CN104836471A - 逆变电路及不间断电源电路 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种逆变电路及不间断电源电路，其中逆变电路包括第一～第九开关管，第一～第三开关管、第四～第六开关管、第七～第九开关管均串联成一相，所构成的三相电路并联。当第一、四、七开关管导通时，第二、五、八开关管和第三、六、九开关管构成一个三相全桥逆变电路；当第三、六、九开关管导通时，第二、五、八开关管和第一、四、七开关管构成一三相全桥逆变电路。上述逆变电路及不间断电源电路无需增加UPS的数量，仅在逆变电路中增加3个开关管及分别与之反向并联的3个二极管，即可实现同时且独立的驱动两个负载，这相对于现有技术中通过增加UPS的数量来实现对多个负载的驱动的方式，极大的节省了成本，减小了设备体积。

Description

逆变电路及不间断电源电路

技术领域

本发明涉及电力电子技术领域，更具体地说，涉及一种逆变电路及不间断电源电路。 

背景技术

UPS（Uninterrupted Power Supply，不间断电源）广泛应用于单台计算机、计算机网络系统等各种电力电子系统中，用于为电力电子设备提供稳定、不间断的电力供应。无论市电电网正常与否，UPS均能向负载提供连续且高质量的正弦波电源，即在市电输入正常时，UPS将市电进行稳压滤波等处理，为负载提供纯净的正弦波电源，并将电能存储在蓄电池中，在市电输入异常时（如：断电），UPS将蓄电池内的电能转化为纯净的正弦波电源，为负载提供应急性电能。 

常用的双变换在线式UPS其主电路由功率因数校正电路、整流电路、逆变电路、滤波电路等部分构成，主要工作原理为：在市电输入正常时，利用整流电路将市电由交流电压变换成直流电压，再利用逆变电路将该直流电压变换成符合要求的纯净正弦波电源；当市电异常时，利用逆变电路将蓄电池内的直流电变换成符合要求的纯净正弦波电源。 

但是，在实际应用过程中发现，现有的UPS中的逆变电路仅能驱动一个三相负载，当需要同时且独立的驱动多个三相负载时，只能采用多台UPS独立驱动每个负载，这必然造成设备的购买、存放、维护等成本的增加，设备体积的增大。 

发明内容

本发明提供了一种逆变电路及不间断电源电路，以在成本较低、设备体积较小的前提下，实现对多个负载同时且独立的驱动。 

为实现上述目的，本发明提供了如下技术方案： 

一种逆变电路，包括：第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管、第六开关管、第七开关管、第八开关管、第九开关管和分别与各开关管反向并联的九个二极管； 

所述第一开关管的第一端与正母线连接，第二端与所述第二开关管的第一端连接，第三端接收第一脉宽调制信号； 

所述第二开关管的第二端与所述第三开关管的第一端连接，第三端接收第二脉宽调制信号，所述第一开关管与所述第二开关管的公共端为第一输出端； 

所述第三开关管的第二端与负母线相连，第三端接收第三脉宽调制信号，所述第二开关管与所述第三开关管的公共端为第四输出端； 

所述第四开关管的第一端与所述正母线连接，第二端与所述第五开关管的第一端连接，第三端接收第四脉宽调制信号； 

所述第五开关管的第二端与所述第六开关管的第一端连接，第三端接收第五脉宽调制信号，所述第四开关管与所述第五开关管的公共端为第二输出端； 

所述第六开关管的第二端与所述负母线相连，第三端接收第六脉宽调制信号，所述第五开关管与所述第六开关管的公共端为第五输出端； 

所述第七开关管的第一端与所述正母线连接，第二端与所述第八开关管的第一端连接，第三端接收第七脉宽调制信号； 

所述第八开关管的第二端与所述第九开关管的第一端连接，第三端接收第八脉宽调制信号，所述第七开关管与所述第八开关管的公共端为第三输出端； 

所述第九开关管的第二端与所述负母线相连，第三端接收第九脉宽调制信号，所述第八开关管与所述第九开关管的公共端为第六输出端； 

当所述第一开关管、第四开关管和第七开关管导通时，所述第二开关管、第五开关管和第八开关管与所述第三开关管、第六开关管和第九开关管构成一三相全桥逆变电路；当所述第三开关管、第六开关管和第九开关管导通时， 所述第二开关管、第五开关管和第八开关管与所述第一开关管、第四开关管和第七开关管构成一三相全桥逆变电路。 

