CN105576671A - 基于模块化多电平换流器的无功补偿装置及无功补偿方法 - Google Patents

Abstract

基于模块化多电平换流器的无功补偿装置及无功补偿方法，涉及电网谐波治理领域。本发明是为了解决现有的用于电网的补偿装置缺少对电网系统的无功功率、谐波以及电压的不平衡进行补偿的装置，导致电网系统可靠性差的问题。本发明三个电流检测电路，用于采集阻感负载上的三相负载电流信号i_a、i_b和i_c，电压检测电路，用于采集MMC换流器直流侧的电压信号，DSP控制器，用于根据电压大小的排序和无功电流i_q，获得调制波和载波，通过调制波和载波生成两路PWM信号，驱动单元用于接收两路PWM信号进行隔离放大后驱动MMC换流器，控制SM模块中IGBT的通断，输出补偿电流i_fa、i_fb和i_fc补偿三相交流电源中的无功和谐波。用于补偿三相交流电源中的无功和谐波。

Description

基于模块化多电平换流器的无功补偿装置及无功补偿方法

技术领域

本发明涉及基于模块化多电平换流器的无功补偿装置及无功补偿方法。属于电网谐波治理领域。

背景技术

随着电力电子技术的迅猛发展，非线性负载日益增加，引起电网电压波动，产生大量的无功和谐波，为了使电力系统高效、绿色、稳定的运行，无功补偿及谐波抑制技术的提出为电网治理提供了一种有效的手段，考虑到耐压等级、开关频率以及稳定性等因素，高电压、大容量的模块化静止无功补偿器应运而生。

常见的多电平拓扑结构主要有：二极管钳位型、飞跨电容型、及H桥级联型以及模块化多电平换流器。随着电平数的增加，二极管钳位型和飞跨电容型结构所需的开关器件和钳位电容数量大大增加，给实际推广应用带来很大困难；而H桥级联结构不能对配电网系统的无功功率、谐波以及不平衡状况进行综合治理。

发明内容

本发明是为了解决现有的用于电网的补偿装置缺少对电网系统的无功功率、谐波以及电压的不平衡进行补偿的装置，导致电网系统可靠性差的问题。现提供基于模块化多电平换流器的无功补偿装置及无功补偿方法。

基于模块化多电平换流器的无功补偿装置，它包括检测单元、DSP控制器、驱动单元和MMC换流器，

DSP控制器采用型号为TMS320F2812的芯片实现，

检测单元包括三个电流检测电路和电压检测电路，

三个电流检测电路，用于采集阻感负载上的三相负载电流信号i_a、i_b和i_c，

电压检测电路，用于采集MMC换流器直流侧的电压信号，

DSP控制器，用于接收三相负载电流信号i_a、i_b和i_c，进行Clarke变换和Park变换，得到旋转坐标系下负载电流的d和q分量i_d和i_q，将d轴分量i_d进行经Park反变换和Clarke反变换后与i_a、i_b和i_c作差，获得无功电流i_q，同时，接收电压信号利用电压排序法将电压大小进行排序，维持直流电压稳定，根据电压大小的排序和无功电流i_q，获得调制波和载波，通过调制波和载波生成两路PWM信号，

驱动单元，用于接收两路PWM信号进行隔离放大后驱动MMC换流器，

MMC换流器，用于接收驱动信号，控制SM模块中IGBT的通断，输出补偿电流i_fa、i_fb和i_fc补偿三相交流电源中的无功和谐波。

基于模块化多电平换流器的无功补偿方法，它包括以下步骤：

用于采集阻感负载上的三相负载电流信号i_a、i_b和i_c的步骤；

用于采集MMC换流器直流侧的电压信号的步骤；

用于接收三相负载电流信号i_a、i_b和i_c，进行Clarke变换和Park变换，得到旋转坐标系下负载电流的d和q分量i_d和i_q，将d轴分量i_d进行经Park反变换和Clarke反变换后与i_a、i_b和i_c作差，获得无功电流i_q，同时，接收电压信号利用电压排序法将电压大小进行排序，维持直流电压稳定，根据电压大小的排序和无功电流i_q，获得调制波和载波，通过调制波和载波生成两路PWM信号的步骤；

用于接收两路PWM信号进行隔离放大后驱动MMC换流器的步骤；

用于接收驱动信号，控制SM模块中IGBT的通断，输出补偿电流i_fa、i_fb和i_fc补偿三相交流电源中的无功和谐波的步骤。

本发明的有益效果为：电流检测电路采样负载侧电流，得到有功电流i_d和无功电流i_q；电压检测电路对直流侧电容电压采样，利用电压排序法将电容电压大小进行排序，决定SM模块单元开关管的通断；DSP将采集数据转换运算后得到一组PWM控制信号，通过驱动电路控制SM模块中IGBT通断，输出的补偿电流可补偿电网中的无功和谐波，采用该装置可提高电网系统的可靠性。

附图说明

图1为具体实施方式一所述的基于模块化多电平换流器的无功补偿装置的系统原理图；

图2为MMC换流器拓扑结构图；

图3为MMC换流器中每个SM模块单元的原理图；

图4为无功及谐波电流检测原理图；

图5为载波移相调制图；

图6为改进电压排序流程图；

图7为电流检测电路原理图；

图8为直流电压检测电路原理图

图9为驱动单元原理图；

图10为欠过压保护电路原理图；

图11为过流保护电路原理图；

图12为MMC的子模块中，T₁(D1)开通、T₂(D2)关断，投入状态下，子模块电容电压的充、放电状态与电流的流向关系图；

图13为MMC的子模块中，T₁(D1)开通、T₂(D2)关断，投入状态下，子模块电容电压的充、放电状态与电流的流向的关系图；

图14为T₁(D1)关断、T₂(D2)开通，切除状态下，电流流向与子模块电容电压的关系图；

图15为T₁(D1)关断、T₂(D2)开通，切除状态下，电流流向与子模块电容电压的关系图；

图16为T₁和T₂均关断，闭锁状态下，电流的流向与子模块电容电压充电关系图；

图17为T₁和T₂均关断，闭锁状态下，电流的流向与子模块电容电压充电关系图；

图18为环流抑制器结构图；

图19为主程序流程图；

图20为A/D转换与故障保护程序狂徒；

图21为捕获中断流程图；

图22为移相式PWM流程图；

图23为补偿前a相电压电流的曲线图；

图24为补偿后a相电压电流的曲线图；

图25为MMC模块A相输出总电压波形图。

具体实施方式

具体实施方式一：参照图1至图6具体说明本实施方式，本实施方式所述的基于模块化多电平换流器的无功补偿装置，它包括检测单元1、DSP控制器2、驱动单元3和MMC换流器4，

