CN105071879A

CN105071879A - 在交叉信道增益估计中判断认知用户所在区域的检测方法

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Publication number: CN105071879A
Application number: CN201510541062.8A
Authority: CN
Inventors: 赵国栋; 黄碧佳; 李立英; 李少谦
Original assignee: University of Electronic Science and Technology of China
Current assignee: University of Electronic Science and Technology of China
Priority date: 2015-08-28
Filing date: 2015-08-28
Publication date: 2015-11-18
Anticipated expiration: 2035-08-28
Also published as: CN105071879B

Abstract

本发明属于移动通信领域，尤其涉及移动通信中的认知无线电全双工中继领域。本发明首先下行链路传输中，PT采用自适应调制方式向PR发送数据，发送数据过程中保持信噪比恒定，CT端监听来自PT端传输信号的SNR，对比PR的目标SNR，排除有干扰的区域即初步检测认知用户区域，CT作为全双工中继，转发来自PT端的信号给PR，PR根据接收到的两条链路信号给出新的SNR，触发PT-PR的CLPC系统，PT的发射功率会做出相应的调整，CT根据接收到的新的PT信号获得新的SNR，CT根据其开启前后的SNR大小变化检测认知用户区域。使用本发明的方法，在干扰概率为5％的前提下，随着PT-PR距离r的变化，成功选择概率大于90％。

Description

在交叉信道增益估计中判断认知用户所在区域的检测方法

技术领域

本发明属于移动通信领域，尤其涉及移动通信中的认知无线电全双工中继领域。

背景技术

在过去的十年中，认知无线电技术已被广泛的研究，其中的频谱共享技术成为未来认知无线电系统的最热门。在频谱共享中，CT端到PR端的交叉信道增益估计是影响认知能力的重要因素。但是，对CT-PR的交叉信道增益估计仍然是一个非常具有挑战性的任务。因为在频分双工(FDD)系统中，CT-PR交叉信道增益的估计只能是现有PR将其估计出来，然后通过两个系统间的回程链路将估计出的结果传送给CT，但是在认知无线电系统中，这种回程链路通常是无效的；为了解决这一难题，有人提出来一种称作主动估计的方法，它的交叉信道增益估计过程不需要回程链路，也不用PR发射反向功率。其原理是：CT首先通过交叉信道发送一个干扰信号，从而导致PR接收的信号发生变化。由于PT-PR系统有闭环功率控制(CLPC)，使得PT能根据PR端接收的信噪比不同，自动的调节其发射功率，且该功率变化附带了CT-PR交叉信道增益的信息。通过这种主动估计方式，CT能根据检测到的携带交叉信道增益信息的PT发射功率变化估计出交叉信道增益值。但是这种办法在实际系统中很难执行，因为它们需要CT发送干扰信息，从而无可避免的对PR产生了干扰。

最近，有研究人员在主动估计的方法中引入了全双工中继技术。由于CT扮演的是全双工中继的角色，其对来自PT的发射信号进行转发放大，然后发送给PR，从而对PR不会产生干扰。这种方法巧妙地让CT触发了CT-PR系统的CLPC。但是在该方法中，PR将直传和中继链路的两条信号视作理想信号，这就需要两条路径的到达时间差(TDOA)小于PR的最大容许时延，这种情形成为小时延(STD)。但是，如果两条路径的TDOA大于或等于最大容许时延，则PR将会视其中一条链路的信号(直传链路或者中继链路)作为理想信号，另一路视作干扰，这种情形成为大时延(LTD)。在实际场景下，我们根本不能保证PR接收信号的时延在控制范围内，所以该问题也成了交叉信道增益估计的瓶颈。

发明内容

本发明针对现有技术的不足，提出在交叉信道增益估计中判断认知用户所在区域的检测方法。在本发明中，CT能在对PR段不造成干扰的前提下很精确地区分大小时延，即对CT所在区域进行判定。