优选的，所述第一脉宽调制信号、第三脉宽调制信号、第四脉宽调制信号、第六脉宽调制信号、第七脉宽调制信号和第九脉宽调制信号的输出脉宽均按鞍形波或正弦波变化，所述第一脉宽调制信号、第四脉宽调制信号和第七脉宽调制信号输出脉宽变化所遵循的鞍形波或正弦波的相位依次相差120°，所述第三脉宽调制信号、第六脉宽调制信号和第九脉宽调制信号输出脉宽变化所遵循的鞍形波或正弦波的相位依次相差120°。 

优选的，所述第一脉宽调制信号由第一调制波与载波进行比较产生：当所述第一调制波大于所述载波时，所述第一开关管导通，反之截止； 

所述第三脉宽调制信号由第二调制波与载波进行比较产生：当所述第二调制波小于所述载波时，所述第三开关管导通，反之截止； 

所述第四脉宽调制信号由第三调制波与载波进行比较产生：当所述第三调制波大于所述载波时，所述第四开关管导通，反之截止； 

所述第六脉宽调制信号由第四调制波与载波进行比较产生：当所述第四调制波小于所述载波时，所述第六开关管导通，反之截止； 

所述第七脉宽调制信号由第五调制波与载波进行比较产生：当所述第五调制波大于所述载波时，所述第七开关管导通，反之截止； 

所述第九脉宽调制信号由第六调制波与载波进行比较产生：当所述第六调制波小于所述载波时，所述第九开关管导通，反之截止； 

所述第一调制波、第三调制波和第五调制波的相位依次相差120°，所述第二调制波、第四调制波和第六调制波的相位依次相差120°。 

优选的，所述第一调制波大于第二调制波，所述第三调制波大于第四调制波，所述第五调制波大于第六调制波。 

优选的，所述第一调制波、第二调制波、第三调制波、第四调制波、第五调制波和第六调制波为鞍形波，所述载波为三角波。 

优选的，所述鞍形波由正弦波和三次谐波形成。 

优选的，所述第一调制波、第二调制波、第三调制波、第四调制波、第五调制波和第六调制波为正弦波，所述载波为三角波。 

优选的，所述第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管、第六开关管、第七开关管、第八开关管和第九开关管为绝缘栅双极晶体管。 

优选的，所述第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管、第六开关管、第七开关管、第八开关管和第九开关管的第一端均为集电极，第二端均为发射极，第三端均为栅极。 

本发明还提供了一种不间断电源电路，包括：以上任一项所述的逆变电路。 

优选的，所述不间断电源电路，还包括： 

与所述逆变电路的第一输出端连接的第一电感； 

与所述逆变电路的第二输出端连接的第二电感； 

与所述逆变电路的第三输出端连接的第三电感； 

与所述逆变电路的第四输出端连接的第四电感； 

与所述逆变电路的第五输出端连接的第五电感； 

与所述逆变电路的第六输出端连接的第六电感。 

与现有技术相比，本发明所提供的技术方案至少具有以下优点： 

本发明所提供的逆变电路及不间断电源电路中，逆变电路包括第一～第九开关管，第一～第三开关管、第四～第六开关管、第七～第九开关管均串联成一相，所构成的三相电路并联。当逆变电路处于工作状态时，使第一、四、七开关管导通，第二、五、八开关管和第三、六、九开关管构成一个三相全桥逆变电路，可驱动一负载；使第三、六、九开关管导通，第二、五、八开关管和第一、四、七开关管构成一个三相全桥逆变电路，可驱动另一负载。即三相电路中，第二、五、八开关管被分时复用，分别与第三、六、九开关管和第一、四、七开关管构成传统的三相全桥电路。可见，本发明所提供的逆变电路及不间断电源电路无需增加UPS的数量，无需改进整流、功率因数校正等部分，仅需在单个UPS的逆变部分中增加3个开关管及分别与之 反向并联的3个二极管，就能够实现同时且独立的驱动两个负载，这相对于现有技术中通过增加UPS的数量来实现对多个负载的驱动的方式，极大的节省了成本，减小了设备体积。 

