[go: up one dir, main page]
More Web Proxy on the site http://driver.im/

CN106789782B - 一种i/q基带信号发生器 - Google Patents

一种i/q基带信号发生器 Download PDF

Info

Publication number
CN106789782B
CN106789782B CN201710112258.4A CN201710112258A CN106789782B CN 106789782 B CN106789782 B CN 106789782B CN 201710112258 A CN201710112258 A CN 201710112258A CN 106789782 B CN106789782 B CN 106789782B
Authority
CN
China
Prior art keywords
sampling point
baseband signal
original
frequency
filter
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201710112258.4A
Other languages
English (en)
Other versions
CN106789782A (zh
Inventor
王永添
宋民
赵亚峰
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Shenzhen Siglent Technologies Co Ltd
Original Assignee
Shenzhen Siglent Technologies Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Shenzhen Siglent Technologies Co Ltd filed Critical Shenzhen Siglent Technologies Co Ltd
Priority to CN201710112258.4A priority Critical patent/CN106789782B/zh
Publication of CN106789782A publication Critical patent/CN106789782A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN106789782B publication Critical patent/CN106789782B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03828—Arrangements for spectral shaping; Arrangements for providing signals with specified spectral properties
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/14—Channel dividing arrangements, i.e. in which a single bit stream is divided between several baseband channels and reassembled at the receiver

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Spectroscopy & Molecular Physics (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

本申请公开了一种i/q基带信号发生器，该i/q基带信号发生器包括：星座映射模块、信道滤波器、重采样模块和DAC，利用重采样模块改变采样率，可以支持连续改变基带信号的符号率，并且最高符号率可以设置为DAC采样率的一半，因此，非常适合用来产生宽带基带信号，而且该重采样模块包括了低通滤波器，可以对信号进行低通滤波，可以将信道滤波后的信号直接升采样，使数据速率与DAC采样率直接进行匹配，中间处理环节少，低通滤波器具有非常一致的带内平坦性，产生的i/q基带信号正交性比较好。该i/q基带信号发生器无需使用现有技术中的半带滤波器和CIC滤波器、补偿滤波器等，结构简单，利于软硬件实现。

