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CN106469990A - 一种高效率的ac-dc电源变换器 - Google Patents

一种高效率的ac-dc电源变换器 Download PDF

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CN106469990A
CN106469990A CN201610339013.0A CN201610339013A CN106469990A CN 106469990 A CN106469990 A CN 106469990A CN 201610339013 A CN201610339013 A CN 201610339013A CN 106469990 A CN106469990 A CN 106469990A
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CN
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changer
switch element
bus
electric capacity
inductance
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胡建林
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Shanghai Jun Power Electronic Technology Co Ltd
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Shanghai Jun Power Electronic Technology Co Ltd
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Abstract

本发明涉及电源变换器领域。一种高效率的AC‑DC电源变换器，包括一PFC电路，PFC电路通过中间电压总线连接DC/DC变换器，中间电压总线设有正极端、负极端，中间电压总线连接有一总线电容，总线电容的一端连接一双向DC/DC变换器，总线电容的另一端连接中间电压总线的负极端；双向DC/DC变换器连接中间电压总线的正极端。通过控制这个双向DC/DC变换器来实现输入输出的功率平衡，总线电容的电压有可以有一个较大的变化范围，这样可以充分使用储存在总线电容上的能量，但又不至于让中间总线电压波动太大，这样可以维持后级DC/DC较高的转换效率。

Description

一种高效率的AC-DC电源变换器
技术领域
本发明涉及电源变换器领域，具体涉及AC-DC变换器。
背景技术
AC-DC电源变换器是电子设备电源系统的核心组成部分，AC/DC电源变换器主要完成两大功能：一是保证在任何用电负载的情况下，AC/DC的输入电流都保持完整的正玄波，且与输入电压同相位，以获得完整功率因数，从而减少对电网或发电机的负担，即功率因数矫正(PFC)的要求。二是保证在任何供电情况下，输出一个稳定的直流电压，并且在AC掉电的情况下，还能持续输出直流电压一段时间，以便给后续用电设备有足够的处理时间，即稳压和掉电保持时间的要求。
参见图1，通常的AC/DC变换器都采用两级结构，前级是一个功率因数校正电路(PFC电路)，PFC电路2通过一个非隔离的变换器(如Boost电路)调节输入电流为正玄波，并得到一个相对稳定的直流电压，我们称之为中间总线电压，后级再通过一个直流直流变换器(DC/DC变换器3)将中间总线电压转换为所需要的输出电压。为了获得掉电保持时间，通常在中间电压总线上挂一个较大容量的电容器，我们称之为总线电容4，当输入AC掉电后，通过DC/DC变换器3把总线电容4上的能量变换到后级，继续为输出供电一段时间。所以AC/DC变换器通常都带有一个较大的总线电容，即使对于没有掉电保持时间要求的AC/DC变换器，也必须在中间电压总线上挂一个较大的电容，以平滑输入的脉动功率。