DSP控制器2采用型号为TMS320F2812的芯片实现，

检测单元1包括三个电流检测电路11和电压检测电路12，

三个电流检测电路11，用于采集阻感负载上的三相负载电流信号i_a、i_b和i_c，

电压检测电路12，用于采集MMC换流器4直流侧的电压信号，

DSP控制器2，用于接收三相负载电流信号i_a、i_b和i_c，进行Clarke变换和Park变换，得到旋转坐标系下负载电流的d和q分量i_d和i_q，将d轴分量i_d进行经Park反变换和Clarke反变换后与i_a、i_b和i_c作差，获得无功电流i_q，同时，接收电压信号利用电压排序法将电压大小进行排序，维持直流电压稳定，根据电压大小的排序和无功电流i_q，获得调制波和载波，通过调制波和载波生成两路PWM信号，

驱动单元3，用于接收两路PWM信号进行隔离放大后驱动MMC换流器4，

MMC换流器4，用于接收驱动信号，控制SM模块中IGBT的通断，输出补偿电流i_fa、i_fb和i_fc补偿三相交流电源中的无功和谐波。

本实施方式中，控制单元以TMS320F2812为控制核心实现电流电压双闭环控制、CPS-SPWM调制技术、电容电压排序和环流抑制等功能；驱动单元将DSP生成的PWM波进行隔离、放大驱动IGBT，如图1所示。

MMC的主电路拓扑结构，如图2和图3所示，每一相的上、下桥臂都由3个SM模块单元和电抗器L串联而成，其中电抗器L起缓冲作用，用于抑制高频环流。子模块SM是半桥结构，由两个带有反并联二极管的IGBT和一个储能电容组成，输出电压为0和V_d两种状态。MMC换流器的特点在于输出电压为多电平，接近正弦波，谐波含量小，功率管的开关频率小，开关损耗低。

电流检测原理如图4所示，采用瞬时无功功率理论检测无功电流。具体实现方法是，三相负载电流i_a、i_b、i_c经Clarke、Park变换得到旋转坐标系下负载电流的d、q分量，将d轴分量经Park、Clarke反变换后与i_a、i_b、i_c作差，即可得到无功电流i_q。

MMC的每一相上、下两桥臂的调制波反相，保证在任意时刻的工作状态是互补的，每一时刻投入的子模块数都是3。每相上桥臂三角载波的移相角度为：0、2π/3、4π/3，下桥臂三个模块的载波移相角度为：π/3、3π/3、5π/3。载波移相调制图如图5所示。

如图6所示为改进电压排序流程图。计算某一桥臂在该时刻需要投入的子模块数，与上一时刻子模块数作差，记为Δn_on。将电容电压排序后，根据电流的极性和Δn_on确定投入的子模块单元，从而控制开关管的开关状态。

环流抑制如图18所示。MMC每相上下桥臂电流分别为i_jN和i_jN，两个量的平均值即为MMC的内部环流，经二倍频负序坐标变换和比例积分控制器后得到抑制环流的电压信号u_ref，作为给定电压经过PI调节器实现抑制环流的目的。

基于二倍频负序旋转坐标系的环流抑制器抑制MMC内部环流，环流抑制控制策略

环流的实质是MMC每相内等效的交流电压源产生的二倍频负序交流电流，基于二倍频负序旋转坐标系的环流抑制器结构如图6所示，首先，由MMC每相上下桥臂电流i_jP和i_jN，求得MMC的内部环流i_jz；其次，将其按T_acb/dq(二倍频负序坐标变换)进行坐标变换，得到其在dq坐标系下的直流分量i_zd和i_zq；再次，将i_zd和i_zq与给定i_zd ^*和i_zq ^*相比较，经比例积分控制器，再加上电压前馈2ωLi_zd与2ωLi_zq实现dq坐标系下的直流分量解耦，从而得到MMC内部环流产生的不平衡压降参考量u_dref和u_qref；最后，经二倍频负序坐标逆变换T_dq/acb，得到抑制环流的电压给定u_ref。

T_acb/dq与T_dq/acb的变换公式为：

式(3)与(4)中，θ＝2ωt，变换矩阵按相序a、c、b的顺序进行。

4、MMC子模块工作装态

MMC的子模块工作状态如图12至17所示，图中箭头表明电流的流向。子模块共有三种工作状态：

①T₁(D₁)开通、T₂(D₂)关断，投入状态

如图12和图13所示，为子模块投入状态。子模块的输出电压始终为电容上的电压，此时子模块电容的充、放电状态取决于电流的流向。

②T₁(D₁)关断、T₂(D₂)开通，切除状态

如图14和图15所示，为子模块切除状态。子模块的输出电压始终是0，电流的流向不影响子模块的电容电压。

③T₁和T₂均关断，闭锁状态

如图16和图17所示，为子模块闭锁状态。此状态下，只能向子模块电容充电，子模块电容不能放电，MMC处于非正常运行状态。

具体实施方式二：参照图4具体说明本实施方式，本实施方式是对具体实施方式一所述的基于模块化多电平换流器的无功补偿装置作进一步说明，本实施方式中，三相电流信号i_a、i_b和i_c，进行Clarke变换和Park变换，得到旋转坐标系下负载电流的d、q分量，将d轴分量经Park、Clarke反变换后与i_a、i_b和i_c作差，获得无功电流i_q的过程为：

根据公式：

$\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}sin\mathrm{\ω}t& -cos\mathrm{\ω}t\\ -cos\mathrm{\ω}t& -sin\mathrm{\ω}t\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]=C\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_{\mathrm{\β}}\end{array}\right]={\mathrm{CC}}^{32}\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\α}}\\ i_b\\ i_c\end{array}\right]$ (公式1)，