为了方便的描述本发明的内容，首先对本发明所使用的术语和模型进行介绍：

定义1主基站(PT，PrimaryTransmitter)：主系统中的信号发射端。

定义2主用户(PR,PrimaryUser)：主系统中的信号接收端。

定义3认知发射机(CT，CognitiveTransmitter)：次级系统中具有认知功能的信号发射端。

定义4信噪比(SNR，SignalNoiseRatio)：信号功率与噪声功率的比值。

定义5闭环功率控制(CLPC,ClosedLoopPowerControl)：发射端根据接收端信噪比的变化来调整自身的发射功率，从而保证接收端的接收质量。

定义6频分双工(FDD，Frequency-Division-Duplex)：上、下行通信分别采用同一时隙的不同频率信道进行工作。

定义7全双工(FD，Full-Duplex)：上、下行通信分别采用相同频率信道的相同时隙进行工作。

定义8交叉信道增益(CCG，Cross-ChannelGain)：S-BS与M-UE之间的信道增益。

定义9到达时间差(TDOA，TimeDifferenceofArrival)：直传链路信号和中继转发信号到达PR端的时间差。

定义10小时延(STD，Smalltimedelay)：PR接收到的两路信号时延很小，则将两路信号合并视作一路信号。

定义11大时延(LTD，Largetimedelay)：PR接收到的两路信号时延较大，则选取一路信号较强的视作理想信号，另一路视作干扰信号。

本发明所使用的系统为：

如图1所示，

系统有CLPC，PT与PR在某个频段内通信，PT位置固定，其覆盖范围R，则设圆心为PT，半径为R的圆为圆A。PR与PT的直线距离为L，且PR位于以PT为圆心，R为半径的圆形范围内，则设圆心为PT，半径为L的圆为圆B。全双工CT与PT的直线距离为r，且CT位于以PT为圆心，R为半径的圆形范围内。其中，PR与CT的直线距离为l，0.035km＜L≤R，0.035km＜r≤R，l＞0.035km。PT、PR和CT之间的信道系数为其中，PT-PR链路的信道系数为PT-CT链路的信道系数为CT-PR链路的信道系数为h_k为小尺度衰落系数，服从瑞利衰落，g_k为大尺度衰落系数，其服从如下分布：P_L(dB)＝128.1+37.6log₁₀(d),ford≥0.035km，其中，d为两点之间的距离。

假设PR端接收信号的容忍时延为T_m，则可知PT与PR点的STD区域形成了一个以PT，PR为焦点的椭圆，且椭圆端点距离其最近焦点的距离其中，c为电磁波传输速度，则椭圆外部即为LTD区域，设焦点为PT，PR，椭圆端点距离其最近焦点的距离的椭圆为椭圆C。

所述圆B∩椭圆C部分为区域I，所述圆B-(圆B∩椭圆C)部分为区域III，所述(圆A-圆B)∩椭圆C部分为区域II，所述圆A-(区域I+区域II+区域III)部分为区域IV。椭圆C边界代表了最大容许时延T_m的边界。

本发明的技术方案为：

本发明首先下行链路传输中，下行链路传输中，PT采用自适应调制方式向PR发送数据，发送数据过程中保持信噪比恒定，CT端监听来自PT端传输信号的SNR，对比PR的目标SNR，排除有干扰的区域即初步检测认知用户区域，CT作为全双工中继，转发来自PT端的信号给PR，PR根据接收到的两条链路信号给出新的SNR，触发PT-PR的CLPC系统，PT的发射功率会做出相应的调整，CT根据接收到的新的PT信号获得新的SNR，CT根据其开启前后的SNR大小变化检测认知用户区域。

本发明的原理：

在不干扰PR的情况下对认知用户的所在区域进行估计，如果CT对接收到的来自PT主信号进行中继转发，而不是对PR直接发干扰信号，则可避免对PR的干扰。CT在PT和PR的通信过程中起到了全双工中继的作用：接收，放大，转发来自PT的主信号。因此，PR端可以接收到来自两条链路的信号：PT端的直传链路和CT端的中继链路。如果CT设计合理，这种方法可能会提高PR端SNR，降低PT发射功率。CT则可以利用PT与PR间的CLPC(闭环功率控制)技术来检测认知用户CT的所在区域。