随着设备节能和小型化的要求，AC/DC变换器也被要求有更高的转换效率和更小的体积，提高开关工作频率可以减小磁性元件的体积，但无法减少总线电容的容量，因为总线电容的容量仅仅与输入AC的频率有关，几乎与开关频率无关。总线电容的体积已经成为AC/DC电源变换器小型化的瓶颈，另外这个电容由于容量需要通常只能选用电解电容，电解电容的寿命和温度问题通常会被限制用于航空航天或其它要求比较高的场合，因此减小总线电容是在AC-DC电源设计中有非常现实的意义。
发明内容
本发明的目的在于提供一种高效率的AC-DC电源变换器，以解决上述技术问题。
本发明所解决的技术问题可以采用以下技术方案来实现：
一种高效率的AC-DC电源变换器，包括一PFC电路，所述PFC电路通过中间电压总线连接DC/DC变换器，所述中间电压总线设有正极端、负极端，所述中间电压总线连接有一总线电容，其特征在于，所述总线电容的一端连接一双向DC/DC变换器，所述总线电容的另一端连接所述中间电压总线的负极端；
所述双向DC/DC变换器连接所述中间电压总线的正极端。
传统的两级式AC-DC变换器，前级PFC电路实现PFC功能，后级DC/DC变换器实现输出稳压，隔离，以及掉电保持时间的功能，其特点是总线电容直接连接在中间电压总线上，靠储存在电容上的能量来实现掉电保持时间的功能。本发明的两级式AC/DC变换器，前级PFC电路实现PFC功能，后级DC/DC变换器实现输出稳压，隔离，以及掉电保持时间的功能，总线电容通过一个双向DC/DC变换器连接到中间电压总线。通过控制这个双向DC/DC变换器来实现输入输出的功率平衡，由于总线电容不是直接挂在中间电压总线上，它的电压有可以有一个较大的变化范围，这样可以充分使用储存在总线电容上的能量，但又不至于让中间总线电压波动太大，这样可以维持后级DC/DC较高的转换效率。通过合理设计总线电容的充放电电压，可以将储能电容的容量减少到传统设计的1/5甚至更低。
所述总线电容是陶瓷电容或者薄膜电容。低损耗。
所述双向DC/DC变换器包括第一电容，所述第一电容的两端分别连接中间电压总线的正极端与负极端；
所述第一电容的两端还并联有至少两个串联的开关元件，至少两个串联的开关元件的连接处与一电感相连，所述电感连接所述总线电容。
以所述电感为第一电感。
作为一种优选方案，所述双向DC/DC变换器包括第一电容，所述第一电容的两端分别连接中间电压总线的正极端与负极端；
所述第一电容的两端还并联有两个串联的开关元件，两个开关元件的连接处与一电感相连，所述电感连接所述总线电容。
以所述电感为第一电感。
所述双向DC/DC变换器向总线电容充电时是一个降压变换器，总线电容通过该变换器向外放电时为一个升压变换器，在两种模式下工作，所述双向DC/DC变换器的输出均为同步整流工作模式。
作为另一种优选方案，所述双向DC/DC变换器包括第一电容，所述第一电容的两端分别连接中间电压总线的正极端与负极端；
所述第一电容的两端还并联有三个串联的开关元件，三个串联的开关元件分别为第一开关元件、第二开关元件、第三开关元件，所述第一开关元件的一端连接所述中间电压总线的正极端，所述第三开关元件的一端连接所述中间电压总线的负极端；
所述第一开关元件与所述第二开关元件的连接处连接有一电感，所述电感连接所述总线电容。
以所述电感为第一电感。
经实验，上述方案可以解决双向DC/DC变换器在同步整流工作模式下反向恢复的问题，减低损耗，提高变换器的效率。
所述第二开关元件的门极连接一固定电平。所述固定电平的电压为10V。
所述开关元件为MOSFET。
所述DC/DC变换器包括第二电容，所述第二电容的两端分别连接所述中间电压总线的正极端、负极端，所述第二电容与两个串联的开关元件相连，两个串联的开关元件分别为第四开关元件、第五开关元件，所述第四开关元件连接所述中间电压总线的正极端，所述第五开关元件连接所述中间电压总线的负极端；