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。 

图1为现有技术中UPS的逆变电路图； 

图2为本发明实施例所提供逆变电路图； 

图3为本发明实施例所提供的逆变电路中产生控制逆变电路的U相桥的PWM信号的波形图； 

图4为图3的局部放大图； 

图5为本发明实施例所提供UPS的电路图。 

具体实施方式

正如背景技术所述，现有技术中一台UPS仅能独立驱动一个三相负载，这是由UPS本身的电路结构和驱动控制技术所决定的。 

具体的，现有技术中UPS的逆变电路的结构如图1所示，包括第一～第六6个开关管Q_UH`、Q<sub>UL</sub>`、Q_VH`、Q<sub>VL</sub>`、Q_WH`和Q<sub>WL</sub>`，第一开关管Q_UH`和第二开关管Q<sub>UL</sub>`串联成U相桥，第三开关管Q_VH`和第四开关管Q<sub>VL</sub>`串联成V相桥，第五开关管Q_WH`和第六开关管Q<sub>WL</sub>`串联成W相桥，U相桥、V相桥和W相桥的两端均连接正母线和负母线，它们各自的输出端依次为U、V、W，各开关管均反向并联一二极管，且个开关管均受一PWM（Pulse Width Modulation，脉宽调制信号）控制，这就构成了传统的三相全桥逆变电路。 

在上述电路中，采用SPWM（Sinusoidal Pulse Width Modulation，正弦脉冲宽度调制）技术对每一相的两个开关管的栅极施加脉冲宽度随正弦规律变 化的PWM信号，根据伏秒平衡原理，在每相桥臂的输出端（即U、V和W）即可产生接近于正弦的电压波形。可见，使上述三相全桥逆变电路正确工作的关键是产生PWM信号的SPWM技术。以U相桥为例，产生PWM信号的原理是：通过一个调制波U_r`和一个载波U<sub>c</sub>`进行比较，两个波形在交点时刻对各开关管进行通断控制；当U_r`>U<sub>c</sub>`时，产生的脉冲控制信号S_UH=1，表示第一开关管Q_UH`开通；当U<sub>r</sub>`<U_c`时，产生的脉冲控制信号S<sub>UL</sub>=1，表示第二开关管Q<sub>UL</sub>开通；S<sub>UH</sub>=1时，输出端U的输出为+U<sub>d</sub>，S<sub>UL</sub>=1时，输出端U的输出为+U<sub>d</sub>，且U相桥的输出电压也是脉冲宽度按照正弦规律变化的矩形波，在经过电感滤波平滑之后，即可输出所需要的正弦波电压波形。使U、V、W三相桥的PWM信号公用一个载波U<sub>c</sub>`，调制波U_r`的相位差依次相差120°，可得到两两相差120°的三相电压波形。 

上述电路结构及其驱动控制技术决定了现有技术中的单台UPS只能独立驱动动一个三相负载。虽然可以使多个负载与同一台UPS并联，实现同时驱动多个负载，但是这种方法不能同时对多个负载进行独立的驱动和相位控制。要想实现对多个负载的同时独立驱动，需要使用多台UPS，这无疑会增加设备的购买、存放、维护等成本，增大设备体积。 