在交叉信道增益估计中判断认知用户所在区域的检测方法，包括如下步骤：

S1、下行链路传输中，PT采用自适应调制方式向PR发送数据，发送数据过程中保持信噪比恒定，CT端监听来自PT端传输信号的SNR，对比PR的目标SNR，排除有干扰的区域即初步检测认知用户区域，具体步骤如下：

S11、PT采用自适应调制方式，以初始发射功率p₀向PR发送信号x(i,j)，发射过程中保持信噪比恒定，PR端接收到的信号表示为

y (i, j) = h_{0} (j) \sqrt{g_{0} p_{0}} x (i, j) + n_{p} (i, j),

其中，为求期望操作，i,j分别为样本数和block数，n_p(i,j)为期望为0，方差为σ²的复杂高斯白噪声，PR的接收信噪比g₀为PT与PR之间的信道增益；

S12、CT接收到PT的信号则CT接收到的平均信噪比为其中，g₁为CT与PT之间的信道增益，n_c(i,j)为期望为0，方差为σ²的复杂高斯白噪声；

S13、通过比较S11所述g₀和S12所述g₁可以得出和的大小关系，即

\frac{{\overset{&OverBar;}{γ}}_{c_{0}}}{{\overset{&OverBar;}{γ}}_{T}} = \frac{\frac{{\overset{&OverBar;}{γ}}_{c_{0}} σ^{2}}{p_{0}}}{\frac{{\overset{&OverBar;}{γ}}_{T} σ^{2}}{p_{0}}} = \frac{g_{1}}{g_{0}};

S14、根据S13所述和的大小关系排除有干扰的区域，即

D e c i s i o n r e s u l t = \{\begin{matrix} Re g i o n s I, I I I, & i f & {\overset{&OverBar;}{γ}}_{T} < {\overset{&OverBar;}{γ}}_{c_{0}}, \\ Re g i o n s I I, I V, & i f & {\overset{&OverBar;}{γ}}_{T} &GreaterEqual; {\overset{&OverBar;}{γ}}_{c_{0}} . \end{matrix},

排除的情况，即区域II,IV；

S2、CT转发来自PT端的信号给PR，PR根据接收到的中继链路信号给出新的SNR，触发PT-PR的CLPC系统，PT的发射功率会做出相应的调整，CT根据接收到的新的PT信号获得新的SNR，具体如下：

S21、CT对PT发送的信号x(i,j)进行转发放大，向PT发送x_ct(i,j)＝Gx_cr(i,j)，此时，PT接收到的信号为

g₂为CT到PR的信道增益，G为CT对PT发送的信号x(i,j)的放大倍数，为α,β分别为样本和block的周期数；

S22、若S21所述y_p(i,j)中与之间时延＜T_m，则将两路信号合并视作一路信号，所述两路信号包括PR接收到的的PT发送的信号和CT转发放大的信号，则根据公式求出PR的等效信道增益为保持恒定的目标信噪比则CLPC会根据公式自动调节PT的发射功率，即由p₀变为p₁′，则CT的接收信噪比更新为

{\overset{&OverBar;}{γ}}_{c_{1}}^{'} = \frac{{p_{1}}^{'} g_{1}}{σ^{2}} = \frac{{\overset{&OverBar;}{γ}}_{T} g_{1} (G^{2} g_{2} + 1)}{g_{0} + G^{2} g_{1} g_{2}} = \frac{{\overset{&OverBar;}{γ}}_{T} {\overset{&OverBar;}{γ}}_{c_{0}} (G^{2} g_{2} + 1)}{{\overset{&OverBar;}{γ}}_{T} + {\overset{&OverBar;}{γ}}_{c_{0}} G^{2} g_{2}},