Description

一种i/q基带信号发生器
技术领域
本申请涉及信号发生器领域，尤其涉及一种i/q基带信号发生器。
背景技术
在软件无线电或者通信、测试测量等领域，bit信息流经过数字调制(星座图映射)后得到具有一定带宽的基带信号，基带信号需要进一步进行信道滤波，以产生适合信道传输的信号，之后再进行一定比例的升采样处理，然后经过DAC转变为模拟信号。
现有的基带信号发生器实现过程一般如图1所示，输入的bit信息流经过星座图映射后得到i、q两路符号数据，经信道滤波后得到具有相应带宽的基带信号，再经过一级半带滤波器或者多级半带滤波器进行升采样，然后再经过CIC插值滤波器将i、q信号的采样率提升到与DAC的采样率一致，输出信号经DAC转换后得到i、q两路正交的基带信号。
现有技术中，星座图映射后的符号数据在信道滤波后由于采取半带滤波器和CIC滤波器的组合来实现升采样率，只能支持整数倍的采样率转换，给基带信号的符号率和DAC的采样率选择和定标带来一定的限制，也就是说，基带信号的符号率与DAC的采样率之间必须满足整数倍关系，使得基带信号的符号率不能够连续的进行设置；而且，由于现有技术采用了CIC滤波器，由于CIC滤波器的通带增益存在不一致性，往往在CIC滤波器后面还需要增加一个补偿滤波器用于补偿CIC滤波器的通带不平坦性，这就给实际的设计与实现增加了复杂度和工作量。
发明内容
本申请提供一种i/q基带信号发生器，可以连续的设置任意符号率，支持任意倍数的有理数采样率转换；不需要采取半带滤波器和CIC滤波器，产生的i、q两路基带信号具有很好的正交性。
本申请提供的一种i/q基带信号发生器，包括：
星座映射模块，用于接收bit信息流，输入的bit信息流经过星座图映射后得到i、q两路符号流数据，该两路符号流数据互为正交；
信道滤波器，与所述星座映射模块输出端相连接，接收所述i、q两路符号流数据，通过预调、频带选择和滤波，输出i、q两路信号；
重采样模块，与所述信道滤波器输出端相连接，接收所述信道滤波器输出的i、q两路信号，对该两路信号分别进行重采样，提升信号的采样率，使其采样频率由原始采样频率fs1转换目标采样频率fs2；
DAC，与所述重采样模块输出端相连接，用于接收重采样后的频率为fs2的i、q两路信号，对其分别进行数模转换，得到i、q两路基带信号。
进一步，所述重采样模块包括：
相对位置计算器，获取原始采样频率和目标采样频率，获取原始序列；根据原始采样频率和目标采样频率，在原始序列的时间维度上计算目标序列中各目标样点相对于离其最近的原始样点的相对位置信息；所述原始序列是所述信道滤波器输出的信号的各原始样点分别组成的数据序列，所述目标序列是重采样后的采用目标采样频率的各目标样点组成的数据序列；
DDS相位累加器，以频率控制字为步进值进行累加，当相对位置计算器运算一次时，相位累加器累加一次；
溢出次数统计器，在DDS相位累加器每次累加后统计该次累加过程中相位累加器的总溢出次数Q，Q(n)＝Q(n-1)+M，M为相位累加器每次累加时的溢出次数值；
原始样点选择器，根据所述总溢出次数Q，在原始序列中选择连续的原始样点作为参与原始样点，参与原始样点以原始样点X(Q)为起始原始样点；
滤波系数产生器，根据各目标样点的相对位置信息，计算每个目标样点的滤波系数；
低通滤波器，根据所述滤波系数，对所选择的原始样点进行滤波后输出目标样点，得到目标序列。
进一步，所述滤波系数产生器计算的每个目标样点所对应的滤波系数的个数根据滤波器的长度确定，每个目标样点所需要的原始样点的个数与滤波系数的个数相同。
在一些实施例中，计算每个目标样点时，所述原始样点选择器所选择的原始样点的个数与所述滤波系数产生器计算得到的滤波系数的个数相同。
在一些实施例中，所述DDS相位累加器使用的频率控制字与原始采样频率和目标采样频率的比值成正比。
在一些实施例中，所述DDS相位累加器使用的频率控制字为
FTW＝round(2N×fs1/fs2)
式中，FTW表示频率控制字；round(s)表示对s进行四舍五入取整；fs1为原始采样频率；fs2为目标采样频率；N为相位累加器位数。
在一些实施例中，所述相对位置计算器采用以下计算公式计算相对位置信息：
式中，index表示相对位置信息，mod(a,b)表示取a对b的模值；round(s)表示对s进行四舍五入取整；fs1为原始采样频率；fs2为目标采样频率；L为一个整数，并且满足L≤2N；Acc为相位累加器的相位值，其初始值为零；N为相位累加器位数。
在一些实施例中，所述滤波系数产生器计算滤波系数的公式为：
其中，P为滤波器长度。
在一些实施例中，所述低通滤波器进行滤波的公式为：
在一些实施例中，所述星座映射模块包括串并转换器和星座查找表模块，串并转换器将串行bit信息流转换成并行的两路bit信息流，再通过星座查找表模块32查表得到两路bit信息流对应的i、q两路符号数据。
