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CN1065703C - 高清晰度电视信号接收机 - Google Patents

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CN1065703C
CN1065703C CN95107648A CN95107648A CN1065703C CN 1065703 C CN1065703 C CN 1065703C CN 95107648 A CN95107648 A CN 95107648A CN 95107648 A CN95107648 A CN 95107648A CN 1065703 C CN1065703 C CN 1065703C
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Abstract

用同一调谐器接收被选数字HDTV信号的无线电接收机，不论其是正交调幅(QAM)信号或残留边带(VSB)信号。调谐器末级IF信号被数字化后加到同相和正交QAM同步检波器及同相和正交VSB同步检波器。将QAM和VSB末级IF信号的载波频率调整为符号频率的约数。检测正交VSB同步检波器输出取样值的平均能量，以便按其低于还是不低于阈值电平而分别将无线电接收机自动切换成按VSB HDTV或QAM HDTV信号接收模式工作。

Description

高清晰度电视信号接收机
本发明涉及能够接收数字高清晰度电视(HDTV)信号的无线电接收机，无论该数字高清晰度电视(HDTV)信号是利用主载波的正交调幅(QAM)来传送，还是利用主载波的残留边带(VSB)调幅来传送。
在HDTV信号的某些传输中使用的残留边带(VSB)信号的固有载波被固定振幅的导频载波所代替，其中，该残留边带信号的固有载波的振幅随调制度而变化，该导频载波的振幅相应于预定的调制度。可以使该调制度和与符号代码电平最小变化相关的调制度相同。利用8电平符号编码的这种VSB信号将用于例如美国境内的无线电广播，还可用于无线电窄带广播系统或用于有线广播系统。但是，很可能利用抑制载波的正交调幅(QAM)信号而不是利用VSB信号来进行某些有线广播。这就向电视接收机设计人员提出了设计这样的接收机的挑战，即能够接收两种类型的传输并能够对当前正在接收的那种传输类型自动地选择合适的接收设备。
本领域普通电视接收机设计人员容易看出，由于在VSBHDTV信号的发射机中和在QAM HDTV信号的发射机中供符号编码的数据格式相同，所以在VSB HDTV信号的接收机中和在QAM HDTV信号的接收机中，符号译码后的处理是类似的。由符号译码恢复的数据作为输入信号而提供给数据去交错器，被去交错的数据提供给里得-所罗门(Reed-Solomon)译码器。错误校正的数据提供给用来为数据包译码器再生数据包的数据非随机函数发生器(data de-randomizer)。被选的数据包用来再现HDTV节目的音频部分，而其它被选的数据包用来再现HDTV节目的视频部分。本领域普通电视接收机设计人员还容易看出，在VSB HDTV信号的接收机中和在QAM HDTV信号的接收机中，调谐器非常类似。这两种接收机的差别在于用来将末级IF信号变换为基带的同步过程以及在于符号译码过程。本领域普通电视接收机设计人员将容易得出这样的结论，即如果能够接收VSB或QAM HDTV信号的接收机不重复在同步至基带之前的类似调谐器电路以及在符号译码电路之后使用的类似接收机元件，则该接收机在设计方面就是较经济的。困难的是最恰当地构成用于同步至基带和用于符号译码的电路以便适应两种HDTV传输标准，以及为当前接收的HDTV传输自动地选择恰当的接收模式。
在同步检波之前的调谐器中采用二次变频的那种数字HDTV信号无线电接收机是公知的。频率合成器产生第一本振，第一本振与接收的电视信号外差，产生第一中频(例如920 MHz载波)。无源LC带通滤波器从第一中频的镜频选择这些第一中频以便被第一中频放大器放大，放大的第一中频被抑制相邻频道响应的第一声表面波(SAW)滤波器滤波。第一中频与第二本振外差以便产生第二中频(例如41 MHz载波)，第二SAW滤波器从第二中频的镜频和从残留相邻频道响应选择这些第二中频以便被第二中频放大器放大。第二中频放大器的响应提供给第三混频器，以便利用固定频率的第三本振而被同步至基带。可以以0°和90°相位关系来提供固定频率的第三本振，由此在同步期间实现单独的同相和正交相位同步检波过程。同步就是相乘地使已调信号与具有与该已调信号的载波相同的基频的信号混合(该信号在频率和相位方面被锁定到该载波)以及对相乘混合的结果进行低通滤波以便恢复位于基带(基带从零频延伸至该调制信号的最高频率)的调制信号的过程。就同步检波结果在数字化之后令人满意地相互跟踪而言，对以模拟方式产生的同相和正交相位同步检波结果分别进行数字化就产生了问题；量化噪声在被看作相位复矢量(phasor)的复信号中产生了显著的相位误差。在以数字方式实现同相和正交相位同步检波过程的HDTV信号无线电接收机中能够避免这些问题。例如，第二中频放大器的响应以两倍于符号编码的奈奎斯特速率的速率被数字化。设想相继的取样值按照它们出现的次序被顺序地编号；奇数取样值和偶数取样值相互分开，以便产生各自的同相(或实)和正交相位(或虚)同步检波结果。在利用合适的有限脉冲响应(FIR)数字滤波对一组取样值进行希尔伯特(Hilbert)变换之后进行正交相位(或虚)同步检波，其它组取样值的同相(或实)同步检波在将它们延迟等于希尔伯特变换滤波器的等待时间的时间之后进行。锁定同步检波的频率和相位的方法和锁定符号译码的频率和相位的方法在VSB和QAM HDTV接收机中是不相同的。
发明人提出，因为VSB HDTV信号和QAM HDTV信号的相应载波频率互不相同，所以这种公知的数字HDTV信号无线电接收机在接收机调谐器部分的设计方面存在某些问题。QAMHDTV信号的载波频率位于传输频率的频道中部。VSB HDTV信号的载波频率低于频道中部频率2．375MHz。因此，被用于同步至基带的固定频率的第三本振在将VSB HDTV信号同步至基带时的频率必然不同于在将QAM HDTV信号同步至基带时的频率。2．375MHz的频率差大于通过对第三本地振荡器施加自动频率和相位控制所能够调节的频率差。能够在两个稳频晶体之间可变换地进行选择的第三本地振荡器是现实的必然。当然，在这样的装置中，调谐器电路的改变涉及到为当前接收的HDTV传输自动选择合适的接收模式。必不可少的射频转换降低了调谐器的可靠性。RF转换以及第三本地振荡器的附加稳频晶体大大增大了调谐器的成本。
发明人在下列的供在此作为参考文献并被共同转让的美国专利申请中描述了接收VSB HDTV信号的无线电接收机(在这些接收机中，第三混频器输出信号是处在1-8MHz频率范围内某处而不是位于基带的末级中频信号)：
(1)申请日为1994年5月4日、申请号为08／237896的名称为“在HDTV接收机中的、具有带通相位跟踪器的数字VSB检波器”；
(2)申请日为1994年5月19日、申请号为08／243480的、名称为“用于HDTV接收机的、具有使用雷得(Reder)滤波器的带通相位跟踪器的数字VSB检波器”；
(3)申请日为1994年5月23日、申请号为08／247753的、名称为“用于HDTV接收机的、末级IF载波是符号速率的约数的数字VSB检波器”；和
(4)在此同时申请的、申请号为_(代理人登记号A6457)的、名称为“接收VSB和QAM数字HDTV信号的无线电接收机”。
末级IF信号被数字化，并以数字方式实现同步过程。用以接收QAM信号、将它们变换为刚好高于基带的末级IF信号以及以数字方式同步末级IF信号的无线电接收机是公知的；对于本领域普通电视接收机设计人员来说，目前这样的接收机可以适合于接收HDTV信号被认为是显然的。发明人提出，在不管数字HDTV信号是利用VSB还是利用QAM来进行传输的情况下都能够对数字HDTV信号进行接收的无线电接收机中，将信号变换为刚好高于基带的末级IF信号就能允许第三本地振荡器振荡的频率保持不变，不管接收的是VSB还是QAM传输。发明人已经发现，在以数字方式实现的同步过程中可以适应在频道内载波频率位置的不同。
发明人同时申请的专利申请中描述了并要求保护使用一个导频载波存在检测器来对伴随被选择接收的HDTV信号的导频载波的存在或不存在进行检测，由此产生出一个控制信号，该控制信号在末级IF信号是QAM信号时处于第一状态、在末级IF信号是VSB信号时处于第二状态。无线电接收机响应处于其第一状态的控制信号而自动地转换成按QAM信号接收模式工作；无线电接收机响应处于其第二状态的控制信号而自动地转换成按VSB信号接收模式工作。发明人同时申请的专利申请中描述了但不要求保护一种用于产生用来在QAM信号接收模式和VSB信号接收模式之间进行自动转换的控制信号的可替换设备。在本说明书中描述这一可替换设备并要求对其进行保护。
本发明体现在一种用于对各包括描述数字信号的符号代码的数字HDTV信号中的被选择的数字HDTV信号进行接收的无线电接收机中，无论所述被选择的HDTV信号是正交调幅(QAM)信号还是包括导频载波的残留边带(VSB)信号，其中该导频载波的振幅与在HDTV信号的所述符号代码中的信号电平有关。接收机内的调谐器包括：用于对在用来传输HDTV信号的频带中的不同位置处的各频道之一进行选择的元件、用于使在被选频道中接收的信号通过多次变频而变成为末级中频(IF)信号的一系列混频器、处在该一系列混频器中的每一较前的混频器和在该一系列混频器中的每一其次的混频器之间的相应选频放大器、以及用于向每一混频器提供振荡的相应本地振荡器。这些本地振荡器的每一个提供基本相同频率的相应振荡，无论被选HDTV信号是QAM信号还是VSB信号。末级IF信号被数字化；在包括QAM同步电路和VSB同步电路的数字电路中对取决于被选HDTV信号是QAM信号还是VSB信号的信号处理方面的差别进行主要地调整。QAM同步电路通过将数字化末级IF信号同步至基带(如果它是QAM信号)和否则就把该数字化末级IF信号当作要被同步至基带的QAM信号进行处理，从而产生交错QAM符号代码的实和虚取样值流。VSB同步电路通过将数字化末级中频信号同步至基带(如果它是VSB信号)和否则就把该数字化末级IF信号当作要被同步至基带做VSB信号进行处理，从而产生交错VSB符号代码的实和虚取样值流。对来自VSB同步电路的虚取样值流中的每一取样值求平方，以便产生作为输入信号加到数字低通滤波器去的平方取样值符号。阈值检波器响应于数字低通滤波器的响应来产生控制信号，该控制信号在数字低通滤波器响应超过阈值时处于第一状态，在数字低通滤波器响应不超过该阈值时处于第二状态。无线电接收机响应于处在其第一状态的控制信号自动地转换成按QAM信号接收模式工作；无线电接收机响应于处在其第二状态的控制信号的自动地转换成按VSB信号接收模式工作。