转入S3；

S23、若S21所述y_p(i,j)中与之间时延≥T_m，则在PR接收到的的PT发送的信号和CT转发放大的信号选取信号较强的一路作为理想信号，另一路视作干扰信号，求出PR的等效信道增益为保持恒定的目标信噪比则CLPC会根据公式自动调节PT的发射功率，即由p₀变为p₁″，则CT的接收信噪比更新为

{\overset{&OverBar;}{γ}}_{c_{1}}^{''} = \frac{{p_{1}}^{''} g_{1}}{σ^{2}} = \frac{{\overset{&OverBar;}{γ}}_{T} ({\overset{&OverBar;}{γ}}_{T} + G^{2} g_{2} + 1)}{G^{2} g_{2}},

转入S3；

S3、检测认知用户区域，得出区域I为无干扰区域，即，

根据预设门限值比较S22所述和Γ的大小，若则排除区域III，

根据预设门限值比较比较S23所述和Γ的大小，若则排除区域III，其中，K为经验值。

进一步地，S23所述求出PR的等效信道增益的具体方法为：

步骤1、若PR接收到的的PT发送的信号作为理想信号，则

可以得到信噪比

由于则不考虑该情况；

步骤2、若PR接收到的的CT转发放大的信号作为理想信号，则可以得到信噪比

，则等效信道增益为

g_{e} = \frac{G^{2} g_{1} g_{2}}{\frac{p_{0} g_{0}}{σ^{2}} + G^{2} g_{2} + 1} .

进一步地，S24所述K∈(0,1)。

本发明的有益效果：

本发明无需CT和PT端的回程链路紧密合作，不会对PR造成干扰，这样就可以极大的简化系统复杂性，同时，也不是在限定的小时延场景工作。即CT能在对PR段不造成干扰的前提下很精确地区分大小时延，对CT所在区域进行判定。使用本发明的方法，在干扰概率为5％的前提下，随着PT-PR距离r的变化，成功选择概率大于90％。

附图说明

图1是本发明的系统模型图。

图2是认知用户区域模型图。

图3为g₀和g_e的关系示意图。

图4为检测过程原理图。

图5为STD和LTD在r＝0.2km时的概率密度曲线。

图6为干扰概率的相关系数。

图7为区域I成功选择的概率。

具体实施方式

下面结合实施例和附图，详细说明本发明的技术方案。

如图1所示，

PT在以半径R＝0.5km的圆中心，CT和PR随机分布在圆内，且PT距离CT为rkm，为避免近场效应，三点的距离都要大于0.035km。在仿真过程中，令目标信噪比噪声功率为-114dBm，block数B＝200，每个block中的样本数为100，蒙特卡罗次数M＝1000，最大容忍时延为T_m＝1μs。三点的无线信道大尺度衰落和小尺度衰落，小尺度服从瑞利分布，且λ_k＝1,(k＝0,1,2)，路径损耗为P_L(dB)＝128.1+37.6log₁₀(d),ford≥0.035km，阴影衰落服从对数正态分布，方差为4。

y (i, j) = h_{0} (j) \sqrt{g_{0} p_{0}} x (i, j) + n_{p} (i, j),

\frac{{\overset{&OverBar;}{γ}}_{c_{0}}}{{\overset{&OverBar;}{γ}}_{T}} = \frac{\frac{{\overset{&OverBar;}{γ}}_{c_{0}} σ^{2}}{p_{0}}}{\frac{{\overset{&OverBar;}{γ}}_{T} σ^{2}}{p_{0}}} = \frac{g_{1}}{g_{0}};

S14、根据S13所述和的大小关系排除有干扰的区域，即

D e c i s i o n r e s u l t = \{\begin{matrix} Re g i o n s I, I I I, & i f & {\overset{&OverBar;}{γ}}_{T} < {\overset{&OverBar;}{γ}}_{c_{0}}, \\ Re g i o n s I I, I V, & i f & {\overset{&OverBar;}{γ}}_{T} &GreaterEqual; {\overset{&OverBar;}{γ}}_{c_{0}} . \end{matrix},