式中， $C=\left[\begin{array}{cc}sin\mathrm{\ω}t& -cos\mathrm{\ω}t\\ -cos\mathrm{\ω}t& -sin\mathrm{\ω}t\end{array}\right],C_{32}=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right],$ i_α和i_β为两相静止坐标下的值，

获得i_d和i_q，

将公式1获得的i_d和i_q经过低通滤波器后，得到i_d和i_q中的直流分量再经过反变换得到三相基波电流成分i_af、i_bf和i_cf，

$\left[\begin{array}{c}{i}_{af}\\ i_{bf}\\ i_{cf}\end{array}\right]=C_{23}{C}^{-1}\left[\begin{array}{c}\stackrel{\‾}{i_d}\\ \stackrel{\‾}{i_q}\end{array}\right]$ (公式2)，

用三相负载电流i_a、i_b、i_c减去相应的三相基波成分i_af、i_bf、i_cf，得到三相电流的谐波成分i_ah、i_bh、i_ch和无功电流i_q。

具体实施方式三：本实施方式是对具体实施方式一所述的基于模块化多电平换流器的无功补偿装置作进一步说明，本实施方式中，MMC换流器4，用于接收驱动信号，控制SM模块中IGBT的通断的过程为：

首先，利用电压排序法计算一相桥臂在当前周期内需投入的SM模块数，将其与上一周期已投入的SM模块数作差，记为Δn_on，根据Δn_on和SM模块中桥臂电流的极性，分为以下3中情况：

1、若Δn_on＝0，则保持上一周期的SM模块投切状态不变，即该桥臂中所有SM模块的功率开关管都不进行任何开关动作；

2、若Δn_on>0，则当前周期需投入的SM模块数大于上一周期投入的SM模块数，那么处于投入的SM模块状态保持不变，根据桥臂电流的方向分两种情况：

若i_arm>0，在处于切除状态的SM模块中选择|Δn_on|个电容电压最低的SM模块进行投入；

若i_arm<0，则在处于切除状态的SM模块中选择|Δn_on|个电容电压最高的SM模块进行投入；

3、若Δn_on<0，则当前周期投入的SM模块数小于上一周期的SM模块数，那么处于切除状态的SM模块状态保持不变，根据桥臂电流的方向分两种情况：

若i_arm>0，在处于投入状态的SM模块中选择|Δn_on|个电容电压最高的SM模块进行切除；

若i_arm<0，则在处于投入状态的SM模块中选择|Δn_on|个电容电压最低的SM模块进行切除。

本实施方式中，图3所示为i_d-i_q检测法原理图，其中C₂₃＝C₃₂ ^T。当同时补偿谐波与无功时，只需切断计算i_q的通道即可。

由于i_d-i_q检测法只需要知道A相电压的频率周期和三相电路电流瞬时值，不需要知道电网电压的幅值，而且正余弦信号可采用内部参考的方式获得，因而不受电网电压信号畸变或不对称的影响，保证了检测结果的准确性。对于不对称的三相电压而言，其中含有负序分量和零序分量，因为正余弦信号由A相电压确定，即正弦信号sinωt的期望值与e_a的正序分量相位相同。而当三相电压不对称时，测得的真实的正弦信号与希望的正弦信号间存在相位差。这个相位差不影响检测结果最终的正确性。

2改进的电压排序平衡控制策略

本发明提出一种能降低开关频率的改进电压排序法，如图5所示，其核心就是减少功率管开关次数，降低开关损耗。具体的实现过程为：首先，计算某一桥臂在当前周期内需投入的子模块数，将其与上一周期已投入的子模块数作差，记为Δn_on。根据Δn_on和桥臂电流的极性，可分为以下3种情况分别进行讨论：

①若Δn_on＝0，则保持上一周期的子模块投切状态不变，即该桥臂中所有子模块的功率开关管都不进行任何开关动作。

②若Δn_on>0，即当前周期需投入的子模块数大于上一周期投入的子模块数，那么处于投入的子模块状态保持不变，根据桥臂电流的方向分两种情况进行讨论：

若i_arm>0，在处于切除状态的子模块中选择|Δn_on|个电容电压最低的子模块进行投入；

若i_arm<0，则在处于切除状态的子模块中选择|Δn_on|个电容电压最高的子模块进行投入。

3若Δn_on<0，即当前周期投入的子模块数小于上一周期的子模块数，那么处于切除状态的子模块状态保持不变，根据桥臂电流的方向分两种情况进行讨论：

i_arm>0，在处于投入状态的子模块中选择|Δn_on|个电容电压最高的子模块进行切除；

若i_arm<0，则在处于投入状态的子模块中选择|Δn_on|个电容电压最低的子模块进行切除。

改进排序法并非在每一开关周期内对由计算得到的n_on个子模块全部投入，避免了子模块的重复投切，因此降低了子模块中功率开关管的开关频率，降低了开关损耗。

具体实施方式四：参照图7具体说明本实施方式，本实施方式是对具体实施方式一所述的基于模块化多电平换流器的无功补偿装置作进一步说明，本实施方式中，每个电流检测电路11均包括型号为CHB-300S的霍尔电流传感器、电阻R1、电阻R_M、电阻R2、电阻R3、电阻R4、电阻R5、电阻R6、电阻R7、电容C1、电容C2、二极管D2、二极管D1、型号为LM358的一号运算放大器U3A、型号为LM358的二号运算放大器U4A和型号为LM358的三号运算放大器U4B，

每个型号为CHB-300S的霍尔电流传感器的IN引脚分别作为三个电流检测电路11的电流信号输入端，型号为CHB-300S的霍尔电流传感器的正极连接+15V的供电电源，型号为CHB-300S的霍尔电流传感器的负极连接-15V的供电电源，

型号为CHB-300S的霍尔电流传感器的M引脚同时连接电阻R1的一端和电阻R_M的一端，电阻R1的另一端同时连接电容C1的一端和型号为LM358的一号运算放大器U3A的3号引脚，电容C1的另一端连接电源地，型号为LM358的一号运算放大器U3A的4号引脚连接+5V供电电源，型号为LM358的一号运算放大器U3A的5号引脚连接-5V供电电源，型号为LM358的一号运算放大器U3A的2号引脚同时连接型号为LM358的一号运算放大器U3A的1号引脚和电阻R2的一端，