图1是一种包括检测QAM类型的HDTV信号的符号的电路、检测VSB类型的HDTV信号的符号的电路、以及用于这些符号中被选的一组的振幅和群时廷均衡器的数字HDTV信号无线电接收机的前面部分的方框示意图；这种接收机的这些前面部分还包括用于确定当前接收的HDTV信号是QAM类型还是VSB类型的电路，该电路是按照本发明来构成的。
图2是末在图1表示出来的该数字HDTV信号无线电接收机其余部分的方框示意图。
图3是包括取样时钟发生器、用于提供用来将位于末级IF信号频率的数字QAM信号和数字VSB信号同步至基带的复载波的数字描述的查寻表只读存储器(ROM)、以及这些ROM的地址发生器的电路的详细方框示意图，该电路被包括在图1和2所示的某些类型数字HDTV信号无线电接收机中。
图4是21．52MHz取样频率和43．40MHz的分谐波表，43．04MHz是21．52MHz取样频率的二次谐波。
图5是类似于图3电路的电路的详细方框示意图，通过修改后，它使得(1)用于提供用来将数字QAM信号同步至基带的复载波的数字描述的ROM的地址发生器、和(2)用于提供用来将数字VSB信号同步至基带的复载波的数字描述的ROM的地址发生器共用一个地址计数器。
图6是在体现本发明的数字HDTV信号无线电接收机中将数字取样值转换成复数形式的电路的详细方框示意图，该电路包括根据实取样值产生虚取样值的希尔伯特变换滤波器，还包括与滤波器的等待时间相当的实取样值的延时补偿。
图7是根据雅可比(Jacobian)椭圆函数设计并在对于数字化带通信号的相位响应中呈现恒定π／2相位差的全通数字滤波器对的详细方框示意图，该滤波器可在图1和2所示的数字HDTV信号无线电接收机中被用来将数字取样值转换为复数形式。
图8和9是能够对图7的滤波器电路作出改变以便消除冗余延迟的方案的方框示意图。
图10是在图1和2所示的数字HDTV信号无线电接收机中使用的将QAM HDTV信号同步至基带的数字电路、将VSBHDTV信号同步至基带的数字电路、以及与给该QAM和VSB同步电路提供输入信号有关的电路的详细方框示意图。
图11是在图1和2所示的数字HDTV信号无线电接收机中使用的自动增益控制(AGC)电路和用于确定当前接收的HDTV信号是QAM类型还是VSB类型的电路的详细方框示意图。
图12是图11电路部分的优选结构的详细方框示意图。
图13和14的每一个是可以代替图11所示电路的自动增益控制(AGC)电路的详细方框示意图。
在方框示意图中，时钟或控制信号引线用虚线来表示，以便将它们与被控信号的引线区分开来。为避免这些图过于复杂，省略了数字电路必要的某些补偿延迟(shimming delay)，这种补偿延迟的需要通常由电路或系统设计人员来考虑。
图1表示包括元件11-21的调谐器5选择处在用于HDTV信号的频带中的不同位置处的某一频道并将被选频道进行多次频率变换而变成为在末级中频频带中的末级中频信号。图1表示用来为调谐器5捕获数字HDTV信号的广播接收天线6。或者，调谐器5可用来从窄带广播接收天线或从有线广播传输系统接收数字HDTV信号。
特别是，在图1所示的调谐器5中，为手动操作设计的频道选择器10确定由起第一本地振荡器作用的频率合成器11提供给第一混频器12的第一本振的频率，以便与从天线6或从另外的类似信号源接收的数字HDTV信号外差。第一混频器12将在被选频道中的接收信号上变频为预定第一中频(例如920MHz载波)，LC滤波器13用来抑制伴随第一混频器12提供的上变频结果的无用镜象频率。从上变频获得的、作为滤波器13响应来提供的第一中频信号作为输入信号提供给第一中频放大器14，该第一中频放大器14提供放大的第一IF信号来驱动第一声表面波(SAW)滤波器15。上变频为相当高的频率的第一中频有利于具有大量极点和零点的SAW滤波器15。第二本地振荡器16的第二本振提供给第二混频器17，与第一SAW滤波器15的响应进行外差，以便产生第二中频(例如41MHz载波)。第二SAW滤波器18用来抑制伴随由第二混频器17提供的下变频结果的无用镜象频率。在NTSC电视传输到数字电视传输的过渡期间，第二SAW滤波器18将通常包括用于相邻频道NTSC电视传输的伴音和视频载波的陷波电路。作为第二SAW滤波器18的响应来提供第二IF信号在此作为输入信号提供给第二中频放大器19，第二中频放大器19产生对于其输入信号的被放大的第二IF信号响应。第三本地振荡器20的振荡与在第三混频器21中的被放大的第二IF信号响应外差。除了这样选择第三本地振荡器20振荡的频率以使第三混频器21提供第三中频信号响应外，到此为止描述的多次变频调谐器5与其他人以前提出的多次变频调谐器相同。
该第三IF信号响应是谐振器5的末级中频输出信号，它被提供给随后的模-数转换器(ADC)22进行数字化。该末级IF信号占据6MHz宽的频带，其最低频率高于零频率。在模-数转换过程中作为预备步骤在ADC22中进行的第三混频器21响应的低通模拟滤波抑制了第三中频的镜象频率，第二SAW滤波器18已经对提供给ADC22进行数字化的第三中频信号的带宽进行了限制；因此ADC22起带通模-数转换器的作用。在模-数转换过程中作为下一个步骤在ADC22中的低通模拟滤波器响应的取样则根据取样时钟发生器23的第一时钟信号的脉冲来进行。
取样时钟发生器23最好包括能够在相当窄的范围内对频率进行控制以便按照符号速率的倍数产生蔓叶形振荡的晶体振荡器。对称削波器或限幅器产生对于这些蔓叶形振荡的方波响应，由此产生第一时钟信号，在滤波至有限带宽之后，ADC22利用该第一时钟信号来对末级IF信号的取样进行定时。如将在本说明书中进一步详细描述的那样，由取样时钟发生器23的晶体振荡器产生的蔓叶形振荡的频率可以例如由根据接收的HDTV信号的符号频率分量而产生的自动频率和相位控制(AFPC)信号来确定。第一时钟信号的脉冲以每秒21．52百万个脉冲的速率重复出现，是VSB信号每秒10．76百万个符号的符号速率的两倍，是QAM信号每秒5．38百万个符号的符号速率的四倍。ADC22给带宽受限的末级IF信号的取样值提供10倍左右分辨率的实数字响应，该数字响应由电路24变换为复数字取样值。将在本说明书中参看图6、7、8和9进一步描述构成电路24的各种方法。如果末级IF信号占据的6MHz宽的频带具有至少为一百万赫左右的最低频率，就可以使电路24中的希尔伯特变换滤波器的抽头数目相当少，由此使滤波器的等待时间相当短。设置末级IF信号的中频高于5．38MHz可以把在QAM载波中的每秒21．52百万取样值速率的取样值的数目减少到少于四，这就不合符需要地降低了用于符号译码的同步响应的一致性。
在图1接收电路中，电路24的末级IF信号的复数字取样值提供给将QAM信号同步至基带的电路25，以便并行地给符号去交错器26提供描述复调幅调制信号的实取样值流和虚取样值流。QAM同步电路25从只读存储器27接收被变换为末级中频、相互为正交关系的QAM载波的两相的复数数字描述。包括QAM载波频率的正弦和余弦查寻表的ROM27由第一地址发生器28来寻址。第一地址发生器28包括对取样时钟发生器23产生的第一时钟信号的重复时钟脉冲进行计数的地址计数器(没有在图1明显地表示出来)。给获得的地址计数值增加一个由符号相位校正电路产生的符号相位校正值项，由此产生ROM27的地址。QAM同步电路25、第一地址发生器28、以及它们各自的操作将在本说明书中被更详细的描述。
在图1接收机电路中，电路24的末级IF信号的复数数字取样值还提供给将VSB信号同步至基带的电路29，以便给起VSB信号的符号去交错器作用的NTSC抑制滤波器30提供描述残留边带调制信号的实取样值流。VSB同步电路29从只读存储器31接收被变换为末级中频、相互为正交关系的VSB载波的两相的复数数字描述。包括VSB载波频率的正弦和余弦查寻表的ROM31由第二地址发生器32来寻址。第二地址发生器32包括对取样时钟发生器23产生的第一时钟信号的重复时钟脉冲进行计数的地址计数器(没有在图1明显地表示出来)，在本发明最佳实施例中，该地址计数器与第一地址发生器28中所用的地址计数器一样。给获得的地址计数器值增加由QAM循环移位恢复器(QAM de-rotator)电路产生的符号相位校正值项，从而产生ROM31的地址。VSB同步电路29、第二地址发生器32、以及它们各自的操作将在本说明书中被更详细地描述。
VSB同步电路29的基带响应提供给NTSC抑制滤波器30，以便抑制NTSC信号的同频道干扰，在该滤波器30中，该响应作为输入信号提供给时钟延迟线301以及作为第一加数输入信号提供给二输入端数字加法器302。时钟廷迟线301在等于12个符号出现时间的延迟之后提供对于其输入信号的响应，该延迟响应提供给数字加法器302作为其第二加数输入信号。NTSC抑制滤波器30中的时钟延迟线301和数字加法器302相互配合工作以便抑制NTSC信号的同频道干扰。只要通过与数字HDTV信号相同的频道分配来传输NTSC信号，就需要是一个梳状滤波器的NTSC抑制滤波器30。该滤波器30能抑制NTSC亮度载波及其包含同步信息的下边带、能非常强烈地抑制彩色副载波、能抑制色度边带以及能抑制FM音频载波。该滤波器30根据它从VSB同步电路29接收的8编码电平信号提供15编码电平信号。
数字信号多路转换器33起同步结果选择器的作用，作为其响应，对输入的两个复数字输入信号中的第一个或第二个进行选择，该选择由对VSB同步电路29的虚取样值的均方值进行检测的虚取样值存在检测器34给其提供的控制信号来控制。当该均方值显著地大于零时，就表示VSB同步电路29正在同步地检波QAM类型的HDTV信号，以便产生具有相当大的能量的虚取样值。检测器34根据这样的表示给多路转换器33提供控制信号的第一状态，使该多路转换器33对其第一复数字输入信号作出响应，该第一复数字输入信号是去交错器26提供的去交错QAM同步至基带结果。当VSB同步电路的虚取样值的均方值为零或接近零时，这就表示当前接收的HDTV信号是VSB类型的。检测器34根据这样的表示给多路转换器33提供控制信号的第二状态，使该多路转换器33对其第二复数字输入信号作出响应，该第二复数字输入信号的实数项来自NTSC抑制滤波器30，而其虚数项全部为线连的算术零。
在2∶1分样电路34中根据取样时钟发生器23的第二时钟信号对同步结果选择多路转换器33的响应重新取样，将复基带响应的取样速率降低到10．76MHz VSB符号速率，这是5．38MHZ QAM符号速率的两倍。在多路转换器33的响应作为输入信号作用于振幅和群时延均衡器36之前对其进行2∶1分样可降低对均衡器的硬件要求。或者，可以在同步结果选择多路转换器33之前根据取样时钟发生器23的第二时钟信号对QAM同步电路25的基带响应和VSB同步电路29的基带响应重新取样来实现2∶1分样，而不是在同步结果选择多路转换器33之后使用2∶1分样电路35。