本申请的有益效果是：本发明提出的i/q基带信号发生器，利用重采样模块改变采样率，可以支持连续改变基带信号的符号率，并且最高符号率可以设置为DAC采样率的一半，因此，非常适合用来产生宽带基带信号，而且该重采样模块包括了低通滤波器，可以对信号进行低通滤波，可以将信道滤波后的信号直接升采样，使数据速率与DAC采样率直接进行匹配，中间处理环节少，该低通滤波器具有非常一致的带内平坦性，产生的i/q基带信号正交性比较好，另外，该i/q基带信号发生器无需使用半带滤波器和CIC滤波器、补偿滤波器等，结构简单，利于软硬件实现。
附图说明
图1为现有技术基带信号发生器实现过程原理图；
图2为本申请提供的一种i/q基带信号发生器结构框图；
图3为本申请提供的一种星座图映射模块结构框图；
图4为本申请提供的一种重采样模块结构框图；
图5为本申请提供的重采样转换中目标样点获取过程示意图。
具体实施方式
下面通过具体实施方式结合附图对本申请作进一步详细说明。
请参考图2，本申请提供了一种i/q基带信号发生器，包括：星座映射模块30、信道滤波器20、重采样模块10和DAC40。
星座映射模块30用于接收bit信号流，输入的bit信息流经过星座图映射后得到i、q两路符号数据，分别由其第一输出端输出符号流i、其第二输出端输出符号流q，符号流i与符号流q互为正交。
信道滤波器20用于接收符号流i与符号流q，通过预调、频带选择和滤波，得到具有相应带宽的i、q两路信号xi(n)和xq(n)。
重采样模块10用于提升i、q两路信号的采样率，其第一输入端接收信号xi(n)，其第二输入端接收信号xq(n)，以信号xi(n)和xq(n)作为原始信号，对信号xi(n)和xq(n)分别进行重采样，使其采样频率由原始采样频率fs1转换为目标采样频率fs2，从而输出采样频率为fs2的i、q两路信号yi(n)和yq(n)。其中，fs2>fs1，重采样模块10对i、q两路信号实现了升采样。为了表述方便，原始信号的各原始样点组成的数据序列称为为原始序列；经过重采样后，输出的信号的各目标样点组成的数据序列称为目标序列。
由于i/q采样率为符号率的倍数，改变i、q两路信号的采样率，即是改变i、q两路信号的符号率，其中，最高符号率可以设置为DAC40采样率的一半。
DAC40接收重采样后采样频率为fs2的i、q两路信号yi(n)和yq(n)，对其进行数模转换，得到模拟信号形式的i、q两路正交基带信号yi(t)和yq(t)。
具体地，本申请提供了一种星座映射模块30，参考图3，星座映射模块30包括串并转换器31和星座查找表模块32，串并转换器31将需要调制的串行bit信息转换成并行的两路bit信息流，再通过星座查找表模块32查表得到两路bit信息流对应的i、q两路符号数据。例如，16QAM对应2的4次方，就是每4个bit一组，然后通过在预先建立的16QAM坐标的查找表中查表，直接得到这4个bit信息对应的星座点的i路符号数据和q路符号数据。
具体地，本申请提供了一种重采样模块10，参考图4，重采样模块10包括：相对位置计算器12、DDS相位累加器11、溢出次数统计器13、原始样点选择器14、滤波系数产生器15和低通滤波器16。
相对位置计算器12，获取原始采样频率fs1和目标采样频率fs2，根据原始采样频率fs1和目标采样频率fs2，在原始序列的时间维度上计算目标序列中各目标样点相对于离其最近的原始样点的相对位置信息，因此，获取一个目标样点需要计算一次相对位置信息。
在一些实施例中，以x(n)表示原始序列，以y(n)表示目标序列，index表示相对位置信息，采用如下公式计算相对位置信息：
式中，mod(a,b)表示取a对b的模值；round(s)表示对s进行四舍五入取整；fs1为原始采样频率；fs2为目标采样频率；L为一个整数，并且满足L≤2N；Acc为DDS相位累加器11的相位值，其初始值为零；N为相位累加器位数。
DDS相位累加器11以频率控制字FTW为步进值进行累加，相对位置计算器12每需要计算一次相对位置信息index(n)时，DDS相位累加器11累加一次。具体地，相位累加器的相位值Acc的计算公式如下：
Acc(n)＝mod(Acc(n-1)+FTW，2N) (1-2)
式中，mod(a,b)表示取a对b的模值；FTW＝round(2N×fs1/fs2)；N为相位累加器位数。
溢出次数统计器13在DDS相位累加器11每累加完一次时，统计该次累加过程中相位累加器的总溢出次数Q，用于调整参与原始样点的起始原始样点，而且，X(Q)也表示计算目标序列中各目标样点相对于离其最近的原始样点，其中，Q(n)＝Q(n-1)+M，M为DDS相位累加器11每次累加时的溢出次数值。