所述第四开关元件与所述第五开关元件的连接处连接有一电感，以所述电感为第二电感，所述第二电感的一端连接一变压器的初级电感，所述变压器的初级电感还与第三电容相连，所述变压器包括次级电感，所述变压器的次级电感连接一整流滤波电路。第三电容还与所述中间电压总线的负极端相连。
所述PFC电路包括一双向整流桥，所述双向整流桥设有一正极端、一负极端，所述双向整流桥的正极端、负极端分别与第六电容相连，所述第六电容的一端连接第三电感，所述第三电感连接第六开关元件和二极管，所述第六开关元件还与中间电压总线的负极端相连，所述二极管还与中间电压总线的正极端相连。
所述PFC电路设有一电流输出端，所述PFC电路的电流输出端连接第一控制电路与第二控制电路的信号输入端，所述第一控制电路的信号输出端控制连接所述PFC电路，所述第二控制电路的信号输出端控制连接所述双向DC/DC变换器；
所述DC/DC变换器设有一电流输出端，所述DC/DC变换器的电流输出端连接第三控制电路的信号输入端，所述第三控制电路的信号输出端控制连接所述DC/DC变换器。
第一控制电路实现对PFC电路的控制，一方面调节功率因数，另一方面反馈控制中间总线电压，维持中间总线电压在一设定值；第二控制电路实现对双向DC/DC变换器的控制，通过检测中间总线电压的纹波来实现对电容的充放电控制，也可以检测输入交流电流来实现对电容的充放电控制，这取决于检测电压或检测电流的难易程度。第三控制电路实现对后级DC/DC变换器的反馈控制，如完成稳压，输入纹波抑制，动态响应等功能。
所述DC/DC变换器设有一电流输出端，所述DC/DC变换器的电流输出端连接第一控制电路的信号输入端，所述第一控制电路的信号输出端控制连接所述PFC电路；
所述PFC电路设有一电流输出端，所述PFC电路的电流输出端连接第二控制电路的信号输入端，所述第二控制电路的信号输出端控制连接所述双向DC/DC变换器。
将后级DC/DC变换器做成固定变比的变换器，即输入对输出保持一个固定的比例，通常可用固定占空比的方法来实现，第一控制电路就不再反馈控制中间总线电压，而直接控制输出电压，第二控制电路实现工频纹波抑制和动态响应的功能。第二控制电路也可以引入PFC输入电流，后级DC/DC输出电流等作为反馈控制信号，以改善双向DC/DC变换器的控制特性，实现上述控制功能。
DC/DC变换器变得非常简单，不再需要反馈控制电路，功率电路的设计可以大大得到优化，如变压器的匝比设计可以更优，输出侧的功率器件电压应力可以更低，功率器件的驱动电路可以更简单，通常固定占空比的设计可以获得1～2％的效率提升。这样，尽管在总线电容这个环节引入了一个双向DC/DC变换器，它会带来一定的功率损耗，但因为它处理的功率只是脉动功率与平均功率的差值，双向DC/DC变换器效率对整机效率的影响是有限的，加上后级DC/DC效率的提升，本发明的AC/DC变换器在大幅度减小总线电容的同时仍然具有高效率的优势。
附图说明
图1为传统AC/DC变换器的一种结构示意图；
图2为本发明的一种结构示意图；
图3为本发明双向DC/DC变换器的一种结构示意图；
图4为本发明双向DC/DC变换器的另一种结构示意图；
图5为本发明的一种结构示意图；
图6为本发明的另一种结构示意图；
图7为本发明PFC电路的一种结构示意图；
图8为本发明DC/DC变换器的一种结构示意图。
具体实施方式
为了使本发明实现的技术手段、创作特征、达成目的与功效易于明白了解，下面进一步阐述本发明。
参见图2，一种高效率的AC-DC电源变换器，包括一PFC电路2，PFC电路2通过中间电压总线连接DC/DC变换器，中间电压总线设有正极端、负极端，中间电压总线连接有一总线电容，总线电容的一端连接一双向DC/DC变换器，总线电容的另一端连接中间电压总线的负极端；双向DC/DC变换器连接中间电压总线的正极端。