图2表示振幅和群时延均衡器36，它将具有往往引起符号间误差的幅-频特性的基带响应变换为一种其相位是线性的、并将符号间误差的可能减至最小的较佳幅-频特性。均衡器36可以是一种流行的适合供均衡器用的单片IC(集成电路)。这样的IC包括：用于振幅均衡的多抽头数字滤波器，该滤波器的抽头权重是可编程的；还包括选择性地累加训练信号并暂存累加结果的电路；以及用于将暂存的累加结果与预先知道的理想训练信号相比较并计算用于振幅均衡的多抽头数字滤波器的被更新抽头权重的微计算机。这些计算还利用基于接收的数据的判决反馈和最小均方(LMS)算法来减少符号间误差。
均衡器36的响应作为输入信号提供给两维格栅(trellis)译码器37，该两维格栅译码器37执行从QAM信号源的信号恢复数字数据流的符号译码。均衡器36的响应作为输入信号还提供给一维格栅译码器38，该一维格栅译码器38执行从VSB信号源的信号恢复数字数据流的符号译码。数字信号多路转换器39起数据源选择器的作用，作为其响应，从向其输入的两个数字输入信号的第一个或第二个中进行选择，该选择由对VSB同步电路29的虚取样值的均方值进行检测的检测器34产生的控制信号来控制。响应控制信号的第一状态(该状态将当前接收的HDTV信号识别为QAM信号)，多路转换器39就选择性地对其第一数字输入信号作出响应，选择对在QAM信号中接收的符号进行译码的两维格栅译码器37作为其数字数据输出源。响应控制信号的第二状态(该状态将当前接收的HDTV信号识别为VBS信号)，多路转换器39就选择性地对其第二数字输入信号作出响应，选择对在VSB信号中接收的符号进行译码的一维格栅译码器38作为其数字数据输出源。
数据源选择多路转换器39选择的数据提供给数据去交错器40作为其输入信号，数据去交错器40的去交错数据提供给里得-所罗门译码器41。通常在一个单片IC内构成数据去交错器40并将其设计成使其对虚取样存在检测器34的控制信号作出响应以便选择适合当前接收的HDTV信号的去交错算法，而不管当前接收的HDTV信号是QAM类型还是VSB类型；这仅仅是一个设计上的问题。通常在一个单片IC内构成里得-所罗门译码器41并使其对虚取样值存在检测器34的控制信号作出响应以便为当前接收的HDTV信号选择合适的里得-所罗门译码算法，而不管当前接收的HDTV信号是QAM类型还是VSB类型；这也只是设计上的问题。错误校正数据由里得-所罗门译码器41提供给数据非随机函数发生器42，该数据非随机函数发生器42为数据包分类器43再生出原数据包。使该数据非随机函数发生器42对虚取样值存在检测器34的控制信号作出响应以便为当前接收的HDTV信号选择合适的数据去交错算法，而不管当前接收的HDTV信号是QAM类型还是VSB类型；这还是设计上的问题。
第一数据同步恢复电路44恢复包括在两维格栅译码器37的数据输出中的数据同步信息，第二数据同步恢复电路45恢复包括在一维格栅译码器38的数据输出中的数据同步信息。数据同步选择器46在数据同步恢复电路44提供的数据同步信息和数据同步恢复电路45提供的数据同步信息之间进行选择，该选择由虚取样值存在检测器43来控制。当虚取样值具有显著的平均能量(mean average energy)、即表示当前接收的HDTV信号不是VBS信号时，数据同步选择器46就选择数据同步恢复电格44提供的数据同步信息作为其输出信号。当平均项(mean averageterm)具有基本上为零的能量、即表示当前接收的HDTV信号非常可能是VSB信号时，数据同步选择器46就选择数据同步恢复电路45提供的数据同步信息作为其输出信号。
VSB HDTV信号包括一系列在时间上连续的数据场，每一数据场包含314个在时间上连续的数据行。每行数据在开头是具有顺序值+S、-S、-S和+S的四符号的行同步代码组。值+S低于最大正数据变动范围一个电平，值-S高于最大负数据变动范围一个电平。每一数据行宽77．7微秒，对于每秒约10兆位的符号速率，每数据行有832个符号。每一数据场的起始行是对用于频道均衡和多径抑制过程的训练信号进行编码的场同步代码组。训练信号是后面跟有三个63个取样值的PR序列的511个取样值的伪随机序列(或“PR序列”)。根据在每一奇数数据场的第一行中的第一逻辑公约和根据在每一偶数数据场的第一行中的第二逻辑公约来传送该训练信号，第一和第二逻辑公约相互互补。当数据同步选择器46选择数据同步恢复电路45提供的数据同步信息作为其输出信号时，每一数据场的起始数据行就被选择作用于均衡器36作为训练信号。两个相继的255个取样值的PR序列的出现在数据同步恢复电路45内被检测，以便给数据同步选择器46提供数据场索引信息。
目前对QAM HDTV信号标准的规定尚不如VSB HDTV信号标准的好。32态的QAM信号为单个HDTV信号提供了足够的容量，不必求助于在MPEG标准之外的压缩技术，但通常采用某些在MPEG标准之外的压缩技术来将单个HDTV信号编码成为16态的QAM信号。在数据同步恢复电路44中检测预定24位字的出现，以便产生作用于数据同步选择器46的数据场索引信息。在数据同步选择器46内的多路转换器在分别由数据同步恢复电路44和数据同步恢复电路45提供的数据场索引信息之间进行选择；如此选择的数据场索引信息提供给数据去交错器40、里得-所罗门译码器41和数据非随机函数发生器42。在撰写本说明书时，在QAM HDTV信号中不包括训练信号。因此，均衡器36用来响应于指出不存在导频载波的虚取样值存在检测器34以提供平坦的幅-频特性。由数据同步恢复电路45选择的VSB训练信号被线连通过数据同步选择器46而不需要多路转换器。也没有QAM HDTV传输的数据行同步信号，至少没有一个被选作标准。数据同步恢复电路44包括对每一数据场中的取样值进行计数以便产生数据场内同步信息的计数电路。该数据场内同步信息以及数据同步恢复电路45产生的数据场内同步信息(例如数据行计数值)由数据同步选择器46内的合适多路转换器来选择，以便根据需要作用于数据去交错器40、里得-所罗门译码器41和数据非随机函数发生器42。
数据包分类器43根据相继数据包中的首标代码来分类不同应用的数据包。描述HDTV节目的伴音部分的数据包由数据包分类器43提供给数字伴音译码器47。数字伴音译码器47提供左声道和右声道立体声伴音信号给驱动多个扬声器49、50的多声道音频放大器48。描述HDTV节目视频部分的数据包由数据包分类器43提供给MPEG译码器51。MPEG译码器51将水平(H)和垂直(V)同步信号提供给为显象管53屏幕的光栅扫描的需要而设置的显象管偏转电路52。MPEG译码器51还给显象管驱动放大器54提供信号，以便将放大的红(R)、绿(G)和蓝(B)驱动信号提供给显象管53。在图1和2所示的HDTV接收机的变化中，可以用不同的显示设备来代替显象管53，或者除了显象管53外还可以使用不同的显示设备，伴音恢复系统可以不相同，可以只包括一个伴音通道，或者可以比简单的立体声再现系统更复杂。
再参看图1，为了能够根据通过对第一时钟信号进行计数产生的地址利用ROM27和ROM28来产生被变换为各相应末级中频的QAM和VSB信号的数字复数描述，必须将那些末级中频之中的、是当前接收的HDTV信号的载波的某一中频锁定到第一时钟信号频率倍数的约数。就是说，那些末级中频必须与第一时钟信号频率成整数比。自动频率和相位控制(AFPC)信号在位于模-数转换器22之后的数字电路中被产生，用来控制调谐器中的本地振荡器11、16和20之一的频率和相位。使用固定频率的第三本地振荡器20并对第二本地振荡器16提供的振荡的频率和相位进行控制的有利之处在于：可以容易地保证第二IF信号与第二SAW滤波器18的对准。第二SAW滤波器18通常包括用于相邻频道信号的分量的陷波电路，这时，为了保持其一致性，在这些陷波电路之间第二IF信号的正确对准是重要的。使符号时钟具有高的频率稳定度。通过在频率和相位方面将末级中频(IF)信号的载波锁定到符号时钟频率倍数的约数，用于对被变换为末级中频的载波中的频率和相位误差进行校正的AFPC也必然地担当校正动态符号相位误差的工作，这样就不需要单独的校正动态符号相位误差的相位跟踪器。
图1中的数字多路转换器55被称作“AFPC选择器”。在接收的HDTV信号是VSB类型的情形中，多路转换器55对提供可指示出VSB正交相位同步电路295的响应不具有显著能量的控制信号的第二状态的虚取样值存在检测器34作出响应，以便为数字低通滤波器56选择VSB同步电路29的虚输出信号作为输入信号。低通滤波器56的响应是作为输入信号提供给数-模转换器(DAC)57的数字AFPC信号。DAC57的输出信号是模拟AFPC信号，它在模拟低通滤波器58中再被低通滤波，该滤波器58的响应用来对第二本地振荡器16提供的振荡的频率和相位进行控制。因为模拟低通滤波与数字低通滤波相比减少了对有源器件的需要，所以用其来实现长期恒定低通滤波是有利的。由于阻-容低通滤波器部件的并联电容可以位于调谐器5的IC和包括数字同步电路的IC之间的接口处，所以不需要用于IC输出引线的任何费用就能够进行该模拟低通滤波。但是，由于数字低通滤波器响应可被二次取样到DAC57，所以进行某种数字低通滤波是可取的；降低对数-模转换的速度要求减少了DAC57的成本。这一过程与在本说明书末尾参看附图的图12描述的AGC电路中所用的过程类似，为AGC电路所产生的第三时钟信号可被DAC57使用，并可被用来复位数字低通滤波器56中包括的累加器，以便对滤波器输入信号的取样值求平均。
在接收的HDTV信号是QAM类型的情形中，多路转换器55对可指示出VSB正交相位同步电路295的响应具有显著能量的虚取样值存在检测器34作出响应，以便从用于对QAM HDTV信号进行处理的电路中选择出供给数字低通滤波器56的输入信号。图1表示为这样的选择所提供出的数字乘法器59的积输出信号。数字乘法器59把QAM同步电路25的实和虚输出信号相乘以产生出未被滤波的数字AFPC信号。该未被滤波的数字AFPC信号的产生与在众所周知的Costas环路中的产生非常相似。在Costas环路中，AFPC信号用来对将接收的信号同步至基带的数字本振的频率和相位进行控制。图1的结构与这一过程不一致，AFPC信号用来对第二本地振荡器16产生的模拟振荡的频率和相位进行控制。这就对提供给ADC22以便被数字化以及以数字方式随后被同步至基带的末级IF信号的频率和相位进行了调节。如对于Costas环路的情形那样，最好对乘法器59进行特殊的设计，即其中实信号被转换为与虚信号相乘的三进制信号；这就简化了数字乘法器并改善了AFPC环路的频率牵引(Pull-in)特性。
