CN105323203A - 基于正交载波扫扩技术的抗多途水声通信方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及水声通信技术领域，特别涉及信道多途条件下的水声通信方法。本发明包括：发射端采用正交的线性调频信号作为载波；发射信号经过信道后到达通信接收端；对两路输出序列进行以下形式的合并得到发射符号的估计值，根据估计值实现水声通信。本发明使用正交载波进行信息的扫扩调制，提高了通信系统的通信速率，接收端利用嵌入二阶锁相环的双向判决反馈均衡器进行残余多普勒的补偿以及多途扩展的抑制。和传统的扫扩调制通信方法相比，本发明可以有效降低多途和多普勒的干扰,提高了通信性能及通信速率，通信速率提高20％以上。同时，本发明能够以较小的系统工作带宽取得较好的信道多途分离能力。

Description

基于正交载波扫扩技术的抗多途水声通信方法

技术领域

本发明涉及水声通信技术领域，特别涉及一种信道多途条件下的基于正交载波扫扩技术的抗多途水声通信方法。

背景技术

扩频通信是利用特定的扩频函数在发送端将要发送的信号频谱扩展到一个很宽的可用带宽上，在接收端使用与发送端完全相同的扩频函数作为本地解扩参考信号，通过相关操作解扩恢复成原来的窄带信号的通信方式，具有抗干扰、抗衰落、隐蔽性好等优点。扩频通信可通过以下几种方式实现：(1)直接序列扩频技术是在发端使用高码率的伪随机码采用各种调制方式对要调制的低速数据进行扩频调制；(2)若利用伪随机码来控制载波频率在一个更宽的频带内不断跳跃改变就是跳频扩频技术；(3)跳时系统是把时间轴分成许多时隙，伪随机码控制数据的传输时隙；(4)线性调频系统中的频率扩展则是一个线性变化的过程，扫扩调制技术就是采用线性调频信号作为载波。

扫扩调制技术是由G.Kebkal首先提出的，随后德国EvoLogics公司一直致力于这方面的研究并研制成功一系列商业货架成品；传统的扫扩技术虽然取得了极大的成功，但在实际的应用中存在以下几个方面的缺点：(1)以较低的频谱利用率(即通信速率)换取系统的抗多普勒能力；(2)以较大的系统工作带宽换取较好的信道多途分离能力。

发明内容

本发明的目的是提供一种解决传统的扫扩调制通信方法在具有较好的系统抗多普勒能力时存在的频谱利用率较低的问题的基于正交载波扫扩技术的抗多途水声通信方法。

基于正交载波扫扩技术的抗多途水声通信方法，包括下述步骤：

步骤1、发射端采用正交的线性调频信号作为载波，即正交载波，采用相位调制方式，将二进制信息流进行编码、交织和符号映射之后调制到此正交载波上发送出去；正交载波信号的数学表达式为c₁(t)和c₂(t)；

步骤2、如图5所示，步骤1的发射信号经过信道后到达通信接收端，接收信号r(k)送入两个并行的信号处理分支，两路信号处理分支步骤如下：

步骤2.1、第一路信号处理分支对接收信号r(k)依次进行帧同步、解扩、匹配滤波并最终抽样成为基带符号序列，将基带符号序列送入内嵌二阶数字锁相环的正向判决反馈均衡器，如图4所示，正向判决反馈均衡器执行以下步骤实现残余码间干扰的抑制：

长度为N的接收信号r(k)为

$r\left(k\right)=\underset{n=0}{\overset{L-1}{\Σ}}h\left(n\right)x(k-n)+\mathrm{\σ}\left(k\right),k=0,1,...,N-1$

其中，n＝0,1,…,L-1；x(·)为发射信号；h(·)为长度为L的信道冲激响应函数；σ(·)为加性噪声；

判决均衡后的输出符号的表达式为

s₁(k)＝rf₁-d₁b₁

其中，f₁为均衡器的前馈系数向量，b₁为均衡器的反馈系数向量，d₁为正向判决反馈均衡器及反向判决反馈均衡器的判决符号；接收信号r(k)简记为r；

步骤2.2、第二路信号处理分支对接收信号r(k)先进行时间反转，然后对时间反转后的信号依次进行帧同步、解扩、匹配滤波并最终抽样成为基带符号序列，并将基带符号序列送入内嵌二阶数字锁相环的反向判决反馈均衡器，反向判决反馈均衡器执行以下步骤实现残余码间干扰的抑制：

长度为N的接收信号r(k)的时间反转信号为

$\tilde{r}\left(k\right)=\underset{n=-(L-1)}{\overset{0}{\Σ}}h(-n)\tilde{x}(k-n)+\widetilde{\mathrm{\σ}}\left(k\right),k=0,1,...,N-1$