原始样点选择器14获取原始序列x(n)，并根据总溢出次数Q，在原始序列中选择连续的原始样点作为参与原始样点，其中，参与原始样点以原始样点X(Q)为起始原始样点。所选择的原始样点的个数与滤波系数产生器15计算得到的滤波系数个数相同，而滤波系数的个数根据滤波器的长度确定。在一些实施例中，滤波系数的个数与滤波器的长度P相同，因此选取的参与原始样点可表示为{x(Q)，x(Q+1)，......，x(Q+P-1)}。
滤波系数产生器15根据各目标样点的相对位置信息，计算每个目标样点的滤波系数，通过滤波系数产生器15计算得到的滤波系数为实时生成，滤波系数的可适应性强，重采样的实时性较好，可支持任意倍数的有理数重采样。具体地，计算某个目标样点时需要用到的滤波器系数如下：
其中，P为滤波器长度，根据实现时的具体软硬件环境，P值可以选取为8～32之间的值，L≤2N，N为相位累加器位数，index的值的范围为0～(L-1)。
低通滤波器16根据所述滤波系数h(index,k)，对所选择的原始样点进行滤波，并输出各个目标样点，得到目标序列，输出采样频率为fs2的i、q两路信号yi(n)和yq(n)，实现升采样率转换。因为低通滤波器16对i、q两路信号yi(n)和yq(n)进行了低通滤波，可以将信道滤波器20输出的信号直接升采样，使数据速率与DAC40采样率直接进行匹配，中间处理环节少，低通滤波器16具有非常一致的带内平坦性，产生的i/q基带信号正交性比较好。具体地，多用滤波的公式为：
下面详细介绍如何获取各个目标样点。
参考图5，为本申请提供的重采样转换中目标样点获取过程示意图，图中，黑色实心圆点表示原始序列x(n)的各原始样点，其采样周期为T1＝1/fs1，相邻两个原始样点的相位差为2π，相邻两个原始样点之间的内插点个数为2N，；实心五角星表示目标序列y(n)的各目标样点，其采样周期为T2＝1/fs2。在DDS相位累加器11循环累加时，重复使用公式(1-1)计算各目标样点对应的相对位置信息。
假设P＝8，需要在原始样点x(n)中选择8个参与原始样点，在图5中因原始样点的初始点为x(1)，选择Q初始＝Q(1)＝1。那么，
计算y(1)时，index(1)＝0，Q(1)＝1；
计算y(2)时，DDS相位累加器11从A点到B点，未发生溢出，离y(2)最近的原始样点为x(1)，index(2)＝FTW，Q(2)＝Q(1)+0＝1；
计算y(3)时，DDS相位累加器11从B点到C点，未发生溢出，离y(3)最近的原始样点为x(1)，index(3)＝2FTW，M＝0，Q(3)＝Q(2)+0＝1；
计算y(4)时，DDS相位累加器11从C点到D点，溢出了一次，在时间维度上跨越了原始样点x(2)，离y(4)最近的原始样点由x(1)变为x(2)，index(4)＝3FTW-2N，此次累加时的溢出次数值M＝1，Q(4)＝Q(3)+1＝2；
依次类推，可分别计算出全部目标样点对应的相对位置信息和Q值，之后，根据公式(1-3)实时计算各目标样点对应的滤波系数，以X(Q)为起点选择各目标样点对应的P个原始样点作为参与原始样点，再利用公式(1-4)对各参与原始样点进行低通滤波，获取全部目标样点，得到目标序列，从而获得采样率为fs2的信号yi(n)、yq(n)。
由此可见，重采样模块10根据原始采样频率和目标采样频率，巧妙地在原始序列的时间维度上计算各目标样点相对于离其最近的原始样点的相对位置信息，根据该相对位置信息，直接实时计算获取各目标样点时所需要的滤波系数，和根据计算相对位置信息时统计的总溢出次数，从原始序列中选择所需要的参与原始样点，然后根据该滤波系数对选择的参与原始样点进行滤波，达到重采样的目的，这样的重采样效率高、实时性较好，可支持任意倍数的有理数重采样，根据需要可连续地获得不同目标采样频率的基带信号。
综上所述，由于本申请利用重采样模块10代替了现有半带滤波器和CIC滤波器进行重采样，可以支持连续改变基带信号的符号率，并且最高符号率可以设置为DAC40采样率的一半，因此，非常适合用来产生宽带基带信号；而且无需使用半带滤波器和CIC滤波器、补偿滤波器等，结构简单，利于软硬件实现；且由于重采样模块10包括低通滤波器16，可以将信道滤波后的信号直接升采样，使数据速率与DAC40采样率直接进行匹配，中间处理环节少，产生的i/q基带信号正交性比较好。
以上内容是结合具体的实施方式对本申请所作的进一步详细说明，不能认定本申请的具体实施只局限于这些说明。对于本申请所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本申请发明构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换。