基于此，本发明提供了一种逆变电路及不间断电源电路，其中，逆变电路包括：第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管、第六开关管、第七开关管、第八开关管、第九开关管和分别与各开关管反向并联的九个二极管；所述第一开关管的第一端与正母线连接，第二端与所述第二开关管的第一端连接，第三端接收第一脉宽调制信号；所述第二开关管的第二端与所述第三开关管的第一端连接，第三端接收第二脉宽调制信号，所述第一开关管与所述第二开关管的公共端为第一输出端；所述第三开关管的第二端与负母线相连，第三端接收第三脉宽调制信号，所述第二开关管与所述第三开关管的公共端为第四输出端；所述第四开关管的第一端与所述正母线连接，第二端与所述第五开关管的第一端连接，第三端接收第四脉宽调制信号；所述第五开关管的第二端与所述第六开关管的第一端连接，第三端接收第五脉宽调制信号，所述第四开关管与所述第五开关管的公共端为第二 输出端；所述第六开关管的第二端与所述负母线相连，第三端接收第六脉宽调制信号，所述第五开关管与所述第六开关管的公共端为第五输出端；所述第七开关管的第一端与所述正母线连接，第二端与所述第八开关管的第一端连接，第三端接收第七脉宽调制信号；所述第八开关管的第二端与所述第九开关管的第一端连接，第三端接收第八脉宽调制信号，所述第七开关管与所述第八开关管的公共端为第三输出端；所述第九开关管的第二端与所述负母线相连，第三端接收第九脉宽调制信号，所述第八开关管与所述第九开关管的公共端为第六输出端；当所述第一开关管、第四开关管和第七开关管导通时，所述第二开关管、第五开关管和第八开关管与所述第三开关管、第六开关管和第九开关管构成一三相全桥逆变电路；当所述第三开关管、第六开关管和第九开关管导通时，所述第二开关管、第五开关管和第八开关管与所述第一开关管、第四开关管和第七开关管构成一三相全桥逆变电路。 

本发明所提供的逆变电路及不间断电源电路中，逆变电路包括第一～第九开关管，第一～第三开关管、第四～第六开关管、第七～第九开关管均串联成一相，所构成的三相电路并联。三相电路中，第二、五、八开关管被分时复用，分别与第三、六、九开关管和第一、四、七开关管构成传统的三相全桥电路。可见，本发明所提供的逆变电路及不间断电源电路无需增加UPS的数量，仅需在单个UPS的逆变部分中增加3个开关管及分别与之反向并联的3个二极管，就能够实现同时且独立的驱动两个负载，极大的节省了成本，减小了设备体积。 

以上是本发明的核心思想，为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图对本发明的具体实施方式做详细的说明。 

在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本发明，但是本发明还可以采用其他不同于在此描述的其它方式来实施，本领域技术人员可以在不违背本发明内涵的情况下做类似推广，因此本发明不受下面公开的具体实施例的限制。 

本实施例提供了一种逆变电路，如图2所示，该逆变电路包括：第一开 关管Q_UH、第二开关管Q_UM、第三开关管Q_UL、第四开关管Q_VH、第五开关管Q_VM、第六开关管Q_VL、第七开关管Q_WH、第八开关管Q_WM、第九开关管Q_WL和分别与各开关管反向并联的九个二极管。 