传统的两级式AC-DC变换器，前级PFC电路实现PFC功能，后级DC/DC变换器实现输出稳压，隔离，以及掉电保持时间的功能，其特点是总线电容直接连接在中间电压总线上，靠储存在电容上的能量来实现掉电保持时间的功能。本发明的两级式AC/DC变换器，前级PFC电路实现PFC功能，后级DC/DC变换器实现输出稳压，隔离，以及掉电保持时间的功能，总线电容通过一个双向DC/DC变换器连接到中间电压总线。通过控制这个双向DC/DC变换器来实现输入输出的功率平衡，由于总线电容不是直接挂在中间电压总线上，它的电压有可以有一个较大的变化范围，这样可以充分使用储存在总线电容上的能量，但又不至于让中间总线电压波动太大，这样可以维持后级DC/DC较高的转换效率。通过合理设计总线电容的充放电电压，可以将储能电容的容量减少到传统设计的1/5甚至更低。
参见图3、图4，双向DC/DC变换器包括第一电容，第一电容的两端分别连接中间电压总线的正极端与负极端；第一电容的两端还并联有至少两个串联的开关元件，至少两个串联的开关元件的连接处与一电感相连，电感连接总线电容。以电感为第一电感。
参见图3，作为一种优选方案，双向DC/DC变换器包括第一电容，第一电容的两端分别连接中间电压总线的正极端与负极端；第一电容的两端还并联有两个串联的开关元件，两个开关元件的连接处与一电感相连，电感连接总线电容。以电感为第一电感。双向DC/DC变换器向总线电容充电时是一个降压变换器，总线电容通过该变换器向外放电时为一个升压变换器，在两种模式下工作，双向DC/DC变换器的输出均为同步整流工作模式。S1、S2是互补工作的高频开关，当充电模式工作时，S2是主动开关，S1是同步整流开关，当放电模式工作时，S1是主动开关，S2是同步整流开关，L为高频电感，限制高频电流的变化斜率，C为高频退耦电容，旁路开关频率的纹波电流。由于中间电压总线一般在400V左右，双向DC/DC变换器需要使用500V或600V的功率器件，如S1，S2可能是600V的MOSFET。这类器件在用作同步整流开关时，往往面临较大的反向恢复损耗，一般器件的耐压越高这个损耗越就严重。这种情况下，可以用一种组合的开关来解决这个问题。如图4所示，用一个高压开关，如600V的MOSFET，S_HV和一个低压开关，如30V的MOSFET，串联来代替图3中S1的位置。
参见图4，作为另一种优选方案，双向DC/DC变换器包括第一电容，第一电容的两端分别连接中间电压总线的正极端与负极端；第一电容的两端还并联有三个串联的开关元件，三个串联的开关元件分别为第一开关元件、第二开关元件、第三开关元件，第一开关元件的一端连接中间电压总线的正极端，第三开关元件的一端连接中间电压总线的负极端；第一开关元件与第二开关元件的连接处连接有一电感，电感连接总线电容。以电感为第一电感。经实验，上述方案可以解决双向DC/DC变换器在同步整流工作模式下反向恢复的问题，减低损耗，提高变换器的效率。第二开关元件的控制端连接一固定电平。固定电平的电压为10V。开关元件为MOSFET。第二开关元件S_HV的门极连接到一个固定电平，如10V，第三开关元件S_LV的门极则接受正常的开关信号，当第三开关元件S_LV接受到高电平信号导通时，第二开关元件S_HL的源极拉到地，由于第二开关元件S_HV的门极接正电位，第二开关元件S_HV也相应导通；当第三开关元件S_LV接受到低电平信号时，第三开关元件S_LV首先关断，它再抬高第二开关元件S_HV的源极电位，导致第二开关元件S_HV关断。当这个组合开关用作同步整流开关时，若有反向电流流过这两个MOSFET，第二开关元件S_HV一直有正向偏置电压而处于开通状态，只有当电流恢复为零过后才会强迫第二开关元件S_HV关断，这个时候并没有电流流过第二开关元件S_HV的体二极管，也就没有反向恢复损耗的问题，当然第三开关元件S_LV仍然有反向恢复的损耗，但因为第三开关元件S_LV是低压器件，这个损耗要比高压器件小得多。这样一个串联的组合单元也可用于S2的位置，或者同时用于S1、S2的位置，取决于设计者对性能-成本的平衡。
作为另一种优选方案，双向DC/DC变换器包括第一电容，第一电容的两端分别连接中间电压总线的正极端与负极端；第一电容的两端还并联有三个串联的开关元件，三个串联的开关元件分别为第一开关元件、第二开关元件、第三开关元件，第一开关元件的一端连接中间电压总线的正极端，第三开关元件的一端连接中间电压总线的负极端；第二开关元件与第三开关元件的连接处连接有一电感，电感连接总线电容；以电感为第一电感。第一开关元件的门极连接到一个固定电平，如10V。