其中，表示x(·)的时间反转；经过时间反转后的n＝-(L-1),…,-1,0；

判决均衡后的输出符号的表达式为

$s_2\left(k\right)=\tilde{r}{f}_2-d_2{b}_2$

其中，f₂为均衡器的前馈系数向量，b₂为均衡器的反馈系数向量，d₂为正向判决反馈均衡器及反向判决反馈均衡器的判决符号；反转信号简记为

步骤3、对步骤2的两路输出序列s₁和s₂进行以下形式的合并得到发射符号的估计值根据估计值实现水声通信；

$\hat{d}=D\[{\mathrm{\αs}}_2\left(k\right)+(1-\mathrm{\α})s_1\left(k\right)\]$

其中，函数D[·]表示对·进行硬判决；α为一个系数，α∈[0,1]；

当α＝1或者α＝0时,即变成了对两路信号任选一路的情况，当α＝1/2时表示两路符号的等增益合并。

本发明的有益效果在于：

本发明使用正交载波进行信息的扫扩调制，提高了通信系统的通信速率，接收端利用嵌入二阶锁相环的双向判决反馈均衡器进行残余多普勒的补偿以及多途扩展的抑制。和传统的扫扩调制通信方法相比，本发明可以有效降低多途和多普勒的干扰,提高了通信性能及通信速率，通信速率提高20％以上。同时，本发明能够以较小的系统工作带宽取得较好的信道多途分离能力。

附图说明

图1为完整的信号生成流程图；

图2和图3为由正交载波的时频域示意图；

图4为插入同步信号的发送波形的帧结构图；

图5为本发明的常规判决反馈均衡器接收处理框图；

图6为本发明的双向判决反馈均衡器接收处理框图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做进一步描述：

基于正交载波扫扩技术的抗多途水声通信方法，涉及通信技术领域，特别涉及信道多途条件下的通信方法。为了解决传统的扫扩调制通信方法在具有较好的系统抗多普勒能力时存在的频谱利用率较低的问题，本发明使用正交载波进行信息的扫扩调制，将接收信号r(k)分成两路，第一路对接收信号r(k)依次进行帧同步、解扩、匹配滤波并最终抽样成为基带符号序列，并送入内嵌二阶数字锁相环的正向判决反馈均衡器，第二路对接收信号r(k)进行时间反转后，依次进行帧同步、解扩、匹配滤波并最终抽样成为基带符号序列，并送入内嵌二阶数字锁相环的反向判决反馈均衡器；对的两路输出序列进行合并得到发射符号的估计值根据估计值实现水声通信。本发明适用于水声通信技术领域。

具体实施方式一：基于正交载波扫扩技术的抗多途水声通信方法，包括下述步骤：

步骤1、发射端采用正交的线性调频信号作为载波，即正交载波，采用相位调制方式，将二进制信息流进行编码、交织和符号映射之后调制到此正交载波上发送出去；正交载波信号的数学表达式为c₁(t)和c₂(t)；

步骤2、如图5所示，步骤1的发射信号经过信道后到达通信接收端，接收信号r(k)送入两个并行的信号处理分支，两路信号处理分支步骤如下：

步骤2.1、第一路信号处理分支对接收信号r(k)依次进行帧同步、解扩、匹配滤波并最终抽样成为基带符号序列，将基带符号序列送入内嵌二阶数字锁相环的正向判决反馈均衡器，如图4所示，正向判决反馈均衡器执行以下步骤实现残余码间干扰的抑制：

长度为N的接收信号r(k)为

$r\left(k\right)=\underset{n=0}{\overset{L-1}{\Σ}}h\left(n\right)x(k-n)+\mathrm{\σ}\left(k\right),k=0,1,...,N-1$

其中，n＝0,1,…,L-1；x(·)为发射信号；h(·)为长度为L的信道冲激响应函数；σ(·)为加性噪声；

判决均衡后的输出符号的表达式为

s₁(k)＝rf₁-d₁b₁

其中，f₁为均衡器的前馈系数向量，b₁为均衡器的反馈系数向量，d₁为正向判决反馈均衡器及反向判决反馈均衡器的判决符号；接收信号r(k)简记为r；

步骤2.2、第二路信号处理分支对接收信号r(k)先进行时间反转，然后对时间反转后的信号依次进行帧同步、解扩、匹配滤波并最终抽样成为基带符号序列，并将基带符号序列送入内嵌二阶数字锁相环的反向判决反馈均衡器，反向判决反馈均衡器执行以下步骤实现残余码间干扰的抑制：