其中，第一开关管Q_UH的第一端与正母线连接，第二端与第二开关管Q_UM的第一端连接，第三端接收第一脉宽调制信号； 

第二开关管Q_UM的第二端与第三开关管Q_UL的第一端连接，第三端接收第二脉宽调制信号，第一开关管Q_UH与第二开关管Q_UM的公共端为第一输出端U₁； 

第三开关管Q_UL的第二端与负母线相连，第三端接收第三脉宽调制信号，第二开关管Q_UM与第三开关管Q_UL的公共端为第四输出端U₂； 

第四开关管Q_VH的第一端与正母线连接，第二端与第五开关管Q_VM的第一端连接，第三端接收第四脉宽调制信号； 

第五开关管Q_VM的第二端与第六开关管Q_VL的第一端连接，第三端接收第五脉宽调制信号，第四开关管Q_VH与第五开关管Q_VM的公共端为第二输出端V₁； 

第六开关管Q_VL的第二端与负母线相连，第三端接收第六脉宽调制信号，第五开关管Q_VM与第六开关管Q_VL的公共端为第五输出端V₂； 

第七开关管Q_WH的第一端与正母线连接，第二端与第八开关管Q_WM的第一端连接，第三端接收第七脉宽调制信号； 

第八开关管Q_WM的第二端与第九开关管Q_WL的第一端连接，第三端接收第八脉宽调制信号，第七开关管Q_WH与第八开关管Q_WM的公共端为第三输出端Ｗ₁； 

第九开关管Q_WL的第二端与负母线相连，第三端接收第九脉宽调制信号，第八开关管Q_WM与第九开关管Q_WL的公共端为第六输出端Ｗ2。 

即本实施例所提供的逆变电路包括九个开关管，每三个开关管相互串联成一相电路，第一开关管Q_UH、第二开关管Q_UM和第三开关管Q_UL构成U相桥，第四开关管Q_VH、第五开关管Q_VM和第六开关管Q_VL构成V相桥，第七开关管Q_WH、第八开关管Q_WM和第九开关管Q_WL构成W相桥，共构成三相 电路，该三相电路并联与正母线和负母线之间。每一相电路中，相邻两个开关管之间具有一输出端，则该逆变电路共具有6个输出端。 

上述逆变电路中，各开关管的导通和截止均受一ＰＷＭ信号的控制，具体的，当第一开关管Q_UH、第四开关管Q_VH和第七开关管Q_WH导通时，第二开关管Q_UM、第五开关管Q_VM和第八开关管Q_WM与第三开关管Q_UL、第六开关管Q_VL和第九开关管Q_WL构成一三相全桥逆变电路，输出端U₁、V₁和W₁均输出脉宽随正弦规律变化的矩形波；当第三开关管Q_UL、第六开关管Q_VL和第九开关管Q_WL导通时，第二开关管Q_UM、第五开关管Q_VM和第八开关管Q_WM与第一开关管Q_UH、第四开关管Q_VH和第七开关管Q_WH构成一三相全桥逆变电路，输出端U₂、V₂和W₂均输出脉宽随正弦规律变化的矩形波。 

可见，本实施例所提供的逆变电路实际上包括两个三相全桥逆变电路，该两个三相全桥逆变电路分时复用了中间的三个开关管（第二开关管Q_UM、第五开关管Q_VM和第八开关管Q_WM），即该两个三相全桥逆变电路占用上述三个开关管的时间是错开的，仍然是在各自独立地工作。 

需要说明的是，由于第二开关管Q_UM、第五开关管Q_VM和第八开关管Q_WM处于复用状态，因此要求其开关频率也比其它六个开关管的开关频率高。 

本实施例中，控制上述九个开关管的导通和截止的第一～第九PWM信号的脉宽优选的可均按鞍形波或正弦波变化。根据三相全桥电路的要求输出的是两两相差120°的三相电压波形，第一PWM信号、第四PWM信号和第七PWM信号输出脉宽变化所遵循的鞍形波或正弦波的相位依次相差120°，第三PWM信号、第六PWM信号和第九PWM信号输出脉宽变化所遵循的鞍形波或正弦波的相位依次相差120°。 

产生上述第一～第九PWM信号优选的利用下面的方法： 

以U相桥为例，采用两路调制波第一调制波U_r1和第一调制波U_r2分别于一路载波U_c进行比较，如图3中的（a）和图4中的（a）所示；当U_r1>U_c时，U_r1比较产生的第一PWM信号S_UH=1，表示第一开关管Q_UH导通，此时输出端U₁的输出为高电平；当U_r2<U_c时，U_r2比较产生的第三PWM信号S_UL=1，表示第三开关管Q_UL导通，此时输出端U₂的输出为低电平。 

若U_r1>U_r2，且S_UM=S_UH⊕S_UL（即控制第二开关管Q_UM的导通和关断的第二PWM信号S_UM为第一PWM信号S_UH和第三PWM信号S_UL的异或，第三PWM信号S_UL的波形如图3中的（d）和图4中的（d）所示），则控制第一开关管Q_UH的第一PWM信号S_UH为脉宽随调制波U_r1变化的矩形波，如图3中的（b）和图4中的（b）所示，当第一开关管Q_UH导通时，第二开关管Q_UM和第三开关管Q_UL构成了一个互补的传统半桥结构，其输出波形V_U2（即输出端U₂的输出波形）如图3中的（e）和图4中的（e）所示的矩形波，此时，可使第二PWM信号S_UM等于第三PWM信号S_UL的取非；控制第三开关管Q_UL的第三PWM信号为脉宽随调制波U_r2变化的矩形波，如图3中的（c）和图4中的（c）所示，当第三开关管Q_UL导通时，第二开关管Q_UM和第一开关管Q_UH构成了一个互补的传统半桥结构，其输出波形V_U1（即输出端U₁的输出波形）如图3中的（e）和图4中的（e）所示的矩形波，此时，可使第二PWM信号S_UM等于第一PWM信号S_UH的取非。 