参见图8，DC/DC变换器包括第二电容，第二电容的两端分别连接中间电压总线的正极端、负极端，第二电容与两个串联的开关元件相连，两个串联的开关元件分别为第四开关元件、第五开关元件，第四开关元件连接中间电压总线的正极端，第五开关元件连接中间电压总线的负极端；第四开关元件与第五开关元件的连接处连接有一电感，以电感为第二电感，第二电感的一端连接一变压器的初级电感，变压器的初级电感还与第三电容相连，变压器包括次级电感，变压器的次级电感连接一整流滤波电路。第二电容是输入高频旁路电容，第四开关元件、第五开关元件是功率开关，第二电感、变压器的初级电感，和第三电容构成LLC谐振回路，二极管和输出电容，分别实现输出整流和输出滤波的功能，DC/DC变换器是变频控制，在输入电压较高时，DC/DC变换器工作在谐振频率附近，具有较高的转换效率，初级的功率开关和次级的整流二极管均处于软开关工作状态，适合用于高频高效的AC/DC变换器，能将本发明的优势充分发挥出来。当然其它类型的DC/DC变换器也可用于本发明的结构框架。
参见图7，PFC电路包括一双向整流桥，双向整流桥设有一正极端、一负极端，双向整流桥的正极端、负极端分别与第六电容相连，第六电容的一端连接第三电感，第三电感连接第六开关元件和二极管，第六开关元件还与中间电压总线的负极端相连，二极管还与中间电压总线的正极端相连。双向整流桥将输入交流转换为脉动直流，第六电容是高频旁路电容，也是输入差模滤波器的重要组成部分，第三电感，第六开关，和二极管构成一个升压型电路，该电路的控制既可以是连续电流控制，也可以是断续电流控制，对于其它类型的PFC电路也可以用本发明的结构框架。在PFC电路部分也包括必要的EMI滤波器，防电流冲击电路等辅助电路。
参见图5，PFC电路设有一电流输出端，PFC电路的电流输出端连接第一控制电路与第二控制电路的信号输入端，第一控制电路的信号输出端控制连接PFC电路，第二控制电路的信号输出端控制连接双向DC/DC变换器；DC/DC变换器设有一电流输出端，DC/DC变换器的电流输出端连接第三控制电路的信号输入端，第三控制电路的信号输出端控制连接DC/DC变换器。三个控制电路分别对PFC电路，双向DC/DC变换电路，后级DC/DC变换电路进行控制，分别实现PFC功能，总线电容的充放电功能，和输出的稳压调节功能。第一控制电路实现对PFC电路的控制，一方面调节功率因数，另一方面反馈控制中间总线电压，维持中间总线电压在一设定值；第二控制电路实现对双向DC/DC变换器的控制，通过检测中间总线电压的纹波来实现对电容的充放电控制，也可以检测输入交流电流来实现对电容的充放电控制，这取决于检测电压或检测电流的难易程度。第三控制电路实现对后级DC/DC变换器的反馈控制，如完成稳压，输入纹波抑制，动态响应等功能。
参见图6，DC/DC变换器设有一电流输出端，DC/DC变换器的电流输出端连接第一控制电路的信号输入端，第一控制电路的信号输出端控制连接PFC电路；PFC电路设有一电流输出端，PFC电路的电流输出端连接第二控制电路的信号输入端，第二控制电路的信号输出端控制连接双向DC/DC变换器。
一种简化控制电路，提高整机效率的方法。将后级的DC/DC变换器设计为固定变比的变换器，输出电压的稳压调节功能交由第一控制电路实现，第一控制电路同时实现PFC功能和输出稳压功能，而输出纹波的抑制和动态响应的功能则交由双向DC/DC变换器的第二控制电路实现。
将后级DC/DC变换器做成固定变比的变换器，即输入对输出保持一个固定的比例，通常可用固定占空比的方法来实现，第一控制电路就不再反馈控制中间总线电压，而直接控制输出电压，第二控制电路实现工频纹波抑制和动态响应的功能。第二控制电路也可以引入PFC输入电流，后级DC/DC输出电流等作为反馈控制信号，以改善双向DC/DC变换器的控制特性，实现上述控制功能。