虽然没有在图1和2中明显地表示出来，但最好提供用于检测何时有NTSC信号的同频道干扰、当没有检测到NTSC信号的同频道干扰时旁路滤波器30、以及根据期待的编码电平数目调整维格栅译码器38的符号译码范围的电路。作为符号全同性的错误判断出现的可能性，在必须对8编码电平进行辨别时比在必须对15编码电平进行辨别时要小。
最好在单片IC片的区域内构成第二中频放大器19、第三本地振荡器20(其外置晶体和其它频率选择元件除外)和第三混频器21；由于第三混频器21的输出信号与第二IF放大器19的输入信号频率不相同，所以第二IF放大器19可以具有高的增益，不会出现无用的强正反馈的危险。可以在一片IC的区域内或者可以例如在其它集成电路内构成第一IF放大器14、第二本地振荡器16(其外置晶体和其它频率选择元件除外)和第二混频器17。如通常情况那样，模-数转换器(ADC)将是具有至少10位分辨率的快速类型的ADC，并且最好位于与IF放大器不同的单片IC的区域内。该转换器输入端的模拟低通滤波器以其伴随的开关过渡特性将取样电路与包括高增益第二IF放大器19(在某些情形中还包括第一IF放大器14)的IC隔离开来。这就减少了调谐器5中的无用正反馈的可能性。用于建立量化电平的电阻阶梯和在快速类型的ADC中用到的大量模拟比较器需要相当大的死区，因此这样的ADC通常无论如何不与其它元件共用单片IC。
发明人指出，在本发明的最佳实施例中，取样时钟发生器23和将ADC22的数字化末级IF信号变换为末级IF信号的复数字取样值的电路24最好被用于同步VSB HDTV信号至基带的电路和被用于同步QAM HDTV信号至基带的电路共用，作为地址发生器28和32的一部分。因此，最好在一片单片IC的区域内构成同步VSB HDTV信号至基带的电路和同步QAM HDTV信号至基带的电路。发明人还指出：该一片单片IC和随后的电路最好包括为当前接收的HDTV传输自动地选择合适的接收模式的全部电路。这样的做法不需要根据HDTV信号是QAM类型还是VSB类型来使第三本地振荡器按照两种明显不同的频率来操作。第三本地振荡器按照两种明显不同的频率来操作通常与利用两个不同的晶体来设定这些频率有关。不管HDTV信号是QAM类型还是VSB类型，使第三本地振荡器按照基本相同的频率来操作节省了额外晶体以及使用两个晶体所需的电子开关电路的成本。此外，由于减少了在单片集成电路之外的电路的数量，还改善了调谐器5的可靠性。
由于对ADC的末级IF信号的取样进行计时的信号将在包含同步VSB HDTV信号至基带的电路和同步QAM HDTV信号至基带的电路的IC内产生，所以如果不在一个IC内构成ADC，则最好在包含同步VSB HDTV信号至基带的电路和同步QAM HDTV信号至基带的电路的IC内包括整个ADC或几乎整个ADC。此外，该转换器输入端的模拟低通滤波器以其伴随的开关过滤特性仍将取样电路与在其中进行高增益IF放大的IC隔离开来。
图3详细表示取样时钟发生器23的典型结构。该结构包括产生标称频率为21．52MHz的蔓叶形振荡的压控振荡器230。该振荡器230是压控振荡器，其振荡的频率和相位由自动频率和相位控制(AFPC)信号来控制。该AFPC信号由自动频率和相位控制(AFPC)检测器231来产生，自动频率和相位控制(AFPC)检测器231将振荡器230的振荡与由数-模转换器(DAC)232提供的21．52MHz基准载波比较。振荡器230最好是利用晶体来稳定其振荡的固有频率和相位的那种振荡器。对称削波器或限幅器233产生对于这些蔓叶形振荡的方波响应，该方波响应用作对在ADC22中的末级IF信号的取样进行定时的第一时钟信号。分频器触发器234对第一时钟信号沿预定方向的转换作出响应以便产生另一方波，“与”电路235对该方波与第一时钟信号进行“与”运算，产生被图1所示的2∶1分样器35使用的第二时钟信号。
通过在接收的HDTV信号被同步至基带时检测其强的符号频率分量以及通过将符号频率乘以经过自乘合适的次数得到的合适的乘数来产生由数-模转换器232提供的21．52MHz的基准载波。现在描述这些过程，首先假定接收的HDTV信号是符号频率为10．76MHz、必须被自乘一次来产生21．52MHz基准载波的VSB信号，然后假定接收的HDTV信号是符号频率为5．38MHz、必须被自乘两次来产生21．52MHz基准载波的QAM信号。
数字多路转换器236对虚取样值存在检测器34提供的第一状态的控制信号(表示接收的HDTV信号是VSB信号)作出响应，以便选择VSB同相同步检波器290提供的信号的实取样值作用于带通FIR数字滤波器237，该带通FIR数字滤波器237提供集中于10．76MHz的选择性响应，这一选择性响应选择了VSB信号的10．76MHz的符号频率。滤波器237的响应被数字乘法器238求平方，该乘法器238可以由逻辑门来构成、或者可以由存储平方的查寻表的ROM来提供。对取样值求平方的数字乘法器238的积输出信号具有一个位于滤波器237的响应的10．76MHz分量的二次谐滤处的强分量，提供集中于21．52MHz的选择性响应的带通FIR数字滤波器239选择该二次谐滤，以作为其描述其21．52MHz基准载波模拟输出信号的数字输入信号而加到DAC232上去。
数字多路转换器236对虚取样值存在检测器34提供的第二状态的控制信号(表示接收的HDTV信号是QAM信号)作出响应，以便选择数字乘法器23A的积输出信号而加到提供集中于10．76MHz的选择性响应的带通滤波器237。可以由逻辑门来构成、或者也可以由存储平方值的查寻表的ROM来提供的数字乘法器23A对带通FIR数字滤波器238的取样值求平方，该带通FIR数字滤波器238提供集中于5．38MHz的选择性响应，这一选择性响应选择基带QAM信号的5．38MHz符号频率。这一基带QAM信号可以如图3所示由QAM同相同步检波器250来提供，或者可以如图5所示由QAM正交相位同步检波器255来提供。
图3还较详细地表示第一地址发生器28的典型结构，它给ROM287的余弦查寻表部分271和正弦查寻表272提供地址，ROM27提供在被变换为末级中频时QAM载波的彼此为正交关系的两相的复数数字描述。第一时钟信号的翻转被第一地址发生器28中的第一地址计数器281计数，以产生基本的第一地址信号。该基本的第一地址信号作为第一加数提供给数字加法器282。作为第二加数提供给数字加法器282的第一地址校正值信号与加法器282中的基本的第一地址信号相加，以作为和输出信号产生对ROM29的余弦查寻表部分271和正弦查寻表部分272进行寻址的校正第一地址信号。符号时钟旋转检测器283对被QAM同相同步检波器250同步至基带的QAM信号的实取样值序列和被QAM正交相位同步检波器255同步至基带的QAM信号的虚取样值序列作出响应。符号时钟旋转检测器283对在接收机中根据第一时钟信号进行的符号定时(symbol clocking)和在发射机中进行的符号定时之间的相位不一致进行检测，正如在被外差成为是其符号频率的约数的末级中频的接收的QAM信号中所表现的那样。1992年5月19日授权给A．D．Kucar、题名为“载波同步和数据检测的方法和设备”的美国专利第5115454号描述了几种符号时种旋转检测器283并列出了对它们进行一些描述的背景文献，这几种符号时钟旋转检测器和对它们进行一些描述的背景文献在此作为参考文献。数字低通滤波器284在大量取样值(例如几百万)的基础上求出被符号时钟旋转检测器283检测的、在接收机中进行的符号定时的相位不一致的平均值，以便产生提供给加法器282以校正基本的第一地址的第一地址校正值信号。在如此多的取样值基础上求平均可以通过这样的过程来进行，该过程对较少数目的取样值进行累加并以降低的取样速率转储它们以便进一步累加，利用逐渐降低的二次取样速率重复若干次累加和二次取样。
图3还较详细地表示第二地址发生器32的典型结构，它给ROM31的余弦查寻表部分311和正弦查寻表部分312提供地址，ROM31提供在被变换为末级中频时VSB载波的彼此为正交关系的两相的复数数字描述。第一时钟信号的翻转被第二地址发生器32中的第二地址计数器321计数，以产生基本的第二地址信号。该基本的第二地址信号作为第一加数提供给数字加法器322。作为第二加法提供给数字加法器322的第二地址校正值信号与加法器322中的基本的第二地址信号相加，以作为和输出信号产生对ROM31的余弦查寻表部分311和正弦查寻表部分312进行寻址的校正第二地址信号。
图3表示在同相同步检波器290的取样值作为输入信号提供给量化器324之前将它们延迟预定个数的取样周期的时钟同步数字延迟线323，量化器324提供被量化器324当前接收作为输入信号的取样值最接近地逼近的量化电平。可以根据伴随VSB信号的导频载波的能量或根据VSB信号的包络检波的结果来推断量化电平。量化器324选择其输出信号的最接近量化电平使数字加法器／减法器325从其中减去相应的量化器324的输入信号，加法器／减法器325通过在其输出端包括时钟同步锁存器而作为一时钟同步元件来运行。加法器／减法器325的差输出信号表示实际恢复的符号电平与应当被恢复的符号电平的偏离，但该偏离的极性是归因于符号相位不一致的超前还是滞后则留待着解决。
作为输入信号提供给时钟同步的数字廷迟线323的同相同步检波器290的取样值无延迟地作为输入信号提供给均方误差梯度检测滤波器326。滤波器326是具有(-1／2)、1、0、(-1)、(+1／2)核的有限脉冲响应数字滤波器，其操作由第一取样时钟来同步。时钟数字延迟线323提供的预定个数取样周期的延迟使滤波器326的响应与来自加法器／减法器325的差信号时间上对齐。数字乘法器327将加法器／减法器325的差信号乘以滤波器326的响应来解决这一问题。二进制补码滤波器326的响应的符号位和紧接的最高有效位足以满足乘法运算，这就允许简化数字乘法器327的结构。数字乘法器327积信号的取样值是在接收机中进行的符号定时的相位不一致的表示，数字低通滤波器328在许多取样值(例如几百万)基础上求该相位不一致的平均值，以便产生提供给加法器322以校正基本的第二地址的第二地址校正值信号。
在图3(以及图5)所示第二地址发生器32中使用的符号同步技术与S．U．H．Qureshi在其发表于“IEEE通信学报”1976年12月第1326-1330页上的论文“均衡局部响应系统的定时恢复”中描述的供脉冲调幅(PAM)信号使用的一般类型的符号同步技术一样。在VSB信号的符号同步方面使用的这些符号同步技术在发明人早期申请的、在本说明书前面引用的专利申请中有专门的描述。在图3和5所示的一般类型的第二地址发生器32的优选设计中，时钟同步的数字延迟线323不是作为独立的元件而存在；相反地，加到量化器324的输入信号(该输入信号具有与滤波器326的响应在时间上对齐的、对加法器／减法器325的差信号的必要数量的取样周期延时)取自于被包括在滤波器326中的抽头数字延迟线，以便在通过求和而产生滤波器326的响应之前提供出将要被以(-1／2)、1、0、(-1)、(+1／2)核来进行加权的差延迟取样值。