上述控制过程中，在任何时刻U相桥的三个开关管的PWM信号不可能同时为1，即三个开关管不会同时导通，也就不会出现短路的情况，这说明上述电路结构是可行的。 

同样的道理，对于其他两相桥V相桥和W相桥，优选的可使用同一路载波U_c，各自的第一调制波分别与U相桥的第一调制波U_r1的相位相差120°和240°，各自的第二调制波分别与U相桥的第二调制波U_r2的相位相差120°和240°。 

即本实施例中，第一脉宽调制信号S_UH由第一调制波U_r1与载波U_c进行比较产生：当第一调制波U_r1大于载波U_c时，第一开关管Q_UH导通，反之截止； 

第三脉宽调制信号S_UL由第二调制波U_r2与载波U_c进行比较产生：当第二调制波U_r2小于载波U_c时，第三开关管Q_UL导通，反之截止； 

第四脉宽调制信号由第三调制波与载波U_c进行比较产生：当第三调制波大于载波时，第四开关管Q_VH导通，反之截止； 

第六脉宽调制信号由第四调制波与载波U_c进行比较产生：当第四调制波 小于载波U_c时，第六开关管Q_VL导通，反之截止； 

第七脉宽调制信号由第五调制波与载波U_c进行比较产生：当第五调制波大于载波U_c时，第七开关管Q_WH导通，反之截止； 

第九脉宽调制信号由第六调制波与载波U_c进行比较产生：当第六调制波小于载波U_c时，第九开关管Q_WL导通，反之截止； 

其中，第一调制波、第三调制波和第五调制波的相位依次相差120°，第二调制波、第四调制波和第六调制波的相位依次相差120°。第一调制波优选的大于第二调制波，第三调制波优选的大于第四调制波，第五调制波优选的大于第六调制波。 

另外，第二调制波受第一调制波和第三调制波的异或控制，第五调制波受第四调制波和第六调制波的异或控制，第八调制波受第七调制波和第九调制波的异或控制。 

通过上述方法可得到符合要求的第一～第九PWM信号，进而控制第一～第九开关管的导通和截止，在三相输出端U1、V1、W1和另一三相输出端U2、V2、W2得到符合要求的脉宽随正弦规律变化的矩形波。 

需要说明的是，本实施例中，第一调制波、第二调制波、第三调制波、第四调制波、第五调制波和第六调制波优选的可为鞍形波，载波优选的可为三角波，其中，所述鞍形波优选的可由正弦波和三次谐波形成，各调制波采用鞍形波，可提高直流电压的利用率，最大可以将直流电压的利用率提高15%。 

在本发明的其它实施例中，第一调制波、第二调制波、第三调制波、第四调制波、第五调制波和第六调制波也可为其它形式的波，如：正弦波，载波优选的可为三角波。 

另外，本实施例对第一～第九开关管的具体类型并不限定，所述第一～第九开关管优选的可为IGBT（Insulated Gate Bipolar Transistor，绝缘栅双极晶体管。第一～第九开关管的第一端优选的可均为集电极，第二端均为发射极，第三端均为栅极。 

由于本实施例所述的逆变电路实质上包含两个三相全桥逆变电路，且这 两个三相全桥逆变电路分时复用中部的三个开关管，因此两个三相全桥逆变电路的工作时是相互独立的，从而本实施例中所提供的逆变电路可同时连接两个三相负载，实现对两个三相负载的同时且独立的驱动。 

与上述逆变电路相对应的，本实施例还提供了一种UPS电路，其结构如图5所示，包括：本实施例所述的逆变电路。 

该UPS电路还可包括：与本实施例所述的逆变电路的第一输出端U₁连接的第一电感L_U1；与第二输出端U₂连接的第二电感L_U2；与第三输出端U₃连接的第三电感L_U3；与第四输出端U₄连接的第四电感L_U4；与第五输出端U₅连接的第五电感L_U5；与第六输出端U₆连接的第六电感L_U6。上述第一～第六电感分别用于为第一～第六输出端输出的矩形波滤波，以在每个输出端得到符合要求的正弦波，如图3中的（e）、图4中的（e）和（f）中所示的正弦波。 