Claims (9)

1.一种i/q基带信号发生器，其特征在于，包括：
星座映射模块，用于接收bit信息流，输入的bit信息流经过星座图映射后得到i、q两路符号流数据，该两路符号流数据互为正交；
信道滤波器，与所述星座映射模块输出端相连接，接收所述i、q两路符号流数据，通过预调、频带选择和滤波，输出i、q两路信号；
重采样模块，与所述信道滤波器输出端相连接，接收所述信道滤波器输出的i、q两路信号，对该两路信号分别进行重采样，提升信号的采样率，使其采样频率由原始采样频率转换为目标采样频率；
DAC，与所述重采样模块输出端相连接，用于接收重采样后的采样频率为fs2的i、q两路信号，对其分别进行数模转换，得到i、q两路基带信号；
其中，所述重采样模块包括：
相对位置计算器，获取原始采样频率和目标采样频率，获取原始序列，根据原始采样频率和目标采样频率，在原始序列的时间维度上计算目标序列中各目标样点相对于离其最近的原始样点的相对位置信息；所述原始序列是所述信道滤波器输出的信号的各原始样点分别组成的数据序列，所述目标序列是重采样后的采用目标采样频率的各目标样点组成的数据序列；
DDS相位累加器，以频率控制字为步进值进行累加，当相对位置计算器运算一次时，相位累加器累加一次；
溢出次数统计器，在DDS相位累加器每次累加后统计该次累加过程中相位累加器的总溢出次数Q，Q(n)＝Q(n-1)+M，M为相位累加器每次累加时的溢出次数值；
原始样点选择器，根据所述总溢出次数Q，在原始序列中选择连续的原始样点作为参与原始样点，参与原始样点以原始样点X(Q)为起始原始样点；
滤波系数产生器，根据各目标样点的相对位置信息，计算每个目标样点的滤波系数；
低通滤波器，根据所述滤波系数，对所选择的原始样点进行滤波后输出目标样点，得到目标序列。
2.如权利要求1所述的i/q基带信号发生器，其特征在于，所述滤波系数产生器计算的每个目标样点所对应的滤波系数的个数根据滤波器的长度确定，每个目标样点所需要的原始样点的个数与滤波系数的个数相同。
3.如权利要求2所述的i/q基带信号发生器，其特征在于，计算每个目标样点时，所述原始样点选择器所选择的原始样点的个数与所述滤波系数产生器计算得到的滤波系数的个数相同。
4.如权利要求1所述的i/q基带信号发生器，其特征在于，所述DDS相位累加器使用的频率控制字与原始采样频率和目标采样频率的比值成正比。
5.如权利要求4所述的i/q基带信号发生器，其特征在于，所述DDS相位累加器使用的频率控制字为
FTW＝round(2N×fs1/fs2)
式中，FTW表示频率控制字；round(s)表示对s进行四舍五入取整；fs1为原始采样频率；fs2为目标采样频率；N为相位累加器位数。
6.如权利要求1所述的i/q基带信号发生器，其特征在于，所述相对位置计算器采用以下计算公式计算相对位置信息：
式中，index表示相对位置信息，mod(a,b)表示取a对b的模值；round(s)表示对s进行四舍五入取整；fs1为原始采样频率；fs2为目标采样频率；L为一个整数，并且满足L≤2N；Acc为相位累加器的相位值，其初始值为零；N为相位累加器位数。
7.如权利要求1至6任一项所述的i/q基带信号发生器，其特征在于，所述滤波系数产生器计算滤波系数的公式为：
其中，P为滤波器长度。
8.如权利要求7所述的i/q基带信号发生器，其特征在于，所述低通滤波器进行滤波的公式为：
9.如权利要求1所述的i/q基带信号发生器，其特征在于，所述星座映射模块包括串并转换器和星座查找表模块，串并转换器将串行bit信息流转换成并行的两路bit信息流，再通过星座查找表模块查表得两路bit信息流对应的i、q两路符号数据。
CN201710112258.4A 2017-02-28 2017-02-28 一种i/q基带信号发生器 Active CN106789782B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201710112258.4A CN106789782B (zh) 2017-02-28 2017-02-28 一种i/q基带信号发生器

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201710112258.4A CN106789782B (zh) 2017-02-28 2017-02-28 一种i/q基带信号发生器

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN106789782A CN106789782A (zh) 2017-05-31
CN106789782B true CN106789782B (zh) 2019-11-26

Family

ID=58959379

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201710112258.4A Active CN106789782B (zh) 2017-02-28 2017-02-28 一种i/q基带信号发生器

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN106789782B (zh)

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN108173604B (zh) * 2017-11-23 2021-04-30 北京宇航系统工程研究所 发送脉冲编码调制码流和数据的装置以及方法