QAM HDTV信号的载波和VSB HDTV信号的载波被变换为相应的中频，每一中频都是21．52MHz取样速率倍数的约数，21．52MHz取样速率是QAM HDTV信号的5．38MHz符号频率的四次谐波，是VSB HDTV信号的10．76MHz符号频率的二次谐波。由于QAM HDTV信号的载波位于6MHz宽的TV频道的中部，但VSB HDTV信号的载波只比6MHz宽的TV频道的最低频率高625KHz，所以这两个相位的中频相互相差2．37MHz。最好这样地选择调谐器5中本地振荡11、16和20的频率，使得VSB HDTV信号载波变换成的中频低于QAM HDTV信号载波变换成的中频。由于这样做有利于接收VSB HDTV信号时的符号同步，所以这样做是非常可取的。QAM HDTV信号载波变换成的中频最好不高于5．38MHz，这样就能够根据21．52MHz取样时钟每一周期至少四次地对其进行取样，这一选择使末级IF信号中的最低频率不高于2．38MHz。末级IF信号的最低频率最好高于1MHz，以便保证末级IF信号的最高频率与最低频率之比实质上小于3∶1，由此减轻对于实-复取样值变换器24的滤波要求，因此VSB HDTV信号载波变换成的中频最好高于1．625MHz。
图4是21．52MHz取样频率的分谐波和是21．52MHz取样频率的二次谐波的43．04MHz的分谐波表，这些分谐波与感兴趣的频率范围重叠。(当然，可以构成21．52MHz取样频率的低谐波的分谐波的更完整的表，但当给表增加21．52Hz的取样频率的较高谐波、然后选择这些较高谐波的分谐波来逼近末级IF信号中的QAM和VSB载波频率时，将必须增大ROM27和ROM31的地址数目)。人们希望从图4的表为QAM HDTV信号载波和VSB HDTV信号载波变换成的相应中频选择满足前面一段的准则的两个频率。图4的表最右上侧包括了一列递减2．375MHz的43．04MHz的较高分谐波，这些获得的频率值可以与43．04MHz的较低分谐波作比较，以利于选择在它们之间接近所需2．375MHz频偏的分谐波。43．04MHz的第9和第18分谐波相对于所需频偏呈现16KHz或0．67％的误差；43．04MHz的第10和第22分谐波相对于所需频偏呈现27KHz或1．14％的误差；43．04MHz的第11和第28分谐波相对于所需频偏只呈现1KHz或0．04％的误差；43．04MHz的第12和第36分谐波相对于所需频偏只呈现16MHz或0．67％的误差。将在末级IF信号中的QAM和VSB载波中的每一个锁定到它们需要的约数频率所需的标称的第二本地振荡器16的频率的校正值是其振荡的960MHz振荡频率的非常小的一个百分比，因此其振荡的稳定性几乎不受AFPC的影响。值得考虑的是就第二中频进入第二SAW滤波器18的陷波电路时的第二中频的偏移。这一偏移的影响可以通过在一种接收模式期间用被转接的电容来并联第三本地振荡器20的晶体槽路以将其频率改变几个千赫兹来抵消，在过去的NTSC TV接收机的生产设计中，在用电感和电容作为频率选择元件的分立级构成的IF放大器中容许高达30KHz的失谐，在使用SAW滤波器的单片IF放大器中容许略大一些的失谐。
再参看图3，假定43．04MHz的第10和第22分谐波将用作为将由QAM和VSB HDTV载波分别变换成的末级中频，因此被变换的VSB载波略高于1．625MHz，第一地址计数器281进行模10计数，由此产生一个周期的ROM27的寻址，第二地址计数器322进行模22计数，由此产生一个周期约ROM31的寻址。如果43．04MHz的第11和第28分谐波用作为将由QAM和VSBHDTV载波分别变换成的末级中频，则第一地址计数器281进行模11计数，由此产生一个周期的ROM27的寻址，第二地址计数器322进行模28计数，由此产生一个周期的ROM31的寻址。如果43．04Mhz的第12和第36分谐波用作为将由QAM和VSBHDTV载波分别变换成的末级中频，则第一地址计数器281进行模12计数，由此产生一个周期的ROM27的寻址，第二地址计数器322进行模36计数，由此产生一个周期的ROM31的寻址。
图5表示当43．04MHz的第9和第18分谐波用作为将由QAM和VSB HDTV载波分别变换成的末级中频时能够对图3电路所作的修改。用由只存储半周期的VSB载波余弦值的ROM部分313和只存储半周期的VSB载波正弦值的ROM部分314组成的ROM310来代替VSB复载波ROM31。在以上描述的第二地址发生器32的改型320中，加法器322从第一地址计数器281接收基本的第一地址作为其第一加数输入信号，而不是以第二地址计数器321接收基本的第二地址。在改型的第二地址发生器320中不使用第二地址计数器321。第一地址计数器281进行模9计数，由此产生一个周期的ROM27的寻址和半周期的ROM310的寻址。二进制计数器级319对第一地址计数器281的溢出进位进行计数。选择位补码器315使二进制计数器级319的模2计数与从ROM310的ROM部分313读出的VSB载波余弦值的每一位进行“异或”运算，以便为数字加法器312产生第一加数输入，沿着增大权的方向给二进制计数器级319的模2计数提供零扩展，以便为加法器317产生第二加数输入。加法器317的和输出在18个第一时钟周期内提供全周期的VSB载波余弦值。选择位补码器316使二进制计数器级319的模2计数与从ROM310的ROM部分314读出的VSB载波正弦值的每一位进行“异或”运算，以便为数字加法器318产生第一加数输入，沿增大权的方向具有零扩展的二进制计数器级319的模2计数也作为第二加数输入提供给加法器318。加法器318的和输出在18个第一时钟周期内提供全周期的VSB载波正弦值。
熟悉数字电路设计的人员懂得：利用余弦和正弦函数的对称性或者这两种函数各自相位的90度偏移可以在图3的只读存储器电路中省去其它硬件。另一种电路设计是采取：不从ROM读出正弦和余弦值而是根据三角公式sin(A+B)=sinAcosB+cosAsinB和con(A+B)=conAcosB-sinAsinB来并行地累加正弦和余弦值。
图6表示电路24能够具有的结构形式，其中包括：
(a)线性相位、有限脉冲响应(FIR)数字滤波器60，该滤波器60产生虚(Im)数字取样值作为对于实(Re)数字取样值的希尔伯特变换响应；以及
(b)实数字取样值的补偿的、时钟同步的数字延迟，以便补偿希尔伯特变换滤波器60的等待时间，该时钟同步的数字延迟可以由被包括在希尔伯特变换滤波器60中的时钟同步锁存器元件61-66来提供。D．W．Rice和K．H．Wu在他们发表于“IEEE航空和航天以及电子系统学报”第AES-18卷、第4期(1982年11期)第736-739页上的论文”具有大动态范围的正交取样”中描述了使用这样的电路来对带通信号实现同相和正交相位取样过程。由于末级IF信号占据的6MHz宽的频带的最低频率至少是在1兆赫左右，所以可以在用作希尔伯特变换的FIR滤波器60中使用仅仅7个非零加权抽头。
7抽头希尔伯特变换滤波器60包括一次取样延迟元件61、62、63、64、65和66的级联连接，从这些延迟元件取出取样值进行加权和求和以便产生希尔伯特变换响应。希尔伯特变换实质上是线性相位的，因此FIR滤波器60的抽头权重呈现出对于中间延迟的对称性。于是，数字加法器67求延迟元件61的输入信号和延迟元件66的输出信号之和以便对其进行公共加权，数字加权器68求延迟元件61的输出信号和延迟元件65的输出信号之和以便对其进行公共加权，并且数字加法器69求延迟元件62的输出信号和延迟元件64的输出信号之和以便对其进行公共加权。延迟元件64的输出信号作为输入地址提供给只读存储器70，只读存储器70将该信号乘以合适的权重W0值。数字加法器69的和输出信号作为输入地址提供给只读存储器71，只读存储器71将该信号乘以合适的权重W1值。数字加法器68的和输出信号作为输入地址提供给只读存储器72，只读存储器72将该信号乘以合适的权重W2值。数字加法器67的和输出信号作为输入地址提供给只读存储器73，只读存储器73将该信号乘以合适的权重W3。使用ROM70、71、72和73作为固定被乘数乘法器保证了与乘法有关的延迟缩短到可被忽略的程度。ROM70、71、72和73的输出信号由树状的符号数字加法器74、75和76进行合并，树状的符号数字加法器74、75和76根据需要作为加法器或减法器来运行以便恰当地给存储在ROM70、71、72和73中的权重W0、W1、W2和W3的值指定符号。假定加法器67、68、69、75、75和76为时钟同步加法器，每个呈现一次取样的等待时间，这就使7抽头FIR滤波器60呈现六次取样的等待时间。补偿该等待时间的滤波器60输入信号的延迟由六个一次取样延迟元件61、62、63、64、65和66来提供。只读存储器70的输入地址取自廷迟元件64的输出而不是取自延迟元件63的输出，因此延迟元件64的一次取样延迟补偿了加法器67、68和69中的一次取样延迟。
C．M．Rader在其发表于“IEEE航空和航天以及电子系统学报”第AES-20卷第6期(1984年11月)第821-824页上的论文“对同相和正交分量进行取样的简单方法”中描述了在对数字化带通信号进行的复同步检波方面的改进。Rader用根据雅可比椭圆函数设计的、在对于数字化带通信号的相位响应中呈现恒定的π／2相位差的一对全通数字滤波器来代替希尔伯特变换FIR滤波器以及Rice和Wu的补偿延迟FIR滤波器。优选的这种全通数字滤波器对具以下的系统函数：H1(z) =Z-1(Z-2-a2)／(1-a2Z-2)  a2=0．5846832H2(z) =-(Z-2-b2)／(1-b2Z-2)    b2=0．1380250Rader描述了只需要两次乘法运算的滤波器结构，一次乘以a2，另一次乘以b2。
图7表示电路24能够具有的另外的结构，该结构包括C．M．Rader描述的、根据雅可比椭圆函数设计的一对全通数字滤波器80和90。滤波器80和90在对于数字化带通信号的相位响向应中呈现恒定的π／2相位差。由于过取样的实取样值较好地为符号同步器在同步VSB信号时提供了保证，所以发明人建议不使用Rader描述的、利用二次取样来在延迟网络电路中提供进一步的缩减的全通滤波器。