电阻R2的另一端同时连接电阻R3的一端、电阻R4的一端和型号为LM358的二号运算放大器U4A的2号引脚，电阻R3的另一端连接+1.5V供电电源，电阻R4的另一端同时连接型号为LM358的二号运算放大器U4A的1号引脚和电阻R5的一端，

型号为LM358的二号运算放大器U4A的3号引脚连接电源地，型号为LM358的二号运算放大器U4A的4号引脚连接+15V供电电源，型号为LM358的二号运算放大器U4A的5号引脚连接-15V供电电源，

电阻R5的另一端同时连接型号为LM358的三号运算放大器U4B的3号引脚和电阻R6的一端，电阻R6的另一端同时连接型号为LM358的三号运算放大器U4B的1号引脚和电阻R7的一端，型号为LM358的三号运算放大器U4B的2号引脚连接电源地，型号为LM358的三号运算放大器U4B的4号引脚连接+15V的供电电源，型号为LM358的三号运算放大器U4B的5号引脚连接-15V的供电电源，电阻R7的另一端同时连接电容C2的一端、二极管D1的正极和二极管D2的负极，电容C2的另一端同时连接二极管D2的正极和电源地，二极管D1的负极连接+3.3V供电电源，

二极管D1的正极作为每个电流检测电路11的电流信号输出端。

本实施方式中，如图7所示为电流信号检测电路，本发明采用型号为CHB-300S的霍尔电流传感器对电流进行采样，其匝数比为1:1000，内阻R_M＝150Ω，电流i_a、i_b、i_c接霍尔传感器输入端，经采样电阻转化R_M上的电压信号，LM358运算放大器和二极管箝位作用后，转换成DSP可接受的0～3.3V的电压信号送给DSP的A/D采样通道ADCINA0～ADCINA7。

具体实施方式五：参照图8具体说明本实施方式，本实施方式是对具体实施方式一所述的基于模块化多电平换流器的无功补偿装置作进一步说明，本实施方式中，电压检测电路12包括电阻R8、电阻R9、电阻R10、电阻R11、电阻R12、电阻R13、电容C3、电容C4、电容C5、二极管D3、二极管D4、型号为LM358的四号运算放大器U1A、型号为LM358的五号运算放大器U1B、型号为LM358的六号运算放大器U3和型号为HCNR201的线性光耦，

电阻R8的一端作为电压检测电路12的电压信号输入端，

电阻R8的另一端同时连接电阻R9的一端和电阻R10的一端，电阻R9的另一端连接电源地，电阻R10的另一端同时连接型号为LM358的四号运算放大器U1A的3号引脚和电容C3的一端，电容C3的另一端连接电源地，型号为LM358的四号运算放大器U1A的4号引脚连接+5V的供电电源，型号为LM358的四号运算放大器U1A的5号引脚连接电源地，型号为LM358的四号运算放大器U1A的2号引脚同时连接型号为LM358的四号运算放大器U1A的1号引脚和型号为LM358的五号运算放大器U1B的2号引脚，

型号为LM358的五号运算放大器U1B的4号引脚连接+5V的供电电源，型号为LM358的五号运算放大器U1B的5号引脚连接电源地，型号为LM358的五号运算放大器U1B的3号引脚同时连接电阻R11的一端、电容C4的一端和型号为HCNR201的线性光耦的4号引脚，电阻R11的另一端连接电源地，电容C4的另一端同时连接型号为LM358的五号运算放大器U1B的1号引脚和电阻R12的一端，电阻R12的另一端连接型号为HCNR201的线性光耦的2号引脚，型号为HCNR201的线性光耦的1号引脚连接电源地，型号为HCNR201的线性光耦的3号引脚连接供电电源，型号为HCNR201的线性光耦的6号引脚连接3.3V的供电电源，型号为HCNR201的线性光耦的5号引脚同时连接电阻R13的一端和型号为LM358的六号运算放大器U3的3号引脚，

电阻R13的另一端连接电源地，型号为LM358的六号运算放大器U3的4号引脚连接+3.3V的供电电源，型号为LM358的六号运算放大器U3的5号引脚连接电源地，型号为LM358的六号运算放大器U3的2号引脚同时连接型号为LM358的六号运算放大器U3的1号引脚连接、二极管D3的正极、二极管D4的负极和电容C5的一端，

电容C5的另一端同时连接电源地和二极管D4的正极，二极管D3的负极连接+3.3V的供电电源，电容C5的一端作为电压检测电路12的电压信号输出端。

本实施方式中，直流电压采样电路如图8所示，本发明采用HCNR201对电压信号进行隔离检测，优点是采样精度高，抗干扰能力强。MMC换流器中电容两端的直流电压接图8所示的a点，通过电阻分压滤波得到电压信号，经过电压跟随、积分电路调节和光耦的隔离去干扰作用后接DSP的A/D采样通道ADCINB0～ADCINB7。该电路不但可实现直流电压的检测，还能达到电气隔离的作用。电路中的D1和D2起到限幅作用，防止输入到DSP的电压值大于AD所能承受的电压范围而对DSP造成损坏。

具体实施方式六：参照图9具体说明本实施方式，本实施方式是对具体实施方式一所述的基于模块化多电平换流器的无功补偿装置作进一步说明，本实施方式中，驱动单元3包括型号为2SC0435T的驱动模块、电阻R14、电阻R15、电阻Rm、电阻Rb、电阻R16、电阻R17、电阻R18、电阻R19、电阻R20、电阻R21、电阻R22、电阻R23、电阻R24、电阻R25、电阻R26、电阻R27、电阻R28、电阻R29、电阻R30、电容Cm、电容C6、电容C7、电容C8、电容C9、电容C10、电容C11、电容C12、电容C13、二极管D5、二极管D6、二极管D7、二极管D8、二极管D9、二极管D10、稳压二极管D11、双向稳压二极管D12、二极管D13、二极管D14、二极管D15、二极管D16、稳压二极管D17和双向稳压二极管D18，

型号为2SC0435T的驱动模块的INA端口和INB端口均作为驱动单元3的控制信号输入端，

型号为2SC0435T的驱动模块的TB端口连接电阻Rb的一端，电阻Rb的另一端同时连接型号为2SC0435T的驱动模块的GND端口、电阻Rm的一端和电容Cm的一端，