排除的情况，即区域II,IV；

{\overset{&OverBar;}{γ}}_{c_{1}}^{'} = \frac{{p_{1}}^{'} g_{1}}{σ^{2}} = \frac{{\overset{&OverBar;}{γ}}_{T} g_{1} (G^{2} g_{2} + 1)}{g_{0} + G^{2} g_{1} g_{2}} = \frac{{\overset{&OverBar;}{γ}}_{T} {\overset{&OverBar;}{γ}}_{c_{0}} (G^{2} g_{2} + 1)}{{\overset{&OverBar;}{γ}}_{T} + {\overset{&OverBar;}{γ}}_{c_{0}} G^{2} g_{2}},

转入S3；

S23、若S21所述y_p(i,j)中与

之间时延≥T_m，则在PR接收到的的PT发送的信号和CT转发放大的信号选取信号较强的一路作为理想信号，另一路视作干扰信号，求出PR的等效信道增益为保持恒定的目标信噪比则CLPC会根据公式自动调节PT的发射功率，即由p₀变为p₁″，则CT的接收信噪比更新为转入S3，其中S23所述求出PR的等效信道增益的具体方法为：

步骤1、若PR接收到的的PT发送的信号作为理想信号，则

可以得到信噪比

由于则不考虑该情况；

，则等效信道增益为

g_{e} = \frac{G^{2} g_{1} g_{2}}{\frac{p_{0} g_{0}}{σ^{2}} + G^{2} g_{2} + 1} .

如图3所示，

图3(a)中，区域I和III在第一跳的情况下使得中继链路信道强于直传链路信道，即g₁＞g₀，在区域I，根据理论1，其EEECG的g_e是恒定大于g₀的，在区域III，根据理论2，当(或)，其EEECG小于(或大于)主链路信道增益g₀。在区域I，即STD情形下，PR视两路信号为理想信号，在区域III，当时，类似于传统的方法，PR视直传链路信号为理想信号，中继链路信号为干扰；当时，PR视中继链路信号为理想信号，直传链路信号为干扰。

若在图3(b)，即为II,IV区域，其主链路信号都是强于中继链路信号。由图可知，不论STD还是LTD，其EEECG恒定小于主链路信道增益，即g₀＜g_e。

综合以上分析可知，当CT在I区域时，能保证无干扰检测；当CT在III区域时，需要保证才能避免对PR的干扰。

S3、检测认知用户区域，得出区域I为无干扰区域，即，

根据预设门限值比较S22所述和Γ的大小，若则排除区域III，

根据预设门限值比较比较S23所述和Γ的大小，若则排除区域III，其中，K∈(0,1)。

如图4所示，

图4的(a)和(b)分别提供了STD和LTD的随转发增益G值的变化过程。通过比较和的大小来判决有无干扰，即当时，CT对PR不产生干扰，反之则有干扰。具体的检测过程是G从G_max以Δ_G的步长逐渐调整下降，并检测此时在区域I或III的值，直到但是在区域I时，G＝35dB，而在区域III时，且则可以根据这一特性，即以为门限区别区域I或III，此时的G为数值统计量，定义为Ω。

从理论上来讲，逐渐的降低转发增益G值，能够无干扰地获得最小判决门限Ω，且保持但是在实际情况中，转发增益是以步长Δ_G调节的，使得CT逐渐判决出现而此时就会造成对PR的干扰。为了限制这种干扰情况，将停止门限调整为如图4所示。通过选择合适的K值，CT能有效地控制其干扰概率

图5提供了统计测试量Ω的PDF曲线，此时PR在PT的覆盖范围内随机分布，PT-PR距离为r＝0.2km，G值的测试步长Δ_G＝0.5dB，参数K值为0.9，由图4可知，CT可以区分出区域I和III通过：

D e c i s i o n r e s u l t = \{\begin{matrix} Re g i o n s I, & i f & Ω < G_{t}, \\ Re g i o n s I I I, & i f & Ω &GreaterEqual; G_{t} . \end{matrix} .