提供了系统函数H1(z)=Z-1(Z-2-a2)／(1-a2Z-2)(其中，在小数运算中a2=0．5846832)的滤波器80的结构在图7中表示如下。ADC22的取样值在时钟同步的延迟元件88中被延迟一个ADC取样时钟的时间，以便加到节点89上去。节点89处的信号在级联的时钟同步的延迟元件81和82中被再延迟两个ADC取样时钟的时间，以便作为其第一加数信号加到数字加法器83上去。加法器83的和输出信号提供滤波器80的实响应。加法器83的和输出信号在级联的时钟同步的延迟元件84和85中被延迟两个ADC取样时钟的时间，以便作为被减数输入信号加到一个可接收节点89处的信号来作为其减数输入信号的数字减法器上去。所获得的数字减法器86的差输出信号作为乘数输入信号提供给数字乘法器87，以便利用二进制运算来与a2被乘数信号相乘。所获得的积输出信号提供给数字加法器83作为其第二加数信号。
提供出了系统函数H2(z)=-(Z-2-b2)／(1-b2Z-2)(其中，在小数运算中，b2=0．1380250)的滤波器90的结构在图7中表示如下。ADC22的取样值在级联的时钟同步的廷迟元件91和92中被延迟两个ADC取样时钟的时间，以便作为其第一加数信号加到数字加法器93上去。加法器93的和输出信号提供滤波器90的虚响应。加法器93的和输出信号在级联的时钟同步的延迟元件94和95中被延迟两个ACD取样时钟的时间，以便作为其第二加数信号加到一个可接收ADC22的取样值来作为其第一加数信号的数字加法器96上去。所获得数字加法器96的和输出信号作为乘数输入信号提供给数字乘法器97，以便利用二进制运算来与b2被乘数信号相乘。所获得的积输出信号提供给数字加法器93作为其第二加数信号。
图8表示通过修改图7的复信号滤波器而得到的复信号滤波器。改变时钟同步的延迟元件88的位置，以便延迟加法器83的和输出信号而不是延迟ADC22的数字输出信号，ADC22的数字输出信号无延迟地提供给节点89，由此在位置改变的时钟同步的延迟元件88的输出端处提供实响应。在位置改变的时钟同步的延迟元件88的输出端处提供的实响应与在时钟同步的延迟元件84的输出端处提供的响应相同。因此，从时钟同步的延迟元件84的输出端而不是从位置改变的时钟同步的延迟元件88的输出端提供实响应；由于不再需要位置改变的时钟同步的延迟元件88，所以将其省去。
图9表示通过修改图8的复信号滤波器而得到的复信号滤波器。加法器83的第一加数信号取自级联的时钟同步的延迟元件91和92，而不是取自级联的时钟同步的延迟元件81和82。由于级联的时钟同步的延迟元件81和82不再需要，所以将它们省去。图9的复信号滤波器优于图7和图8的复信号滤波器之处在于消除了冗余的时钟同步的延迟元件。
图10更详细地表示同步QAM HDTV信号至基带的数字电路25。该QAM同步电路25包括产生其输出信号的实数部分的QAM同相同步检波器250和产生其输出信号的虚数部分的QAM正交相位同步检波器255。该QAM同步电路25包括数字加法器256、数字减法器257以及有关的第一、第二、第三和第四数字乘法器251-254。QAM同相同步检波器250包括乘法器251、乘法器252、以及用于求该乘法器251和252的积输出信号之和以产生QAM同步电路25的输出信号的实数部分的加法器256。第一数字乘法器251将实-复取样值变换器24提供的末级IF信号的实数取样值乘以从ROM27中的查寻表271读出的、描述余弦RAM载波的数字取样值，第二数字乘法器252将实-复取样值变换器24提供的末级IF信号的虚数字取样值乘以从ROM27中的查寻表272读出的、描述正弦QAM载波的数字取样值。QAM正交相位同步检波器255包括乘法器253、乘法器254、以及用于乘法器254的积输出信号中减去乘法器253的积输出信号以产生QAM同步电路25的输出信号的虚数部分的减法器257。第三数字乘法器253将实-复取样值变换器24提供的末级IF信号的实数字取样值乘以从ROM27中的查寻表272读出的、描述正弦QAM载波的数字取样值，第四数字乘法器254将实-复取样值变换器24提供的末级IF信号的虚数字取样值乘以从ROM27中的查寻表271读出的、描述余弦QAM载波的数字取样值。
图10还更详细地表示同步VSB HDTV信号至基带的数字电路29。该VSB同步电路29包括用于产生其输出信号的实数部分的VSB同相同步检波器290和用于产生其输出信号的虚数部分的VSB正交相位同步检波器295。该VSB同步电路29包括数字加法器296、数字减法器297、以及各相应的第一、第二、第三和第四数字乘法器291-294。VSB同相同步检波器290包括乘法器291、以及用于求该乘法器291和292的积输出信号之和以产生VSB同步电路29的输出信号的实数部分的加法器296。第一数字乘法器291将实-复取样值变换器24提供的末级IF信号的实数字取样值乘以以ROM31中的查寻表311读出的、描述余弦VSB载波的数字取样值，第二数字乘法器292将实-复取样值变换器24提供的末级IF信号的虚数字取样值乘以从ROM31中的查寻表312读出的、描述正弦VSB载波的数字取样值。VSB正交相位同步检波器295包括乘法器293、乘法器294、以及用于从乘法器294的积输出信号中减去乘法器293的积输出信号以产生VSB同步电路29的输出信号的虚数部分的减法器297。第三数字乘法器293将实-复数字取样值变换器24提供的末级IF信号的实数字取样值乘以从ROM31中的查寻表312读出的、描述正弦VSB载波的数字取样值，第四数字乘法器294将实-复数字取样值变换器24提供的末级IF信号的虚数字取样值乘以从ROM31中的查寻表311读出的、描述余弦VSB载波的数字取样值。
图11较详细地表示构成用于产生控制信号的虚取样值存在检测器34的一种方式，该控制信号响应于VSB同步电路29的虚取样值的超过预定阈值的均方值而处于第一状态，否则，处于第二状态。图11所示检测器34包括用于对VSB正交相位同步检波器295提供给它的每一取样值求平方的数字乘法器341。求平方后的取样值作为输入信号提供给数字低通滤波器342，该数字低通滤波器342对大量的这些被平方的取样值求平方以将滤波器342响应的带宽限制在不高于零频率几个周期的带宽值范围。这就是说，该低通滤波器342对于VSB信号同步至的较高频率不提供显著的响应。低通滤波器342的响应作为减数信号提供给数字减法器343。减法器343起进行阈值检测的数字比较器的作用。当接收的HDTV信号是QAM类型时对减法器343已提供了一个约为低通滤波器342响应值的一半的线连的被减数，从而提供出一个用来作为对VSB同步电路29的虚取样值的均方值进行检测的参照的阈值电平。减法器343的二进制补码差输出信号的最高有效位是符号位，当由于接收的HDTV信号是QAM类型因而VSB同步电路29虚取样值的均方值大于该线连被减数时，该符号位为“1”，而当由于接收的HDTV信号是VSB类型因而VSB同步电路29虚取样值的均方值小于该线连被减数时，该符号位为“0”。该符号位是检测器34作为控制信号输出而被提供出来的数字比较器输出信号。
构成虚取样值存在检测器34的另一种方式使用数-模转换器来将VSB正交相位同步检波器295的被平方的取样值转换成为模拟低通滤波器的模拟输入信号。该模拟低通滤波器的响应提供给模拟比较器，该模拟比较器作为一个阈值检测器以便确定VSB同步电路29的虚取样值的均方值是否超过阈值。图11所示虚取样值存在检测器34的数字化结构的优越之处在于：数字低通滤波器342的响应还可用于构成在图1和2所示数字HDTV信号无线电接收机中的自动增益控制(AGC)电路。
图11表示AGC电路100，当当前接收的数字HDTV信号是QAM类型时，该AGC电路100利用数字低通滤波器342的响应来产生用以控制调谐器5的变频增益的AGC信号。当接收QAM类型的HDTV信号时，滤波器342的响应作为被减数输入信号提供给数字减法器101，以便从中减去描述VSB同步电路29的虚取样值的均方值的所需电平的线连减数。减法器101的差输出(它是用于QAM接收的数字AGC信号)作为第一输入信号提供给数字多路转换器102。数字多路转换器102选择提供给数-模转换器103以便转换成模拟AGC信号的数字AGC信号的源。模拟AGC信号提供给模拟低通滤波器104以便被进一步低通滤波，该滤波器104的低通响应提供给常规设计的延迟AGC网络105，该常规设计的延迟AGC网络105对其作出响应从而给图1所示的第一和第二IF放大器14和18提供合适的延迟的AGC信号，在某些设计中，该滤波器104的低通响应也提供给第一混频器12(或提供给在图1未示出的前级射频放大器)。被数字补偿延迟元件106廷迟了相当于多路转换器102输入信号的一个取样周期左右的虚取样值存在检测器34的输出指示是提供给多路转换器102的控制信号。当该信号为“1”(表示QAM类型的HDTV信号正在被接收)时，多路转换器102再现减法器101的差输出，以便给滤波器104提供输入信号。
VSB同相同步检波器290输出信号的取样值被数字乘法器107进行平方，被平方的取样值作为输入信号提供给类似于滤波器342的数字低通滤波器108。滤波器108的响应作为被减数输入信号提供给减法器109以便从中减去描述被假定为VSB类型的接收的HDTV信号的所需电平的一个线连减数。减法器109的差输出(它是VSB接收的数字AGC信号)作为第二输入信号提供给数字多路转换器102。当提供给多路转换器102的控制信号为“0”时(过间接地表示当前接收的HDTV信号是VBB类型)，多路转换器102就再现减法器109的差输出，以便给滤波器104提供输入信号。减法器109即使在QAM接收期间也将提供数字AGC信号，即使当在提供VSB，接收指示的虚取样值存在检测器34中存在延迟时，该信号足以提供一定程度的AGC。
DAC103最好为特殊设计，这种设计为所有负数字输入信号提供模拟AGC信号的预定直流电平并以可变电平只对正数字输入信号作出响应。由于AGC信号具有如此窄的频带，所以不需要以第一时钟速率将其提供给DAC103。实际上，为了节省操作能量等，需要以非常低的速率来操作DAC103。
图12表示图11电路中进行数字低通滤波和数-模转换的部分的最佳结构。分频器110以是第二时钟信号的一个大的约数(例如210)的速率产生第三时钟信号。例如，分频器110包括：
(a)每当其末级被触发时产生溢出脉冲的一系列二进制计数器级；以及
(b)将溢出脉冲整形为第三时钟信号的各个时钟的脉冲的脉冲整形电路。该第三时钟信号同步DAC103的输入锁存器1031和数字补偿延迟元件106中的输入锁存器1061。数字低通滤波器108作为累加器来操作，该累加器包括：数字加法器1081；被所述第一时钟信号同步的、用于加法器1081中的输出锁存器1082；和被第三时钟信号控制的、用以复位累加的数字多路转换器1083。数字低通滤波器342也作为累加器来操作，该累加器包括：数字加法器3421；被所述第一时钟信号同步的、用于加法器3421的输出锁存器3422；和被第三时钟信号控制的、用以复位累加的数字多路转换器3423。