型号为2SC0435T的驱动模块的MOD端口同时连接电容Cm的另一端和电阻Rm的另一端，

型号为2SC0435T的驱动模块的SO2端口同时连接二极管D5的正极和电阻R14的一端，电阻R14的另一端连接+3.3V供电电源，二极管D5的负极连接+15V供电电源，

型号为2SC0435T的驱动模块的SO1端口同时连接电阻R15的一端和二极管D6的正极，电阻R15的另一端连接+3.3V供电电源，二极管D6的负极连接+15V供电电源，

型号为2SC0435T的驱动模块的VDC端口同时连接型号为2SC0435T的驱动模块的VCC端口和+15V供电电源，

型号为2SC0435T的驱动模块的GL2端口同时连接电阻R16的一端和电阻R17的一端，电阻R17的另一端同时连接电阻R18的一端、二极管D7的正极和二极管D9的负极，电阻R18的另一端连接型号为2SC0435T的驱动模块的GH2端口，二极管D7的负极同时连接型号为2SC0435T的驱动模块的VISO2端口、二极管D10的负极和电容C6的一端，

电容C6的另一端同时连接型号为2SC0435T的驱动模块的VE2端口、电阻R19的一端和电容C7的一端，电阻R19的另一端连接型号为2SC0435T的驱动模块的REF2端口，

电容C7的另一端同时连接型号为2SC0435T的驱动模块的COM2端口、R16的另一端、电容C12的一端和二极管D8的正极，二极管D8的负极同时连接电阻R20的一端、二极管D9的的正极、电阻R23的一端和电容C11的一端，电阻R20的另一端连接型号为2SC0435T的驱动模块的ACL2端口，电阻R23的另一端同时连接C11的另一端和稳压二极管D11的正极，稳压二极管D11的负极连接双向稳压二极管D12的一端，双向稳压二极管D12的另一端连接电阻R22的一端，电阻R22的另一端同时连接二极管D10的正极和电阻R21的一端，电阻R21的另一端同时连接型号为2SC0435T的驱动模块的VCE2端口和电阻R21的另一端，

型号为2SC0435T的驱动模块的GL1端口同时连接电阻R24和电阻R25，电阻R24的另一端同时连接型号为2SC0435T的驱动模块的COM1端口、电容C9的一端、电容C13的一端和二极管D14的正极，

电阻R25的另一端同时连接电阻R26的一端、二极管D13的正极和二极管D15的负极，电阻R26的另一端连接型号为2SC0435T的驱动模块的GH1端口，

二极管D13的负极同时连接二极管D16的负极、电容C8的一端和型号为2SC0435T的驱动模块的VISO1端口，

电容C8的另一端同时连接型号为2SC0435T的驱动模块的VE1端口、电容C9和电阻R27的一端，电阻R27的另一端连接型号为2SC0435T的驱动模块的REF1端口，

电容C13的另一端同时连接型号为2SC0435T的驱动模块的VCE1端口和电阻R29的一端，电阻R29的另一端同时连接二极管D16的正极和电阻R29的一端，电阻R29的另一端连接双向稳压二极管D18的一端，双向稳压二极管D18的另一端连接稳压二极管D17的负极，稳压二极管D17的正极同时连接电阻R30的一端和电容C10的一端，电容C10的另一端同时连接电阻R30的另一端、二极管D15的正极、二极管D14的负极和电阻R28的一端，电阻R28的另一端连接型号为2SC0435T的驱动模块的ACL1端口，

电阻R17的另一端作为MMC换流器4的G2端口输入端，

型号为2SC0435T的驱动模块的GL1端口作为MMC换流器4的E2端口输入端，

电阻R22的一端作为MMC换流器4的C2端口输入端，

电阻R25的另一端作为MMC换流器4的G1端口输入端，

型号为2SC0435T的驱动模块的VE1端口作为MMC换流器4的E1端口输入端，

电阻R29的一端作为MMC换流器4的C1端口输入端。

本实施方式中，IGBT的驱动器采用2SC0435T驱动模块，该模块驱动能力强且可靠性高。开关频率可达100kHz，开通电压为+15V，反向关断电压为-10V。基于2SC0435T的IGBT驱动电路如图9所示，2SC0435T工作在直接模式下，控制单元中DSP发出的PWM信号分别接到PWM1和PWM2两个引脚，该模块兼具短路保护、有源箝位及电源电压监控等功能，隔离放大后输出脚G1、E1、C1、G2、E2、C2驱动拓扑单元中IGBT。

MMC换流器拓扑电路的每个桥臂都由3个MMC模块组成，MMC子单元模块如图2所示，驱动单元的G1、E1、C1引脚接上桥臂IGBT的门极、发射极、集电极，G2、E2、C2引脚接下桥臂IGBT的门极、发射极、集电极。

欠过压保护电路如图10所示，将电压检测信号接入电压保护电路a点，当电压信号在正常值范围内，PDPINTA端口输出高电平，DSP正常输出PWM波；当电压信号过低或者过高时，PDPINTA端口便输出低电平，DSP检测到下降沿后启动保护中断，将DSP全局清零并封锁PWM，实现欠、过电压的保护。

过流保护电路如图11所示，将电流检测信号接在过流保护电路的b点，当系统正常工作时，电流经LM393和二极管钳位电路使输出为3.3V的高电平电压信号，电路正常工作，当检测到的电流信号过大时，LM393输出0V，DSP保护引脚检测到低电平进入PDPINTA中断，停止输出PWM信号，达到保护的目的。

具体实施方式六：本实施方式所述的基于模块化多电平换流器的无功补偿方法，它包括以下步骤：

用于采集阻感负载上的三相负载电流信号i_a、i_b和i_c的步骤；

用于采集MMC换流器4直流侧的电压信号的步骤；

用于接收三相负载电流信号i_a、i_b和i_c分别进行Clarke变换和Park变换得到旋转坐标系下负载电流的d和q分量i_d和i_q，将d轴分量i_d进行经Park反变换和Clarke反变换后与i_a、i_b和i_c作差，获得无功电流i_q，同时，接收电压信号利用电压排序法将电压大小进行排序，维持直流电压稳定，根据电压大小的排序和无功电流，获得调制波和载波，通过调制波和载波生成两路PWM信号的步骤；