来最大化判决概率，门限G_t能通过下式获得：Pr{Ω＜G_t|III}＜5％(即CT在III区域时，被错误地判断为在区域I的概率)，且STD的成功选择概率为：J＝Pr{Ω＜G_t|I}。

不等式中，Pr{I}和Pr{III}表示CT分别在I区域和III区域的概率。

图6提供了CT在不同PT-CT距离下做中继协助探测时的干扰概率曲线，有图可知，K值从0.7到1，干扰概率不断上升，此外，随着r距离的降低，干扰概率也不断上升。这是因为当CT距离PT较近时，CT端的SNR的曲线斜率在点越大，如图4-(b)。当转发增益的步长ΔG为一个给定值时，该SNR的减少值更大。此时，CT获得的测试统计值Ω使得的概率更大，从而干扰概率更大。在余下的仿真中，我们选择K＝0.9，使得干扰概率P_I＜5％。

由图7可知，在干扰概率为5％的前提下，随着PT-PR距离r的变化，成功选择概率大于90％。

Claims

1.在交叉信道增益估计中判断认知用户所在区域的检测方法，其特征在于，包括如下步骤：

y (i, j) = h_{0} (j) \sqrt{g_{0} p_{0}} x (i, j) + n_{p} (i, j),

\frac{{\overset{&OverBar;}{γ}}_{c_{0}}}{{\overset{&OverBar;}{γ}}_{T}} = \frac{\frac{{\overset{&OverBar;}{γ}}_{c_{0}} σ^{2}}{p_{0}}}{\frac{{\overset{&OverBar;}{γ}}_{T} σ^{2}}{p_{0}}} = \frac{g_{1}}{g_{0}};

S14、根据S13所述和的大小关系排除有干扰的区域，即

D e c i s i o n r e s u l t = \{\begin{matrix} Re g i o n s I, I I I, & i f & {\overset{&OverBar;}{γ}}_{T} < {\overset{&OverBar;}{γ}}_{c_{0}}, \\ Re g i o n s I I, I V, & i f & {\overset{&OverBar;}{γ}}_{T} &GreaterEqual; {\overset{&OverBar;}{γ}}_{c_{0}} . \end{matrix},

排除

{\overset{&OverBar;}{γ}}_{T} &GreaterEqual; {\overset{&OverBar;}{γ}}_{c_{0}}

的情况，即区域II,IV；

{\overset{&OverBar;}{γ}}_{c_{1}}^{'} = \frac{{p_{1}}^{'} g_{1}}{σ^{2}} = \frac{{\overset{&OverBar;}{γ}}_{T} g_{1} (G^{2} g_{2} + 1)}{g_{0} + G^{2} g_{1} g_{2}} = \frac{{\overset{&OverBar;}{γ}}_{T} {\overset{&OverBar;}{γ}}_{c_{0}} (G^{2} g_{2} + 1)}{{\overset{&OverBar;}{γ}}_{T} + {\overset{&OverBar;}{γ}}_{c_{0}} G^{2} g_{2}},

转入S3；

{\overset{&OverBar;}{γ}}_{c_{1}}^{''} = \frac{{p_{1}}^{''} g_{1}}{σ^{2}} = \frac{{\overset{&OverBar;}{γ}}_{T} ({\overset{&OverBar;}{γ}}_{T} + G^{2} g_{2} + 1)}{G^{2} g_{2}},

转入S3；

S3、检测认知用户区域，得出区域I为无干扰区域，即，

根据预设门限值比较S22所述和Γ的大小，若则排除区域III，

2.根据权利要求1所述的在交叉信道增益估计中判断认知用户所在区域的检测方法，其特征在于：S23所述求出PR的等效信道增益的具体方法为：

步骤1、若PR接收到的的PT发送的信号作为理想信号，则可以得到信噪比

由于则不考虑该情况；

步骤2、若PR接收到的的CT转发放大的信号作为理想信号，则可以得到信噪比，则等效信道增益为

3.根据权利要求1所述的在交叉信道增益估计中判断认知用户所在区域的检测方法，其特征在于：S3所述K∈(0,1)。