可以改进图11专门所示的AGC电路100以便使用数字低通滤波器108的响应而不是数字低通滤波器342的响应来作为减法器109的被减数信号。根据VSB同相同步检波器290输出信号的取样值而不是根据VSB正交相位同步检波器295输出信号的取样值来产生QAM接收的数字QAM信号，这是没有区别的。
图13表示可用来代替图11的AGC电路100的可替换AGC电路200。该AGC电路200与图11专门所示的AGC电路100的区别也在于：根据VSB同相同步检波器290输出信号的取样值而不是根据VSB正交相位同步检波器295输出信号的取样值来产生QAM接收的数字AGC信号。在图11的AGC电路100中的除101、102和109外的所有元件都在图13的可替换AGC电路200中使用。数字低通滤波器108的响应作为被减数输入信号提供给减法器209以便从中减去由多路转换器202选择的减数，所获得的减法器209的差输出信号提供给DAC103转换成为模拟AGC信号的被选数字AGC信号。被数字补偿延迟元件106延迟的虚取样值存在检测器34的输出指示是提供给多路转换器202的控制信号。当该控制信号为“1”(表示QAM类型的HDTV信号正在被接收)时，多路转换器202把减法器209的减数输入信号选定为用作AGC电路100的减法器101的减数输入信号的同一基准电平。当该控制信号为“0”(表示VSB类型的HDTV信号正在被接收)时，多路转换器202把减法器209的减数输入信号选定为用作AGC电路100中的减法器109的减数输入信号的同一基准电平。
图14表示可用来代替图11的AGC电路100的可替换AGC电路300。该AGC电路300与AGC电路100的不同之处在于获得减法器101的被减数输入信号的方式。在AGC电路300中，由QAM同相同步检波器250或由QAM正交相位同步检波器255输出信号的取样值被数字乘法器307求平方，被平方的取样值作为输入信号提供给类似于滤波器108的数字低通滤波器308。滤波器308的响向应作为被减数输入信号提供给减法器101以便从中减去描述被认为是QAM类型的、被接收的HDTV信号的所需电平的线连减数。
在本说明书中描述的并在所附的权利要求中要求保护的本发明的较佳实施例中，可以将VSB同步电路29作这样的变化，即在VSB正交相位同步检波之前对数字化末级IF信号进行窄带带通滤波；某些这类变化方案还要求修改用于产生被变换为末级中频的VSB信号载波的数字复数描述的ROM电路31。在发明人的在此作为参考文献的在先的专利申请中较详细地描述了这种变化。
仔细考虑了本发明这样的较佳实施例，即两维格栅译码器37和一维格栅译码器38的输出信号提供给各自的数据去交错器，一直到数据去交错结束之前将不进行数据源的选择。仔细考虑了本发明的其它较佳实施例，在这些较佳实施例中，两维格栅译码器37的输出信号被相应的数据去交错器去交错、然后被相应的里得-所罗门译码器译码，以便产生第一错误校正数据流，在这些较佳实施例中，一维格栅译码器38的输出信号被相应的数据去交错器去交错、然后被相应的里得-所罗门译码器译码，以便产生第二错误校正数据流，在这些较佳实施例中，数据源选择在第一和第二错误校正数据流之间作出。在本发明的这些其它较佳实施例的修改方案中，第一和第二错误校正数据流在数据源选择作出之前提供给各单独的数据非随机函数发生器。在其它的变化方案中，各单独的里得-所罗门译码器用于QAM和VSB信号，但一个数据去交错器用于QAM和VSB信号，或者一个数据非随机函数发生器用于第一和第二错误校正数据流。
在上述HDTV接收机的变化方案中，由那种在被接收的HDTV信号中使用的变换方案中的虚取样值存在检测器34所提供的指示，可通过其他的指示来予以加强，这些指示即是：使用由在题名为“接收VSB和QAM数字HDTV信号的无线电接收机”的同时提交的专利申请中描述的那种导频信号存在检测器所提供的VSB调制的HDTV信号接收的指示。

Claims (32)

1．一种接收被选择的数字HDTV信号的无线电接收机，无论该被选择的数字HDTV信号是正交调幅(QAM)信号还是残留边带(VSB)信号，其特征在于，该无线电接收机包括：
用于选择所述被选数字HDTV信号而无论它是正交调幅(QAM)还是残留边带(VSB)信号、并将其变换为末级中频(IF)信号的调谐器；
用于数字化所述末级IF信号以便产生数字化末级IF信号的模-数转换器；
QAM同步电路，通过将所述数字化末级IF信号同步至基带(如果它是QAM信号)否则把所述数字化末级IF信号当作要被同步至基带的QAM信号进行处理，从而来产生交错的QAM符号代码的实和虚取样值流；
VSB同步电路，通过将所述数字化末级IF信号同步至基带(如果它是VSB信号)否则把所述数字化末级IF信号当作要被同步至基带的VSB信号进行处理，从而来产生交错的VSB符号代码的实和虚取样值流；
第一平方装置，对所述VSB同步电路的所述虚取样值流中的每一取样值求平方以便产生第一平方取样值信号的相应取样值；
第一数字低通滤波器，被连接成可提供对于所述第一平方取样值信号的第一低通滤波器响应；
响应于所述第一低通滤波器响应以产生控制信号的阈值检测器，当所述第一低通滤波器响应不低于阈值时，所述控制信号处于第一状态，当所述第一低通滤波器响应低于所述阈值时，所述控制信号处于第二状态；
响应于所述处于第一状态的控制信号自动地切换无线电接收机以便工作在QAM信号接收模式的装置；以及
响应于所述处于第二状态的控制信号自动地切换无线电接收机以便工作在VSB信号接收模式的装置。
2．如权利要求1所述的无线电接收机，其中所述调谐器包括第一和第二中频放大器，其特征在于，所述无线电接收机还包括：
第一数-模转换器，将提供给它的数字输入信号转换为模拟输出信号；
用于根据所述数-模转换器的所述模拟输出信号控制所述第一和第二中频放大器增益的装置；
第二平方装置，对所述VSB同步电路的所述实取样值流中的每一取样值求平方以便产生第二平方取样值信号的相应取样值；
第二低通数字滤波器，被连接成可提供对于所述第二平方取样值信号的第二低通滤波器响应；
通过确定所述第一和第二低通滤波器响应之一与QAM接收的基准值的偏离来产生第一数字AGC信号的装置；
通过确定所述第二低通滤波器响应与VSB接收的基准值的偏离来产生第二数字AGC信号的装置；以及
AGC信号选择器，响应由所述阈值检测器产生的所述控制信号的所述第一状态以便选择所述第一数字AGC信号作为提供给所述数-模转换器的数字输入信号，响应由所述阈值检测器产生的所述控制信号的所述第二状态以便选择所述第二数字AGC信号作为提供给所述数-模转换器的数字输入信号。
3．如权利要求2所述的无线电接收机，其特征在于，其中所述产生第一数字AGC信号的装置通过确定所述第一低通滤波器响应与所述QAM接收的基准值的偏离来产生所述第一数字AGC信号。
4．如权利要求2所述的无线电接收机，其特征在于，其中所述产生第一数字AGC信号的装置通过确定所述第二低通滤波器响应与所述QAM接收的基准值的偏离来产生所述第一数字AGC信号。
5．如权利要求2所述的无线电接收机，其特征在于，还包括：
QAM符号去交错装置，响应所述交错QAM符号代码的实和虚取样值流来产生去交错QAM符号代码的实和虚取样值流；
VSB符号去交错装置，响应所述交错VSB符号代码的实取样值流来产生去交错VSB符号代码的实取样值流；
振幅和群时延均衡器，具有：实取样值和虚取样值输入端、实取样值和虚取样值输出端、对在所述均衡器的输入端处接收的数字信号进行处理以便在所述均衡器的实取样值和虚取样值输出端处提供振幅均衡响应的可编程数字滤波器、以及根据所述控制信号和根据在所述均衡器的输入端处接收的数字信号的被选部分对所述数字滤波器进行编程的计算元件；以及
同步结果选择器，响应于所述控制信号的第一状态以便选择所述去交错QAM符号代码的实取样值流以作用于所述均衡器的实取样值输入端，还响应于所述控制信号的第一状态以便选择所述去交错QAM符号代码的虚取样值流以作用于所述均衡器的虚取样值输入端，响应于所述控制信号的第二状态以便选择所述去交错VSB符号代码的实取样值流以作用于所述均衡器的实取样值输入端，还响应所述控制信号的第二状态，以便选择算术零以作用于所述均衡器的虚取样值输入端。
6．如权利要求5所述的无线电接收机，其特征在于，其中所述VSB符号去交错装置至少在选定的时刻包括NTSC抑制滤波器。
7．如权利要求5所述的无线电接收要，其特征在于，包括2∶1分样电路，对提供给所述均衡器的实取样值输入端的所述取样值进行2∶1分样，对提供给所述均衡器的虚取样值输入端的所述取样值进行2∶1分样。
8．如权利要求5所述的无线电接收机，其特征在于，还包括：
两维格栅译码器，当所述末级IF信号是QAM信号时，执行从所述均衡器的振幅均衡响应恢复数字数据流的符号译码；
第一数据同步恢复电路，恢复被包括在来自两维格栅译码器的数字数据流中的第一数据同步信息；
一维格栅译码器，当所述末级IF信号是VSB信号时，执行从所述均衡器的振幅均衡响应恢复数字数据流的符号译码；
第二数据同步恢复电路，恢复被包括在来自一维格栅译码器的数字数据流中的第二数据同步信息；
数据源选择器；响应所述控制信号的第一状态以便选择所述两维格栅译码器的数字数据流作为其输出信号，以及响应所述控制信号的第二状态以便选择所述-维格栅译码器的数字数据流作为其输出信号；以及
数据同步选择器，响应所述控制信号的第一状态以便选择所述第一数据同步信息作为其输出信号，以及响应所述控制信号的第二状态以便选择所述第二数据同步信息作为其输出信号。
9．如权利要求8所述的无线电接收机，其特征在于，还包括：
数据去交错器，接收所述数据源选择器和所述数据同步选择器的输出信号作为输入信号，所述数据去交错器按照利用所述控制信号选择的两种模式中的一种对所述数据源选择器的输出信号进行去交错，以提供去交错数据作为其输出信号。
10．权利要求9所述的无线电接收机，其特征在于，还包括：
里得-所罗门译码器，接收所述数据去交错器和所述数据同步选择器的输出信号作为输入信号，所述里得-所罗门译码器根据利用所述控制信号选择的两种里得-所罗门译码算法中的一种对所述数据去交错器的输出信号进行译码，以提供错误校正数据作为其输出信号。
11．如权利要求10所述的无线电接收机，其特征在于，还包括：
数据非随机函数发生器，被连接成可接收所述里得-所罗门译码器的所述错误校正数据和所述数据同步选择器的输出信号作为输入信号，并且被连接成可提供非随机化的错误校正数据作为输出信号。
12．如权利要求11所述的无线电接收机，用以接收能使所述非随机化的错误校正数据被安排在数据包中的、被选择的数字HDTV信号，其特征在于，所述无线电接收机还包括：