用于接收两路PWM信号进行隔离放大后驱动MMC换流器4的步骤；

用于接收驱动信号，控制SM模块中IGBT的通断，输出补偿电流i_fa、i_fb和i_fc补偿三相交流电源中的无功和谐波的步骤。

图19为系统主程序流程图。首先是对系统的相关模块进行初始化，具体包括：I/O口初始化、A/D中断初始化、PWM初始化、变量初始化。然后进行等待中断事件发生。

子程序

1A/D转换与故障保护程序

通过控制寄存器ADCON1，设置引脚功能为模拟输入通道，基准电压接入引脚或通用数字I/O引脚，设置转换结果的存放格式，如果需要A/D中断功能，开放相应的中断功能位。将采样电压、电流经A/D转换为数字信号，若电压、电流超过标准值，则进行PI调节，如图20所示。

2捕获中断

捕获中断子程序的设计是通过数字锁相环PLL，检测电网电压的频率。在A相电压信号上升沿的过零点捕获中断开启，捕获值送给定时器T2，将两次连续捕获的值作差即为电网频率，当电网波动超出设定范围时，捕获值视为无效，如图21所示为捕获中断的子程序的具体实现方法。

3PWM移相

本发明中采用的是载波移相调制方式，流程图如图22所示，由于每个桥臂有3个SM模块单元，上桥臂载波移相角为0、2π/3、4π/3，下桥臂载波移相角为π/3、3π/3、5π/3，通过设置DSP中死区定时器控制寄存器可实现移相功能。

如图23所示是补偿前A相电压、电流波形，从图中可以看出电压电流存在一定的相位差。

图24所示是补偿后A相电压、电流波形，静止无功发生器补偿后电压电流变为同相位，说明该系统可以实现补偿电网的功能。

图25所示是SM模块级联A相线电压输出波形，从图中可看出波形具有13个电平，接近正弦波。

本发明具有以下优点：

本发明采用模块化级联的方式作为无功补偿装置的拓扑结构；电流检测电路是以瞬时无功功率理论为基础；直流电压采用改进的电压排序平衡的方法；采用环流抑制器有效的抑制环流。具体优点如下：

1、MMC的拓扑结构由多个小模块单元构成，提高了系统的电压等级和容量，且输出电压波形更逼近正弦波。

2、改进的电压排序法能有效的平衡直流侧电容电压，与传统电压排序法相比减少了IGBT开关次数，降低损耗。

3、环流抑制器能有效抑制MMC的内部环流，减小子模块电压波动，延长系统寿命。

4、采用DSP为核心控制芯片，实现准确，快速响应，更具有保护电路的功能。

Claims (7)

1.基于模块化多电平换流器的无功补偿装置，其特征在于，它包括检测单元(1)、DSP控制器(2)、驱动单元(3)和MMC换流器(4)，

DSP控制器(2)采用型号为TMS320F2812的芯片实现，

检测单元(1)包括三个电流检测电路(11)和电压检测电路(12)，

三个电流检测电路(11)，用于采集阻感负载上的三相负载电流信号i_a、i_b和i_c，

电压检测电路(12)，用于采集MMC换流器(4)直流侧的电压信号，

DSP控制器(2)，用于接收三相负载电流信号i_a、i_b和i_c，进行Clarke变换和Park变换，得到旋转坐标系下负载电流的d和q分量i_d和i_q，将d轴分量i_d进行Park反变换和Clarke反变换后与i_a、i_b和i_c作差，获得无功电流i_q，同时，接收电压信号利用电压排序法将电压大小进行排序，维持直流电压稳定，根据电压大小的排序和无功电流i_q，获得调制波和载波，通过调制波和载波生成两路PWM信号，

驱动单元(3)，用于接收两路PWM信号进行隔离放大后驱动MMC换流器(4)，

MMC换流器(4)，用于接收驱动信号，控制SM模块中IGBT的通断，输出补偿电流i_fa、i_fb和i_fc补偿三相交流电源中的无功和谐波。

2.根据权利要求1所述的基于模块化多电平换流器的无功补偿装置，其特征在于，三相电流信号i_a、i_b和i_c，进行Clarke变换和Park变换，得到旋转坐标系下负载电流的d、q分量，将d轴分量经Park、Clarke反变换后与i_a、i_b和i_c作差，获得无功电流i_q的过程为：

根据公式：

$\left[\begin{array}{c}{i}_d\\ i_q\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}sin\mathrm{\&omega;}t& -cos\mathrm{\&omega;}t\\ -cos\mathrm{\&omega;}t& -sin\mathrm{\&omega;}t\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\&alpha;}}\\ i_{\mathrm{\&beta;}}\end{array}\right]=C\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\&alpha;}}\\ i_{\mathrm{\&beta;}}\end{array}\right]={\mathrm{CC}}^{32}\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{\&alpha;}}\\ i_b\\ i_c\end{array}\right]$ (公式1)，

式中， $C=\left[\begin{array}{cc}sin\mathrm{\&omega;}t& -cos\mathrm{\&omega;}t\\ -cos\mathrm{\&omega;}t& -sin\mathrm{\&omega;}t\end{array}\right],C_{32}=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right],$ i_α和i_β为两相静止坐标下的值，

获得i_d和i_q，

将公式1获得的i_d和i_q经过低通滤波器后，得到i_d和i_q中的直流分量再经过反变换得到三相基波电流成分i_af、i_bf和i_cf，

$\left[\begin{array}{c}{i}_{af}\\ i_{bf}\\ i_{cf}\end{array}\right]=C_{23}{C}^{-1}\left[\begin{array}{c}\stackrel{\&OverBar;}{i_d}\\ \stackrel{\&OverBar;}{i_q}\end{array}\right]$ (公式2)，

用三相负载电流i_a、i_b、i_c减去相应的三相基波成分i_af、i_bf、i_cf，得到三相电流的谐波成分i_ah、i_bh、i_ch和无功电流i_q。

3.根据权利要求1所述的基于模块化多电平换流器的无功补偿装置，其特征在于

MMC换流器(4)，用于接收驱动信号，控制SM模块中IGBT的通断的过程为：

首先，利用电压排序法计算一相桥臂在当前周期内需投入的SM模块数，将其与上一周期已投入的SM模块数作差，记为Δn_on，根据Δn_on和SM模块中桥臂电流的极性，分为以下3种情况：