传统的AC/DC变换器之所以不能这样做，是因为它没有双向DC/DC变换器这个环节，前级PFC电路的调节能力是很慢的，它的响应周期必须慢于工频周期，以保证功率因数校正的需求，如果将它的控制电路直接用于控制输出电压，将无法解决工频纹波和动态响应的问题。而在本发明的AC/DC变换器中有双向DC/DC变换器这个环节，它的响应速度可以设计得很快而不影响功率因数校正的功能。第一控制电路包括隔离器。第一控制电路对输出电压的控制需要引入隔离器，以保持DC输出与AC输入的隔离状态。
DC/DC变换器变得非常简单，不再需要反馈控制电路，功率电路的设计可以大大得到优化，如变压器的匝比设计可以更优，输出侧的功率器件电压应力可以更低，功率器件的驱动电路可以更简单，通常固定占空比的设计可以获得1～2％的效率提升。这样，尽管在总线电容这个环节引入了一个双向DC/DC变换器，它会带来一定的功率损耗，但因为它处理的功率只是脉动功率与平均功率的差值，双向DC/DC变换器效率对整机效率的影响是有限的，加上后级DC/DC效率的提升，本发明的AC/DC变换器在大幅度减小总线电容的同时仍然具有高效率的优势。
有益效果：本发明在传统两级结构的基础，引入一个双向DC/DC变换器，让总线电容通过这个双向DC/DC变换器连接到中间电压总线上，当中间总线电压较高时双向DC/DC变换器向总线电容充电，当中间电压总线电压较低时，总线电容通过双向DC/DC变换器向中间电压总线放电，这样可以始终维持中间总线电压基本不变，而总线电容的电压在双向DC/DC变换器的控制下，可以有一个较大幅度的变化。比如将放电电压设计峰值电压的一半即V2＝1/2*V1，则有75％的储存能量将被用于平滑输出功率：理论上可以把V2设计到零，即每一个工频周期都让总线电容完全放电，总线电容上储存的能量可以被完全利用。实际上没有必要这样做，因为当双向DC/DC变换器的输入和输出相差太大的时候，其转换效率是很低的，会有较大的能量耗散在变换器上。如上计算的例子，当放电电压低至峰值电压的一般时，已经有75％的能量得以利用，比起传统做法，能量多了5倍，换句话说，总线电容可以减小5倍。当然总线电容容量的减少，可能导致单个电容纹波电流变大，在这种情况下，可以放弃使用电解电容，而使用陶瓷电容，薄膜电容等低损耗的电容器。由于有双向DC/DC变换器的调节作用，中间总线电压可以做到相对稳定，总线电压的纹波可以做到5％以下，甚至更小，这样即保证了PFC电路的正常工作，又有利于提高后级DC/DC变换器的效率。
经实验，中间总线电压在前级PFC电路的控制下高于输入AC电压的峰值，也高于总线电容的电压。由于完整功率因数的原因，PFC电路的输出功率是一个正玄平方函数的波形，总线电容的输出功率是一个平直的直流功率，正好是这个脉冲功率的平均值。当输入功率高于输出功率是，双向DC/DC变换器向电容充电，把多余的能量储存到电容当中，这个过程中，中间总线电压维持恒定不变，总线电容的电压持续上升，从波谷到波峰；当输入功率小于输出功率时，双向DC/DC变换器逆向工作，将总线电容上的电能放回总线，这个过程，中间总线电压仍然维持恒定不变，而总线电容上的电压持续下降，从波峰回到波谷。输入功率是一个准确的正玄平方函数的波形，这个幅度大小会随AC/DC输出功率的大小而变化，但波形形状是确定的，而输出功率是输入功率的平均值，因此输入功率和输出功率的交点与AC/DC变换器的输出大小无关，这使我们很容易通过编程来控制双向DC/DC变换器的充放电状态，这个时序只要与输出工频信号同步即可，通过更加精准的DSP或其它数字控制方法，可以最大幅度的减小中间总线的电压波动。
以上显示和描述了本发明的基本原理和主要特征以及本发明的优点。本行业的技术人员应该了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是说明本发明的原理，在不脱离本发明精神和范围的前提下，本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明范围内。本发明要求保护范围由所附的权利要求书及其等效物界定。

Claims (10)