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2006003567A1 (en) * 2004-06-29 2006-01-12 Koninklijke Philips Electronics N.V. Jitter-free sample rate conversion
CN101776935A (zh) * 2009-12-30 2010-07-14 电子科技大学 一种基于dds的数字调制信号发生器
CN102143110A (zh) * 2010-02-03 2011-08-03 英飞凌科技股份有限公司 数字调制器和与之相关联的数模转换技术
CN104753502A (zh) * 2015-04-23 2015-07-01 成都理工大学 一种基于fpga的dds信号发生器及其实现方法
CN105141560A (zh) * 2015-07-16 2015-12-09 中国电子科技集团公司第四十一研究所 一种多制式信号模拟装置及方法
CN105450310A (zh) * 2015-11-16 2016-03-30 中国电子科技集团公司第十研究所 可变符号速率的gmsk信号发生器
CN106160755A (zh) * 2016-09-29 2016-11-23 上海航天测控通信研究所 Ka波段射频调制系统及方法

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2007067646A (ja) * 2005-08-30 2007-03-15 Oki Electric Ind Co Ltd サンプリングレート変換方法及びその回路
US9172359B2 (en) * 2014-03-04 2015-10-27 Raytheon Company Flexible chirp generator

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2006003567A1 (en) * 2004-06-29 2006-01-12 Koninklijke Philips Electronics N.V. Jitter-free sample rate conversion
CN101776935A (zh) * 2009-12-30 2010-07-14 电子科技大学 一种基于dds的数字调制信号发生器
CN102143110A (zh) * 2010-02-03 2011-08-03 英飞凌科技股份有限公司 数字调制器和与之相关联的数模转换技术
CN104753502A (zh) * 2015-04-23 2015-07-01 成都理工大学 一种基于fpga的dds信号发生器及其实现方法
CN105141560A (zh) * 2015-07-16 2015-12-09 中国电子科技集团公司第四十一研究所 一种多制式信号模拟装置及方法
CN105450310A (zh) * 2015-11-16 2016-03-30 中国电子科技集团公司第十研究所 可变符号速率的gmsk信号发生器
CN106160755A (zh) * 2016-09-29 2016-11-23 上海航天测控通信研究所 Ka波段射频调制系统及方法

Also Published As

Publication number Publication date
CN106789782A (zh) 2017-05-31

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN107064628B (zh) 高精度频率测量系统及方法
CN202196119U (zh) 单相多功能电能计量电路
CN103257271B (zh) 一种基于stm32f107vct6的微电网谐波与间谐波检测装置及检测方法
CN102353836A (zh) 宽范围电能表的电流通道增益动态调整方法
CN105450310A (zh) 可变符号速率的gmsk信号发生器
CN107819710A (zh) Iq失配补偿方法和装置、补偿设备及通信设备
CN105656485A (zh) 一种多通道时间交错adc测量校准方法和装置
CN106911624A (zh) 一种通道补偿校准方法与系统
CN202210118U (zh) 一种宽范围电能表的电流测量电路
CN102723931A (zh) 一种宽动态高精度边沿时间可调的脉冲波产生方法
CN106502309A (zh) 基于da归零保持函数的时域交织任意波形合成装置及方法
CN106789782B (zh) 一种i/q基带信号发生器
CN102305890A (zh) 一种柔性直流输电系统子模块的直流电压检测方法
CN106130507B (zh) 高速并行位同步滤波器时变系数更新环路
CN106972833A (zh) 一种可任意倍数重采样的数字上变频器
CN109683115A (zh) 一种磁共振射频功率放大器装置及磁共振系统
CN110109150B (zh) 一种高精度阵列信号模拟装置及方法
CN104506471B (zh) 多制式数字基带发生调制装置
CN107809292A (zh) 一种发射通道多通道相位校正装置和校正方法
CN104320112A (zh) 一种相位精确可调双路时钟产生电路
CN106972840A (zh) 一种采样率转换方法与装置
CN102594361A (zh) 音频异步采样率转换处理方法
CN103944536B (zh) 一种射频矢量信号合成的方法
CN205670191U (zh) 一种激光测风雷达的回波信号采集装置
CN102436365A (zh) 一种高速线性频谱数据转换为对数数据的方法及装置

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant
CP03 Change of name, title or address
CP03 Change of name, title or address

Address after: 518000 Guangdong Province, Baoan District, Baoan District, Xin'an Street, Xingdong Community, 68 District, Antongda Industrial Factory Area, 4 factories, 3 floors, 5 office buildings, 1-3 floors

Patentee after: Shenzhen dingyang Technology Co., Ltd

Address before: Shenzhen City, Guangdong province Baoan District 518000 District 68 road left three Antongda Industrial Park, 4 floor

Patentee before: Shenzhen Siglent Technologies Co., Ltd.