即在本实施例所述的逆变电路输出脉宽随正弦规律变化的矩形波后，经过第一～第六电感的滤波作用，即在每个输出端可得到所需的正弦波。 

上述UPS电路还可包括：与本实施例所述的逆变电路的输入端相连的整流电路，交流电首先通过整流电路的整流作用，转换为直流电，然后经过逆变电路的逆变作用和电感的滤波作用，输出纯净的三相正弦波电压。 

本实施例所提供的UPS电路，无需增加UPS的数量，无需改进整流、功率因数校正等部分，仅在传统的三相全桥逆变电路中增加了3个开关管即分别与之反向并联的3个二极管，构成每相电路包含三个开关管的三相电路结构。 

在该电路结构中，控制第一、四、七开关管和第三、六、九开关管的PWM信号由均由一路载波与两路大小不等的调制波比较产生，控制第二、五、八开关管的PWM信号分别为对应的控制第一、四、七开关管PWM信号和控制第三、六、九开关管的PWM信号异或，从而使该逆变电路在第一、四、七开关管导通时，第二、五、八开关管与第三、六、九开关管构成一三相全桥逆变电路，输出端U₁、V₁和W₁均输出脉宽随正弦规律变化的矩形波，在第三、六、九开关管导通时，第二、五、第八开关管与第一、四、七开关管构成一三相全桥逆变电路，输出端U₂、V₂和W₂均输出脉宽随正弦规律变化的矩形 波。 

在逆变电路输出矩形波后，通过电感的滤波作用，即可得到两路纯净的正弦波三相交流电，供两个三相负载使用。 

可见，本实施例所提供的UPS电路在节省成本、减小设备体积的前提下，实现了同时且独立的驱动两个负载。 

进一步的，在某些场合下，需要使两个负载的相位同步，而如果将两个负载并连同一UPS，则难以分别控制两个负载各自的相位，使二者同步，如果将两个负载分别连接一UPS，则不同UPS工作情况的不同，会使两个负载相位的同步更加难以做到。本实施例所提供的UPS，其各开关管PWM信号产生的方法，决定了其能够很容易地做到在独立驱动两个负载的同时，又能保证两个负载相位间的同步。 

虽然本发明已以较佳实施例披露如上，然而并非用以限定本发明。任何熟悉本领域的技术人员，在不脱离本发明技术方案范围情况下，都可利用上述揭示的方法和技术内容对本发明技术方案作出许多可能的变动和修饰，或修改为等同变化的等效实施例。因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所做的任何简单修改、等同变化及修饰，均仍属于本发明技术方案保护的范围内。 

Claims (11)

1.一种逆变电路，其特征在于，包括：第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管、第六开关管、第七开关管、第八开关管、第九开关管和分别与各开关管反向并联的九个二极管；