1.一种高效率的AC-DC电源变换器，包括一PFC电路，所述PFC电路通过中间电压总线连接DC/DC变换器，所述中间电压总线设有正极端、负极端，所述中间电压总线连接有一总线电容，其特征在于，所述总线电容的一端连接一双向DC/DC变换器，所述总线电容的另一端连接所述中间电压总线的负极端；
所述双向DC/DC变换器连接所述中间电压总线的正极端。
2.根据权利要求1所述的一种高效率的AC-DC电源变换器，其特征在于：所述双向DC/DC变换器包括第一电容，所述第一电容的两端分别连接中间电压总线的正极端与负极端；
所述第一电容的两端还并联有至少两个串联的开关元件，至少两个串联的开关元件的连接处与一电感相连，所述电感连接所述总线电容。
3.根据权利要求1所述的一种高效率的AC-DC电源变换器，其特征在于：所述双向DC/DC变换器包括第一电容，所述第一电容的两端分别连接中间电压总线的正极端与负极端；
所述第一电容的两端还并联有两个串联的开关元件，两个开关元件的连接处与一电感相连，所述电感连接所述总线电容。
4.根据权利要求1所述的一种高效率的AC-DC电源变换器，其特征在于：所述双向DC/DC变换器包括第一电容，所述第一电容的两端分别连接中间电压总线的正极端与负极端；
所述第一电容的两端还并联有三个串联的开关元件，三个串联的开关元件分别为第一开关元件、第二开关元件、第三开关元件，所述第一开关元件的一端连接所述中间电压总线的正极端，所述第三开关元件的一端连接所述中间电压总线的负极端；
所述第一开关元件与所述第二开关元件的连接处连接有一电感，所述电感连接所述总线电容。
5.根据权利要求4所述的一种高效率的AC-DC电源变换器，其特征在于：所述第二开关元件的门极连接一固定电平，所述固定电平的电压为10V。
6.根据权利要求1所述的一种高效率的AC-DC电源变换器，其特征在于：所述DC/DC变换器包括第二电容，所述第二电容的两端分别连接所述中间电压总线的正极端、负极端，所述第二电容与两个串联的开关元件相连，两个串联的开关元件分别为第四开关元件、第五开关元件，所述第四开关元件连接所述中间电压总线的正极端，所述第五开关元件连接所述中间电压总线的负极端；
所述第四开关元件与所述第五开关元件的连接处连接有第二电感，所述第二电感的一端连接一变压器的初级电感，所述变压器的初级电感还与第三电容相连，所述变压器包括次级电感，所述变压器的次级电感连接一整流滤波电路。
7.根据权利要求1所述的一种高效率的AC-DC电源变换器，其特征在于：所述PFC电路包括一双向整流桥，所述双向整流桥设有一正极端、一负极端，所述双向整流桥的正极端、负极端分别与第六电容相连，所述第六电容的一端连接第三电感，所述第三电感连接第六开关元件和二极管，所述第六开关元件还与中间电压总线的负极端相连，所述二极管还与中间电压总线的正极端相连。
8.根据权利要求1所述的一种高效率的AC-DC电源变换器，其特征在于：所述PFC电路设有一电流输出端，所述PFC电路的电流输出端连接第一控制电路与第二控制电路的信号输入端，所述第一控制电路的信号输出端控制连接所述PFC电路，所述第二控制电路的信号输出端控制连接所述双向DC/DC变换器；
所述DC/DC变换器设有一电流输出端，所述DC/DC变换器的电流输出端连接第三控制电路的信号输入端，所述第三控制电路的信号输出端控制连接所述DC/DC变换器。
9.根据权利要求1所述的一种高效率的AC-DC电源变换器，其特征在于：所述DC/DC变换器设有一电流输出端，所述DC/DC变换器的电流输出端连接第一控制电路的信号输入端，所述第一控制电路的信号输出端控制连接所述PFC电路；
所述PFC电路设有一电流输出端，所述PFC电路的电流输出端连接第二控制电路的信号输入端，所述第二控制电路的信号输出端控制连接所述双向DC/DC变换器。
10.根据权利要求1所述的一种高效率的AC-DC电源变换器，其特征在于：所述总线电容是陶瓷电容或者薄膜电容。
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