数字伴音译码器；
MPEG视频译码器；以及
数据包分类器，接收所述数据非随机函数发生器的输出信号作为其输入信号并对其内的所述非随机化的错误校正数据的所述数据包进行分类，以提供所述数据包中的某些数据包给所述数据伴音译码器作为输入信号，并提供所述数据包中的某些数据包给所述MPEG视频译码器作为输入信号。
13．如权利要求1所述的无线电接收机，其中所述调谐器包括第一和第二中频放大器，其特征在于，所述无线电接收机还包括：
第一数-模转换器，将提供给它的数字输入信号转换为模拟输出信号；
根据所述数-模转换器的所述模拟输出信号控制所述第一和第二中频放大器增益的装置；
第二平方装置，对所述VSB同步电路的所述实取样值流中的每一取样值求平方以便产生第二平方取样值信号的相应取样值；
第二低通数字滤波器，被连接成可提供对于所述第二平方取样值信号的第二低通滤波器响应；
基准值选择器，响应于由所述阈值检测器产生的所述控制信号的第一状态以选择用于QAM接收的基准值作为其输出信号，并且响应于由所述阈值检测器产生的所述控制信号的第二状态以选择VSB接收的基准值作为其输出信号；以及
通过确定所述第二低通滤波器响应与所述第一多路转换器的输出信号的偏离来产生提供给所述数-模转换器的数字输入信号的装置。
14．如权利要求13所述的无线电接收机，其特征在于，还包括：
QAM符号去交错装置，响应于所述交错QAM符号代码的实和虚取样值流以产生去交错QAM符号代码的实和虚取样值流；
VSB符号去交错装置，响应于所述交错VSB符号代码的实取样值流以产生去交错VSB符号代码的实取样值流；
振幅和群时延均衡器，具有：实取样值和虚取样值输入端、实取样值和虚取样值输出端、对在所述均衡器的输入端处接收的数字信号进行处理以便在所述均衡器的实取样值和虚取样值输出端处提供振幅均衡响应的可编程数字滤波器、以及根据所述控制信号和根据在所述均衡器的输入端处接收的数字信号的被选部分对所述数字滤波器进行编程的计算元件；以及
同步结果选择器，响应于所述控制信号的第一状态以便选择所述去交错QAM符号代码的实取样值流以作用于所述均衡器的实取样值输入端，还响应于所述控制信号的第一状态以便选择所述去交错QAM符号代码的虚取样值流以作用于所述均衡器的虚取样值输入端，响应于所述控制信号的第二状态以便选择所述去交错VSB符号代码的实取样值流以作用于所述均衡器的实取样值输入端，还响应于所述控制信号的第二状态以便选择算术零以作用于所述均衡器的虚取样值输入端。
15．如权利要求14所述的无线电接收机，其特征在于，其中所述VSB符号去交错装置至少在选定的时刻包括NTSC抑制滤波器。
16．如权利要求14所述的无线电接收机，包括2∶1分样电路，用于对提供给所述均衡器的实取样值输入端的所述取样值进行2∶1分样，以及对提供给所述均衡器的虚取样值输入端的所述取样值进行2∶1分样。
17．如权利要求14所述的无线电接收机，其特征在于，还包括：
两维格栅译码器，当所述末级IF信号是QAM信号时，执行从所述均衡器的振幅均衡响应恢复数字数据流的符号译码；
第一数据同步恢复电路，恢复被包括在来自两维格栅译码器的数字数据流中的第一数据同步信息；
-维格栅译码器，当所述末级IF信号是VSB信号时，执行从所述均衡器的振幅均衡响应恢复数字数据流的符号译码器；
第二数据同步恢复电路，恢复被包括在一维格栅译码器的数字数据流中的第二数据同步信息；
数据源选择器，响应于所述控制信号的第一状态以便选择所述两维格栅译码器的数字数据流作为其输出信号，并响应于所述控制信号的第二状态以便选择所述一维格栅译码器的数字数据流作为其输出信号；以及
数据同步选择器，响应于所述控制信号的第一状态以便选择所述第一数据同步信息作为其输出信号，并响应子所述控制信号的第二状态以便选择所述第二数据同步信息作为其输出信号。
18．如权利要求17所述的无线电接收机，其特征在于，还包括：
数据去交错器，接收所述数据源选择器和所述数据同步选择器的输出信号作为输入信号，所述数据去交错器按照由所述控制信号选择的两种模式中的一种对所述数据源选择器的输出信号进行去交错，以提供去交错数据作为其输出信号。
19．如权利要求18所述的无线电接收机，其特征在于，还包括：
里得-所罗门译码器，接收所述数据去交错器和所述数据同步选择器的输出信号作为输入信号，所述里得-所罗门译码器根据由所述控制信号选择的两种里得-所罗门译码算法中的一种对所述数据去交错的输出信号进行译码，以提供错误校正数据作为其输出信号。
20．如权利要求19所述的无线电接收机，其特征在于，还包括：
数据非随机函数发生器，被连接成可接收所述里得-所罗门译码器的所述错误校正数据和所述数据同步选择器的输出信号作为输入信号，以及被连接成可提供非随机化的错误校正数据作为输出信号。
21．如权利要求20所述的无线电接收机，用于接收使所述非随机化的错误校正数据被安排在数据包中的、被选择的数字HDTV信号，其特征在于，所述无线电接收机还包括：
数字伴音译码器；
MPEG视频译码器；以及
数据包分类器，接收所述数据非随机函数发生器的输出信号作为其输入信号，并对其内的所述非随机化的错误校正数据的所述数据包进行分类，以提供所述数据包中的某些数据包给所述数字伴音译码器作为其输入信号，以及提供所述数据包中的某些数据包给所述MPEG视频译码器作为其输入信号。
22．如权利要求1所述的无线电接收机，其中所述调谐器包括第一和第二中频放大器，其特征在于，所述无线电接收机还包括：
第一数-模转换器，将提供给其的数字输入信号转换为模拟输出信号；
用于根据所述数-模转换器的所述模拟输出信号控制所述第一和第二中频放大器增益的装置；
第二平方装置，对所述VSB同步电路的所述实取样值流中的每一取样值求平方以便产生第二平方取样值信号的相应取样值；
第二低通数字滤波器，被连接成可提供对于所述第二平方取样值信号的第二低通滤波器响应；
第三平方装置，对所述QAM同步电路的所述实和虚取样值流之一中的每一取样值求平方以便产生第三平方取样值信号的相应取样值；
第三低通数字滤波器，被连接成可提供对于所述第三平方取样值信号的第三低通滤波器响应；
用于确定所述第二低通滤波器响应与用于VSB接收的基准值的偏离从而产生出第二数字AGC信号的装置；和
数字AGC信号选择器，响应于由所述阈值检测器产生的所述控制信号的第一状态以便选择所述第一数字AGC信号作为提供给所述数-模转换器的数字输入信号，并响应于由所述阈值检测器产生的所述控制信号的第二状态以便选择所述第二数字AGC信号作为提供给所述数-模转换器的数字输入信号。
23．如权利要求22所述的无线电接收机，其特征在于，所述第三平方装置被连接成可对所述QAM同步电路的所述实取样值流中的每一取样值求平方以便产生第三平方取样值信号的所述相应取样值。
24．如权利要求22所述的无线电接收机，其特征在于，其中所述第三平方装置被连接成可对所述QAM同步电路的所述虚取样值流中的每一取样值求平方以便产生第三平方取样值信号的所述相应取样值。
25．如权利要求22所述的无线电接收机，其特征在于，还包括：
QAM符号去交错装置，响应于所述交错QAM符号代码的实和虚取样值流以产生去交错QAM符号代码的实和虚取样值流；
VSB符号去交错装置，响应于所述交错VSB符号代码的实取样值流以产生去交错VSB符号代码的实取样值流；
振幅和群时延均衡器，具有：实取样值和虚取样值输入端、实取样值和虚取样值输出端、用于对在所述均衡器的输入端处接收的数字信号进行处理以便在所述均衡器的实取样值和虚取样值输出端处提供振幅均衡响应的可编程数字滤波器、以及用于根据所述控制信号和根据在所述均衡器的输入端处接收的数字信号的被选部分对所述数字滤波器进行编程的计算元件；以及
同步结果选择器，响应于所述控制信号的第一状态以便选择所述去交错QAM符号代码的实取样值以作用于所述均衡器的实取样值输入端，还响应于所述控制信号的第二状态以便选择所述去交错-QAM符号代码的虚取样值流以作用于所述均衡器的虚取样值输入端，响应于所述控制信号的第二状态以便选择所述去交错VSB符号代码的实取样值流以作用于所述均衡器的实取样值输入端，还响应于所述控制信号的第二状态以便选择算术零以作用于所述均衡器的虚取样值输入端。
26．如权利要求25所述的无线电接收机，其特征在于，其中所述VSB符号去交错装置至少在选定的时间包括NTSC抑制滤波器。
27．如权利要求25所述的无线电接收机，其特征在于，包括2∶1分样电路，用于对提供给所述均衡器的实取样值输入端的所述取样值进行2∶1分样，并用于对提供给所述均衡器的虚取样值输入端的所述取样值进行2∶1分样。
28．如权利要求25所述的无线电接收机，其特征在于，还包括：
两维格栅译码器，当所述末级IF信号是QAM信号时，执行从所述均衡器的振幅均衡响应恢复数字数据流的符号译码；
第一数据同步恢复电路，恢复被包括在两维格栅译码器的数字数据流中的第一数据同步信息；
一维格栅译码器，当所述末级IF信号是VSB信号时，执行从所述均衡器的振幅均衡响应恢复数字数据流的符号译码；
第二数据同步恢复电路，恢复被包括在一维格栅译码器的数字数据流中的第二数据同步信息；
数据源选择器，响应于所述控制信号的第一状态以便选择所述两维格栅译码器的数字数据流作为其输出信号，并响应于所述控制信号的第二状态以便选择所述-维格栅译码器的数字数据流作为其输出信号；以及
数据同步选择器，响应于所述控制信号的第一状态以便选择所述第一数据同步信息作为其输出信号，并响应于所述控制信号的第二状态以便选择所述第二数据同步信息作为其输出信号。
29．如权利要求28所述的无线电接收机，其特征在于，还包括：
数据去交错器，接收所述数据源选择器和所述数据同步选择器的输出信号作为输入信号，所述数据去交错器按照由所述控制信号选择的两种模式中的一种对所述数据源选择器的输出信号进行去交错，以提供去交错数据作为其输出信号。
30．如权利要求29所述的无线电接收机，其特征在于，还包括：
里得-所罗门译码器，接收所述数据去交错器和所述数据同步选择器的输出信号作为输入信号，所述里得-所罗门译码器根据由所述控制信号选择的两种里得-所罗门译码算法中的一种对所述数据去交错器的输出信号进行译码，以提供错误校正数据作为其输出信号。
31．如权利要求30所述的无线电接收机，其特征在于，还包括：
数据非随机函数发生器，被连接成可接收所述里得-所罗门译码器的所述错误校正数据和所述数据同步选择器的输出信号作为输入信号，并且被连接成可提供非随机化的错误校正数据作为输出信号。
32．如权利要求31所述的无线电接收机，用于接收使所述非随机化的错误校正数据被安排在数据包中的、被选择的数字HDTV信号，其特征在于，所述无线电接收机还包括：
数字伴音译码器；
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