长度为N的接收信号r(k)的时间反转信号为

$\tilde{r}\left(k\right)=\underset{n=-(L-1)}{\overset{0}{\Σ}}h(-n)\tilde{x}(k-n)+\widetilde{\mathrm{\σ}}\left(k\right),k=0,1,...,N-1$

其中，表示x(·)的时间反转；经过时间反转后的n＝-(L-1),…,-1,0；

判决均衡后的输出符号的表达式为

$s_2\left(k\right)=\tilde{r}{f}_2-d_2{b}_2$

其中，f₂为均衡器的前馈系数向量，b₂为均衡器的反馈系数向量，d₂为正向判决反馈均衡器及反向判决反馈均衡器的判决符号；反转信号简记为

步骤3、对步骤2的两路输出序列s₁和s₂进行以下形式的合并得到发射符号的估计值根据估计值实现水声通信；

$\hat{d}=D\[{\mathrm{\αs}}_2\left(k\right)+(1-\mathrm{\α})s_1\left(k\right)\]$

其中，函数D[·]表示对·进行硬判决；α为一个系数，α∈[0,1]；

当α＝1或者α＝0时,即变成了对两路信号任选一路的情况，当α＝1/2时表示两路符号的等增益合并。

具体实施方式二：本实施方式步骤1中的c₁(t)和c₂(t)的表达形式如下：

$\begin{array}{c}{c}_1\left(t\right)=A_c\exp \[j2\mathrm{\π}\left(f_l\left(t-\[\frac{t}{T_{sw}}\]T_{sw}\right)+\frac{m}{2}{\left(t-\[\frac{t}{T_{sw}}\]T_{sw}\right)}^2\right)\]\\ =A_c\exp \[j2\mathrm{\π}\left(f_l{t}_c+\frac{m}{t}{t_c}^2\right)\]\\ c_2\left(t\right)=A_c\exp \[j2\mathrm{\π}\left(f_h\left(t-\[\frac{t}{T_{sw}}\]T_{sw}\right)-\frac{m}{2}{\left(t-\[\frac{t}{T_{sw}}\]T_{sw}\right)}^2\right)\]\\ =A_c\exp \[j2\mathrm{\π}\left(f_h{t}_c-\frac{m}{2}{t_c}^2\right)\]\end{array}$

其中，A_c为幅度；t为时间；m为调频斜率；f_l为正交载波的最低频率；f_h为正交载波的最高频率；T_sw为正交载波的脉宽。

其它步骤与具体实施方式一相同。

具体实施方式三：根据图1和图2说明本实施方式，本实施方式步骤1的具体操作步骤如下：

步骤1.1、将二进制信息流进行信道编码得到编码二进制比特流；

步骤1.2、将编码二进制比特流进行交织操作得到交织后的编码二进制比特流；

步骤1.3、在交织后的编码二进制比特流中插入二进制训练比特流；

步骤1.4、将步骤1.3得到的二进制比特流进行相位调制得到基带符号序列；

步骤1.5、将基带符号序列按照序列长度一分为二，分别进行脉冲成型滤波后得到两路脉冲成型后的符号序列；

步骤1.6、将两路脉冲成型后的符号序列中的一路符号序列调制到正交载波c₁(t)上，另一路调制到正交载波c₂(t)上；

步骤1.7、将调制完信息后的两路正交载波波形相加后生成发射波形；

步骤1.8、将步骤1.7生成的发射波形插入同步信号，得到插入同步信号的发送波形；插入同步信号的发送波形的帧结构如图3所示。

其它步骤与具体实施方式二相同。

具体实施方式四：本实施方式所述步骤2.1和步骤2.2所述的反馈均衡器的均衡器系数向量均采用RLS算法进行更新。

其它步骤与具体实施方式三相同。

Claims (4)

1.基于正交载波扫扩技术的抗多途水声通信方法，其特征在于，包括如下步骤：

(1)发射端采用正交的线性调频信号作为载波，即正交载波，采用相位调制方式，将二进制信息流进行编码、交织和符号映射之后调制到此正交载波上发送出去；正交载波信号的数学表达式为c₁(t)和c₂(t)；

(2)步骤(1)的发射信号经过信道后到达通信接收端，接收信号r(k)送入两个并行的信号处理分支，两路信号处理分支步骤包括：

(2.1)任取一路信号作为第一路信号，通过第一路信号处理分支对接收信号r(k)依次进行帧同步、解扩、匹配滤波并最终抽样成为基带符号序列，将基带符号序列送入内嵌二阶数字锁相环的正向判决反馈均衡器，正向判决反馈均衡器执行以下步骤实现残余码间干扰的抑制：

