，矩阵P_h中第m个元素表示为：

由式(4)可以看出，0≤m≤N_h-1,M/N≤n≤(N-1)/N，因此，0≤m/K≤α(N_h-1)/N，其中所以P_h(m),m＝0,...,N_h-1会得到趋近于零较小功率分布。

本实施方式生成的具有零拖尾特征的时域发送符号序列的功率谱密度为：

其中，具有零拖尾特征的时域发送符号序列的功率谱

脉冲成形函数的功率谱其中T_S代表符号周期，R(m)代表延时为m自相关函数，f代表频率。

如图2所示，本实施方式的接收步骤包括：

步骤B1：接收信号矢量，在接收的信号矢量的末尾补K-N个零，获取时域接收符号序列，对时域接收符号序列进行K点FFT变换得到频域接收信号：

接收信号矢量表示为：

r＝x+n

其中，x为时域发送信号矢量，n为高斯白噪声信号矢量。接收信号矢量r的末尾补K-N个零，然后再通过K点FFT变换得到频域接收信号R表示为：

其中，I_N×N代表N维的单位矩阵。F_FFT表示为：

步骤B2：取频域接收信号的前N个数据进行N点DFT变换：

K点FFT输出频域信号矢量R进一步通过N点DFT变换表示为：

步骤B3:提取N点DFT变换后的数据子载波数据，进行迫零检测，实现符号解调：

解调出的数据为：

s_ZF＝C^-1·S

其中，

F_IFFT表示K点归一化IFFT矩阵的前N行和前N列构成的矩阵。

为了方便对比说明，采用SEFDM表示常规SEFDM信号，DFT-SEFDM表示采用带DFT变换现有方法生成的SEFDM信号，ZT-DFT-s-SEFDM本发明生成的SEFDM信号；

图3给出了本发明的ZT-DFT-s-SEFDM信号功率谱密度，图3(a)～图3(d)分别表示压缩因子为0.5、0.7、0.9、1时ZT-DFT-s-SEFDM与DFT-SEFDM，SEFDM功率谱密度对比情况，图3给出的四张不同压缩因子下ZT-DFT-s-SEFDM与DFT-SEFDM，SEFDM信号功率谱密度对比表明，本发明构造的零拖尾DFT拓展SEFDM波形信号具有较好好的带外抑制效果。其中，DFT-SEFDM表示N_h＝0，N_t＝0时ZT-DFT-s-SEFDM的特殊情况。其中仿真设置如下，SEFDM子载波个数为512，调制方式为QPSK，ZT-DFT-s-SEFDM的补零设计为N_h＝5，N_t＝7。

图4给出了本发明的ZT-DFT-s-SEFDM信号峰均比互补累积概率密度函数，图中给出了两组曲线，分别代表压缩因为子为0.5和0.9时ZT-DFT-s-SEFDM与DFT-SEFDM，SEFDM峰均比的互补累积概率密度函数。在压缩因子相同的情况下，每组曲线中的三条曲线对比表明ZT-DFT-s-SEFDM具有低于SEFDM的信号峰均比，基于DFT正交变换的峰均比抑制方法是比较常见且行之有效的方法，而ZT-DFT-s-SEFDM具有接近DFT-SEFDM的信号峰均比。仿真参数设置同上。

图5给出了本发明的零拖尾长度对ZT-DFT-s-SEFDM信号峰均比互补累积概率密度函数的影响，图中给出了5条曲线，分别代表N_h＝0,2,12,22,112,212时ZT-DFT-s-SEFDM峰均比的互补累积概率密度函数对比情况。从图中可以看出，ZT-DFT-s-SEFDM峰均比随着零拖尾长度的增加而变高。

图6给出了本发明设计ZT-DFT-s-SEFDM接收机的比特差错性能，其中，Eb/N0代表比特信噪比，单位dB。子载波个数N＝7，调制方式采用QPSK调制，压缩因子为α＝7/8，图中给出了4条曲线，分别代表N_h＝3,4,5时对ZT-DFT-s-SEFDM的比特差错性能的影响，另外两条曲线分别代表SEFDM迭代检测接收机的性能曲线和压缩因子为1时代表的OFMD系统的性能曲线。从图中可以看出，ZT-DFT-s-SEFDM系统的比特差错性能随着零拖尾长度的增加性能具有显著提升。

虽然在本文中参照了特定的实施方式来描述本发明，但是应该理解的是，这些实施例仅仅是本发明的原理和应用的示例。因此应该理解的是，可以对示例性的实施例进行许多修改，并且可以设计出其他的布置，只要不偏离所附权利要求所限定的本发明的精神和范围。应该理解的是，可以通过不同于原始权利要求所描述的方式来结合不同的从属权利要求和本文中所述的特征。还可以理解的是，结合单独实施例所描述的特征可以使用在其他所述实施例中。

Claims

1.一种基于零拖尾DFT拓展的高谱效分复用通信方法，所述方法包括发送步骤和接收步骤，所述发送步骤为：

其特征在于，所述接收步骤包括：

步骤B2：取频域接收信号的前N个数据进行N点DFT变换；

其中，α代表频谱压缩因子，α＝N/K。

2.根据权利要求1所述的基于零拖尾DFT拓展的高谱效分复用通信方法，其特征在于，所述发送步骤包括：

3.根据权利要求2所述的基于零拖尾DFT拓展的高谱效分复用通信方法，其特征在于，所述步骤B3中，对子载波数据进行迫零检测，获得的解调信号为：

s_ZF＝C^-1·S

其中，

<mrow> <mi>C</mi> <mo>=</mo> <msqrt> <mfrac> <mi>N</mi> <mi>M</mi> </mfrac> </msqrt> <msup> <mi>Q</mi> <mo>&prime;</mo> </msup> <mrow> <mo>(</mo> <msubsup> <mi>F</mi> <mi>N</mi> <mrow> <mo>-</mo> <mn>1</mn> </mrow> </msubsup> <msub> <mi>F</mi> <mrow> <mi>F</mi> <mi>F</mi> <mi>T</mi> </mrow> </msub> <msub> <mi>F</mi> <mrow> <mi>I</mi> <mi>F</mi> <mi>F</mi> <mi>T</mi> </mrow> </msub> <msub> <mi>F</mi> <mi>N</mi> </msub> <mo>)</mo> </mrow> </mrow>

F_N表示归一化的N点离散傅里叶变换矩阵；

F_IFFT表示K点归一化IFFT矩阵的前N行和前N列构成的矩阵。