所述第一开关管的第一端与正母线连接，第二端与所述第二开关管的第一端连接，第三端接收第一脉宽调制信号；

所述第二开关管的第二端与所述第三开关管的第一端连接，第三端接收第二脉宽调制信号，所述第一开关管与所述第二开关管的公共端为第一输出端；

所述第三开关管的第二端与负母线相连，第三端接收第三脉宽调制信号，所述第二开关管与所述第三开关管的公共端为第四输出端；

所述第四开关管的第一端与所述正母线连接，第二端与所述第五开关管的第一端连接，第三端接收第四脉宽调制信号；

所述第五开关管的第二端与所述第六开关管的第一端连接，第三端接收第五脉宽调制信号，所述第四开关管与所述第五开关管的公共端为第二输出端；

所述第六开关管的第二端与所述负母线相连，第三端接收第六脉宽调制信号，所述第五开关管与所述第六开关管的公共端为第五输出端；

所述第七开关管的第一端与所述正母线连接，第二端与所述第八开关管的第一端连接，第三端接收第七脉宽调制信号；

所述第八开关管的第二端与所述第九开关管的第一端连接，第三端接收第八脉宽调制信号，所述第七开关管与所述第八开关管的公共端为第三输出端；

所述第九开关管的第二端与所述负母线相连，第三端接收第九脉宽调制信号，所述第八开关管与所述第九开关管的公共端为第六输出端；

当所述第一开关管、第四开关管和第七开关管导通时，所述第二开关管、第五开关管和第八开关管与所述第三开关管、第六开关管和第九开关管构成一三相全桥逆变电路；当所述第三开关管、第六开关管和第九开关管导通时，所述第二开关管、第五开关管和第八开关管与所述第一开关管、第四开关管和第七开关管构成一三相全桥逆变电路。

2.根据权利要求1所述的逆变电路，其特征在于，所述第一脉宽调制信号、第三脉宽调制信号、第四脉宽调制信号、第六脉宽调制信号、第七脉宽调制信号和第九脉宽调制信号的输出脉宽均按鞍形波或正弦波变化，所述第一脉宽调制信号、第四脉宽调制信号和第七脉宽调制信号输出脉宽变化所遵循的鞍形波或正弦波的相位依次相差120°，所述第三脉宽调制信号、第六脉宽调制信号和第九脉宽调制信号输出脉宽变化所遵循的鞍形波或正弦波的相位依次相差120°。

3.根据权利要求2所述的逆变电路，其特征在于，所述第一脉宽调制信号由第一调制波与载波进行比较产生：当所述第一调制波大于所述载波时，所述第一开关管导通，反之截止；

所述第三脉宽调制信号由第二调制波与载波进行比较产生：当所述第二调制波小于所述载波时，所述第三开关管导通，反之截止；

所述第四脉宽调制信号由第三调制波与载波进行比较产生：当所述第三调制波大于所述载波时，所述第四开关管导通，反之截止；

所述第六脉宽调制信号由第四调制波与载波进行比较产生：当所述第四调制波小于所述载波时，所述第六开关管导通，反之截止；

所述第七脉宽调制信号由第五调制波与载波进行比较产生：当所述第五调制波大于所述载波时，所述第七开关管导通，反之截止；

所述第九脉宽调制信号由第六调制波与载波进行比较产生：当所述第六调制波小于所述载波时，所述第九开关管导通，反之截止；

所述第一调制波、第三调制波和第五调制波的相位依次相差120°，所述第二调制波、第四调制波和第六调制波的相位依次相差120°。

4.根据权利要求3所述的逆变电路，其特征在于，所述第一调制波大于第二调制波，所述第三调制波大于第四调制波，所述第五调制波大于第六调制波。

5.根据权利要求3所述的逆变电路，其特征在于，所述第一调制波、第二调制波、第三调制波、第四调制波、第五调制波和第六调制波为鞍形波，所述载波为三角波。

6.根据权利要求5所述的逆变电路，其特征在于，所述鞍形波由正弦波和三次谐波形成。

7.根据权利要求3所述的逆变电路，其特征在于，所述第一调制波、第二调制波、第三调制波、第四调制波、第五调制波和第六调制波为正弦波，所述载波为三角波。

8.根据权利要求1所述的逆变电路，其特征在于，所述第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管、第六开关管、第七开关管、第八开关管和第九开关管为绝缘栅双极晶体管。

9.根据权利要求8所述的逆变电路，其特征在于，所述第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管、第五开关管、第六开关管、第七开关管、第八开关管和第九开关管的第一端均为集电极，第二端均为发射极，第三端均为栅极。

10.一种不间断电源电路，其特征在于，包括：权利要求1～9任一项所述的逆变电路。

11.根据权利要求10所述的不间断电源电路，其特征在于，还包括：

与所述逆变电路的第一输出端连接的第一电感；

与所述逆变电路的第二输出端连接的第二电感；

与所述逆变电路的第三输出端连接的第三电感；

与所述逆变电路的第四输出端连接的第四电感；

与所述逆变电路的第五输出端连接的第五电感；

与所述逆变电路的第六输出端连接的第六电感。