长度为N的接收信号r(k)为

$r\left(k\right)=\underset{n=0}{\overset{L-1}{\Σ}}h\left(n\right)x(k-n)+\mathrm{\σ}\left(k\right),k=0,1,...,N-1$

其中，n＝0,1,…,L-1；x(·)为发射信号；h(·)为长度为L的信道冲激响应函数；σ(·)为加性噪声；

判决均衡后的输出符号的表达式为

s₁(k)＝rf₁-d₁b₁

其中，f₁为均衡器的前馈系数向量，b₁为均衡器的反馈系数向量，d₁为正向判决反馈均衡器及反向判决反馈均衡器的判决符号；接收信号r(k)简记为r；

(2.2)第二路信号处理分支对接收信号r(k)先进行时间反转，然后对时间反转后的信号依次进行帧同步、解扩、匹配滤波并最终抽样成为基带符号序列，并将基带符号序列送入内嵌二阶数字锁相环的反向判决反馈均衡器，反向判决反馈均衡器执行以下步骤实现残余码间干扰的抑制：

长度为N的接收信号r(k)的时间反转信号的表达式为

$\tilde{r}\left(k\right)=\underset{n=-(L-1)}{\overset{0}{\Σ}}h(-n)\tilde{x}(k-n)+\widetilde{\mathrm{\σ}}\left(k\right),k=0,1,...,N-1$

其中，表示x(·)的时间反转；经过时间反转后的n＝-(L-1),…,-1,0；

判决均衡后的输出符号的表达式为

$s_2\left(k\right)=\tilde{r}{f}_2-d_2{b}_2$

其中，f₂为均衡器的前馈系数向量，b₂为均衡器的反馈系数向量，d₂为正向判决反馈均衡器及反向判决反馈均衡器的判决符号；反转信号简记为

(3)对步骤(2)的两路输出序列s₁和s₂进行以下形式的合并得到发射符号的估计值根据估计值实现水声通信；

$\hat{d}=D\[{\mathrm{\αs}}_2\left(k\right)+(1-\mathrm{\α})s_1\left(k\right)\]$

其中，函数D[·]表示对·进行硬判决；α为一个系数，α∈[0,1]。

2.根据权利要求1所述的基于正交载波扫扩技术的抗多途水声通信方法，其特征在于：所述步骤(1)中的c₁(t)和c₂(t)为：

$\begin{array}{c}{c}_1\left(t\right)=A_c\exp \[j2\mathrm{\π}\left(f_l\left(t-\[\frac{t}{T_{sw}}\]T_{sw}\right)+\frac{m}{2}{\left(t-\[\frac{t}{T_{sw}}\]T_{sw}\right)}^2\right)\]\\ =A_c\exp \[j2\mathrm{\π}\left(f_l{t}_c+\frac{m}{2}{t_c}^2\right)\]\end{array}$

$\begin{array}{c}{c}_2\left(t\right)=A_c\exp \[j2\mathrm{\π}\left(f_h\left(t-\[\frac{t}{T_{sw}}\]T_{sw}\right)-\frac{m}{2}{\left(t-\[\frac{t}{T_{sw}}\]T_{sw}\right)}^2\right)\]\\ =A_c\exp \[j2\mathrm{\π}\left(f_h{t}_c-\frac{m}{2}{t_c}^2\right)\]\end{array}$

其中，A_c为幅度；t为时间；m为调频斜率；f_l为正交载波的最低频率；f_h为正交载波的最高频率；T_sw为正交载波的脉宽。

3.根据权利要求1或2所述的基于正交载波扫扩技术的抗多途水声通信方法，其特征在于：所述步骤(1)的具体操作步骤如下：

步骤(1.1)将二进制信息流进行信道编码得到编码二进制比特流；

步骤(1.2)将编码二进制比特流进行交织操作得到交织后的编码二进制比特流；

步骤(1.3)在交织后的编码二进制比特流中插入二进制训练比特流；

步骤(1.4)将步骤(1.3)得到的二进制比特流进行相位调制得到基带符号序列；

步骤(1.5)将基带符号序列按照序列长度一分为二，分别进行脉冲成型滤波后得到两路脉冲成型后的符号序列；

步骤(1.6)将两路脉冲成型后的符号序列中的一路符号序列调制到正交载波c₁(t)上，另一路调制到正交载波c₂(t)上；

步骤(1.7)将调制完信息后的两路正交载波波形相加后生成发射波形；

步骤(1.8)将步骤(1.7)生成的发射波形插入同步信号，得到插入同步信号的发送波形。

4.根据权利要求3所述的基于正交载波扫扩技术的抗多途水声通信方法，其特征在于：所述的步骤(2.1)和步骤(2.2)所述的反馈均衡器的均衡器系数向量均采用RLS算法进行更新。