(1)、若Δn_on＝0，则保持上一周期的SM模块投切状态不变，即该桥臂中所有SM模块的功率开关管都不进行任何开关动作；

(2)、若Δn_on>0，则当前周期需投入的SM模块数大于上一周期投入的SM模块数，那么处于投入的SM模块状态保持不变，根据桥臂电流的方向分两种情况：

若i_arm>0，在处于切除状态的SM模块中选择|Δn_on|个电容电压最低的SM模块进行投入；

若i_arm<0，则在处于切除状态的SM模块中选择|Δn_on|个电容电压最高的SM模块进行投入；

(3)、若Δn_on<0，则当前周期投入的SM模块数小于上一周期的SM模块数，那么处于切除状态的SM模块状态保持不变，根据桥臂电流的方向分两种情况：

若i_arm>0，在处于投入状态的SM模块中选择|Δn_on|个电容电压最高的SM模块进行切除；

若i_arm<0，则在处于投入状态的SM模块中选择|Δn_on|个电容电压最低的SM模块进行切除。

4.根据权利要求1所述的基于模块化多电平换流器的无功补偿装置，其特征在于，每个电流检测电路(11)均包括型号为CHB-300S的霍尔电流传感器、电阻R1、电阻R_M、电阻R2、电阻R3、电阻R4、电阻R5、电阻R6、电阻R7、电容C1、电容C2、二极管D2、二极管D1、型号为LM358的一号运算放大器U3A、型号为LM358的二号运算放大器U4A和型号为LM358的三号运算放大器U4B，

每个型号为CHB-300S的霍尔电流传感器的IN引脚分别作为三个电流检测电路(11)的电流信号输入端，型号为CHB-300S的霍尔电流传感器的正极连接+15V的供电电源，型号为CHB-300S的霍尔电流传感器的负极连接-15V的供电电源，

型号为CHB-300S的霍尔电流传感器的M引脚同时连接电阻R1的一端和电阻R_M的一端，电阻R1的另一端同时连接电容C1的一端和型号为LM358的一号运算放大器U3A的3号引脚，电容C1的另一端连接电源地，型号为LM358的一号运算放大器U3A的4号引脚连接+5V供电电源，型号为LM358的一号运算放大器U3A的5号引脚连接-5V供电电源，型号为LM358的一号运算放大器U3A的2号引脚同时连接型号为LM358的一号运算放大器U3A的1号引脚和电阻R2的一端，

电阻R2的另一端同时连接电阻R3的一端、电阻R4的一端和型号为LM358的二号运算放大器U4A的2号引脚，电阻R3的另一端连接+1.5V供电电源，电阻R4的另一端同时连接型号为LM358的二号运算放大器U4A的1号引脚和电阻R5的一端，

型号为LM358的二号运算放大器U4A的3号引脚连接电源地，型号为LM358的二号运算放大器U4A的4号引脚连接+15V供电电源，型号为LM358的二号运算放大器U4A的5号引脚连接-15V供电电源，

电阻R5的另一端同时连接型号为LM358的三号运算放大器U4B的3号引脚和电阻R6的一端，电阻R6的另一端同时连接型号为LM358的三号运算放大器U4B的1号引脚和电阻R7的一端，型号为LM358的三号运算放大器U4B的2号引脚连接电源地，型号为LM358的三号运算放大器U4B的4号引脚连接+15V的供电电源，型号为LM358的三号运算放大器U4B的5号引脚连接-15V的供电电源，电阻R7的另一端同时连接电容C2的一端、二极管D1的正极和二极管D2的负极，电容C2的另一端同时连接二极管D2的正极和电源地，二极管D1的负极连接+3.3V供电电源，

二极管D1的正极作为每个电流检测电路(11)的电流信号输出端。

5.根据权利要求1所述的基于模块化多电平换流器的无功补偿装置，其特征在于，电压检测电路(12)包括电阻R8、电阻R9、电阻R10、电阻R11、电阻R12、电阻R13、电容C3、电容C4、电容C5、二极管D3、二极管D4、型号为LM358的四号运算放大器U1A、型号为LM358的五号运算放大器U1B、型号为LM358的六号运算放大器U3和型号为HCNR201的线性光耦，

电阻R8的一端作为电压检测电路(12)的电压信号输入端，

电阻R8的另一端同时连接电阻R9的一端和电阻R10的一端，电阻R9的另一端连接电源地，电阻R10的另一端同时连接型号为LM358的四号运算放大器U1A的3号引脚和电容C3的一端，电容C3的另一端连接电源地，型号为LM358的四号运算放大器U1A的4号引脚连接+5V的供电电源，型号为LM358的四号运算放大器U1A的5号引脚连接电源地，型号为LM358的四号运算放大器U1A的2号引脚同时连接型号为LM358的四号运算放大器U1A的1号引脚和型号为LM358的五号运算放大器U1B的2号引脚，

型号为LM358的五号运算放大器U1B的4号引脚连接+5V的供电电源，型号为LM358的五号运算放大器U1B的5号引脚连接电源地，型号为LM358的五号运算放大器U1B的3号引脚同时连接电阻R11的一端、电容C4的一端和型号为HCNR201的线性光耦的4号引脚，电阻R11的另一端连接电源地，电容C4的另一端同时连接型号为LM358的五号运算放大器U1B的1号引脚和电阻R12的一端，电阻R12的另一端连接型号为HCNR201的线性光耦的2号引脚，型号为HCNR201的线性光耦的1号引脚连接电源地，型号为HCNR201的线性光耦的3号引脚连接供电电源，型号为HCNR201的线性光耦的6号引脚连接3.3V的供电电源，型号为HCNR201的线性光耦的5号引脚同时连接电阻R13的一端和型号为LM358的六号运算放大器U3的3号引脚，

电阻R13的另一端连接电源地，型号为LM358的六号运算放大器U3的4号引脚连接+3.3V的供电电源，型号为LM358的六号运算放大器U3的5号引脚连接电源地，型号为LM358的六号运算放大器U3的2号引脚同时连接型号为LM358的六号运算放大器U3的1号引脚连接、二极管D3的正极、二极管D4的负极和电容C5的一端，

电容C5的另一端同时连接电源地和二极管D4的正极，二极管D3的负极连接+3.3V的供电电源，电容C5的一端作为电压检测电路(12)的电压信号输出端。

6.根据权利要求1所述的基于模块化多电平换流器的无功补偿装置，其特征在于，驱动单元(3)包括型号为2SC0435T的驱动模块、电阻R14、电阻R15、电阻Rm、电阻Rb、电阻R16、电阻R17、电阻R18、电阻R19、电阻R20、电阻R21、电阻R22、电阻R23、电阻R24、电阻R25、电阻R26、电阻R27、电阻R28、电阻R29、电阻R30、电容Cm、电容C6、电容C7、电容C8、电容C9、电容C10、电容C11、电容C12、电容C13、二极管D5、二极管D6、二极管D7、二极管D8、二极管D9、二极管D10、稳压二极管D11、双向稳压二极管D12、二极管D13、二极管D14、二极管D15、二极管D16、稳压二极管D17和双向稳压二极管D18，

型号为2SC0435T的驱动模块的INA端口和INB端口均作为驱动单元(3)的控制信号输入端，

型号为2SC0435T的驱动模块的TB端口连接电阻Rb的一端，电阻Rb的另一端同时连接型号为2SC0435T的驱动模块的GND端口、电阻Rm的一端和电容Cm的一端，

型号为2SC0435T的驱动模块的MOD端口同时连接电容Cm的另一端和电阻Rm的另一端，

型号为2SC0435T的驱动模块的SO2端口同时连接二极管D5的正极和电阻R14的一端，电阻R14的另一端连接+3.3V供电电源，二极管D5的负极连接+15V供电电源，

型号为2SC0435T的驱动模块的SO1端口同时连接电阻R15的一端和二极管D6的正极，电阻R15的另一端连接+3.3V供电电源，二极管D6的负极连接+15V供电电源，

型号为2SC0435T的驱动模块的VDC端口同时连接型号为2SC0435T的驱动模块的VCC端口和+15V供电电源，

型号为2SC0435T的驱动模块的GL2端口同时连接电阻R16的一端和电阻R17的一端，电阻R17的另一端同时连接电阻R18的一端、二极管D7的正极和二极管D9的负极，电阻R18的另一端连接型号为2SC0435T的驱动模块的GH2端口，二极管D7的负极同时连接型号为2SC0435T的驱动模块的VISO2端口、二极管D10的负极和电容C6的一端，

电容C6的另一端同时连接型号为2SC0435T的驱动模块的VE2端口、电阻R19的一端和电容C7的一端，电阻R19的另一端连接型号为2SC0435T的驱动模块的REF2端口，

电容C7的另一端同时连接型号为2SC0435T的驱动模块的COM2端口、R16的另一端、电容C12的一端和二极管D8的正极，二极管D8的负极同时连接电阻R20的一端、二极管D9的的正极、电阻R23的一端和电容C11的一端，电阻R20的另一端连接型号为2SC0435T的驱动模块的ACL2端口，电阻R23的另一端同时连接C11的另一端和稳压二极管D11的正极，稳压二极管D11的负极连接双向稳压二极管D12的一端，双向稳压二极管D12的另一端连接电阻R22的一端，电阻R22的另一端同时连接二极管D10的正极和电阻R21的一端，电阻R21的另一端同时连接型号为2SC0435T的驱动模块的VCE2端口和电阻R21的另一端，

型号为2SC0435T的驱动模块的GL1端口同时连接电阻R24和电阻R25，电阻R24的另一端同时连接型号为2SC0435T的驱动模块的COM1端口、电容C9的一端、电容C13的一端和二极管D14的正极，

电阻R25的另一端同时连接电阻R26的一端、二极管D13的正极和二极管D15的负极，电阻R26的另一端连接型号为2SC0435T的驱动模块的GH1端口，

二极管D13的负极同时连接二极管D16的负极、电容C8的一端和型号为2SC0435T的驱动模块的VISO1端口，

电容C8的另一端同时连接型号为2SC0435T的驱动模块的VE1端口、电容C9和电阻R27的一端，电阻R27的另一端连接型号为2SC0435T的驱动模块的REF1端口，

电容C13的另一端同时连接型号为2SC0435T的驱动模块的VCE1端口和电阻R29的一端，电阻R29的另一端同时连接二极管D16的正极和电阻R29的一端，电阻R29的另一端连接双向稳压二极管D18的一端，双向稳压二极管D18的另一端连接稳压二极管D17的负极，稳压二极管D17的正极同时连接电阻R30的一端和电容C10的一端，电容C10的另一端同时连接电阻R30的另一端、二极管D15的正极、二极管D14的负极和电阻R28的一端，电阻R28的另一端连接型号为2SC0435T的驱动模块的ACL1端口，

电阻R17的另一端作为MMC换流器(4)的G2端口输入端，

型号为2SC0435T的驱动模块的GL1端口作为MMC换流器(4)的E2端口输入端，

电阻R22的一端作为MMC换流器(4)的C2端口输入端，

电阻R25的另一端作为MMC换流器(4)的G1端口输入端，

型号为2SC0435T的驱动模块的VE1端口作为MMC换流器(4)的E1端口输入端，

电阻R29的一端作为MMC换流器(4)的C1端口输入端。

7.基于模块化多电平换流器的无功补偿方法，其特征在于，它包括以下步骤：

用于采集阻感负载上的三相负载电流信号i_a、i_b和i_c的步骤；

用于采集MMC换流器(4)直流侧的电压信号的步骤；

用于接收三相负载电流信号i_a、i_b和i_c，进行Clarke变换和Park变换，得到旋转坐标系下负载电流的d和q分量i_d和i_q，将d轴分量i_d进行经Park反变换和Clarke反变换后与i_a、i_b和i_c作差，获得无功电流i_q，同时，接收电压信号利用电压排序法将电压大小进行排序，维持直流电压稳定，根据电压大小的排序和无功电流，获得调制波和载波，通过调制波和载波生成两路PWM信号的步骤；

用于接收两路PWM信号进行隔离放大后驱动MMC换流器(4)的步骤；

用于接收驱动信号，控制SM模块中IGBT的通断，输出补偿电流i_fa、i_fb和i_fc补偿三相交流电源中的无功和谐波的步骤。